DE2826767B2

DE2826767B2 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung und stabilen Verstärkung breitbandiger RF-Signale

Info

Publication number: DE2826767B2
Application number: DE2826767A
Authority: DE
Inventors: S. Hardial Gill; Othmar 7150 Backnang Tegel
Original assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Current assignee: Bosch Telecom GmbH
Priority date: 1978-06-19
Filing date: 1978-06-19
Publication date: 1981-03-19
Also published as: ATA429079A; CA1139851A; DE2826767C3; DE2826767A1; JPS551797A; FR2429519B1; FR2429519A1; AT378870B; US4270099A; BR7903840A

Description

Gegenstand der Erfindung ist eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung und stabilen Verstärkung breitbandiger RF-Signale, bestehend aus einem für den Betriebsfrequenzbereich unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen rechteckförmigen Hohlleiter, in dem mindestens ein, aktives Halbleiterbauelement mit Gleichspannungszufiihrung angeordnet ist, und aus einem für die Betriebsfrequenz ausgelegten Hohlleiter, der unter Zwischenschaltung einer Querschnittsanpassung mit dem unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter gekoppelt ist, wobei Abstimmelemente vorgesehen sind in Form von einer oder mehreren in die Hohlleiter hineinragenden Schrauben) und einem den unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter an einem Ende abschließenden Kurzschlußschieber.

Zur Erzeugung und Verstärkung von HF-Signalen mit &o Halbleiterbauelementen stehen neben bipolaren Transistoren für Frequenzen bis ca. 5 GHz für höhere Frequenzbereiche vorwiegend FET-Transistoren sowie Gunn- und Impatt-Dioden zur Verfügung.

Will man im Frequenzbereich größer als 5 GHz mit Trägerfrequenzanlagen bei Ausgangsleistungen > 1 W und gleichzeitig hoher Stufenverstärkung (20 dB) z. B. mehr als 1000 Gesprächskanäle oder andere Breitbandsignale übertragen, so verwendet man injektionssynchronisjerte Impatt-OsziUatoren. Für die obigen Forderungen sind Synchronisierbandbreiten von über 100 MHz notwendig, um eine verzerrungsfreie Übertragung zu gewährleisten. Der Zusammenhang zwischen Synchronisierbandbreite ös^r.. dem Verhältnis von Eingangs- und Ausgangsleistung (Stufenverstärkung)

P.

* ein

der Frequenz des freilaufenden Oszillators /0 und der externen Güte Q_e ist für den injektionssynchronisierten Oszillator durch die bekannte Beziehung

'synchr.

2/o (P*

gegeben.

Gunn- und Impatt-Dioden finden genauso wie in injektionssynchronisierten Oszillatoren auch in breitbandigea Reflexionsverstärkern Anwendung. Den grundsätzlichen Aufbau, der für einen injektionssynchronisierten Oszillator bzw. einen Reflexionsverstärker der gleiche ist, zeigt die F i g. 1 mit einer an Tor 3 des Zirkulator angeschlossenen Schaltungsanordnung 1, die ein oder mehrere aktive Halbleiterbauelemente — z. B. Gunn- oder Impatt-Dioden — enthält.

Prinzipielle Ersatzschaltbilder von Impatt- und Gunn-Dioden mit Gehäuse sind in den Fig.2a und 2b angegeben. Dabei stellt in F i g. 2a das Netzwerk 2 das Ersatzschaltbild der Impatt-Diode mit dem negativen Widerstand 3 und das Netzwerk 4 das Ersatzschaltbild des Diodengehäuses dar (vgL RS. Gupta: »Large signal equivalent circuit for Impatt-Diode characterization and its application to amplifiers«. IEEE-Trans. Microwave Theory Tech, VoL ΜΤΓ-21, Nov. 1973, S. 689-694).

Ebenso zeigt die Fig.2b das Ersatzschaltbild 5 der Gunn-Diode mit dem negativen Widerstand 6 (vgL Gunn Diode Circuit Handbook, Microwave Association /HB 9000/Febr. 1971, S. 8) und das Gehäuseersatzschaltbild 7. Die Eingangsimpedanz der beiden Ersatzschaltungen sei Zd= Rd+JXd, wobei Rd einen negativen Wert annimmt, aufgrund des negativen Wirkwiderstandes der Impatt- bzw. Gunn-Diode. Die Reakcanz X₀ kann sowohl kapazitiv als auch induktiv sein.

In dem Bereich, in dem die Verstärkerstufe eine stabile Verstärkung nach der bekannten Beziehung

_G .

R₁ - R₀

mit Rl dem Lastwiderstand, haben soll, muß durch eine Schaltungsanordnung im Bereich des aktiven Halbleiterbauelements dafür gesorgt werden, daß die Reaktanz Xd durch den Blindanteil der Last X_L kompensiert wird (Xl= -Xd). Schwierigkeiten bestehen vorwiegend bei der breitbandigen Realisierung der erwünschten Lasttransformation, da einmal der Betrag des Diodenwirkwiderstandes z. B. bei Impatt-Dioden sehr niederohmig {ρΟβΩ) und der induktive oder kapazitive Blindanteil relativ hochohmig (20Ω-40Ω) sein kann, was einer hohen Diodengüte von etwa 20 entspricht. Zudem stellen die Dioden mit Gehäuse, wie aus F i g. 2a und 2b hervorgeht, mehrkreisige Anordnungen dar, die ihre Impedanz auch noch durch Fertigungsstreuungen und durch die Wahl des Arbeitspunktes h/.w. der Aussteuerung erheblich ändern

(Unterschied zwischen Klein- und Großsignalbetrieb).

Aus der Literatur (HP Application Note 935 3/1972, S. 5, 12, 13, 24, 25) sind injektionssynchronisierte Oszillatoren und ReflexionsverstSrker bekannt, die Koaxial- oder Koaxial-Hohlleiter-Anordnungen verwenden, bei denen die Transformation der Diodenimpedanz meistens einkreisig erfolgt Es sind auch mehrkreisige Koaxial- und Streitenleitungsschaltungen bekannt, bei denen aber keine ausreichenden Abgleiehmöglichkeiten vorhanden sind, die Frequenzänderungen, Halbleiter- und Fertigungssstreuungen ausreichend aufnehmen können. Bei diesen Ausführungen werden externe Güten erreicht, die den Anforderungen an Breitbandigkeit nicht genügen.

Bei dem Festkörper-Oszillator aus der DE-OS _]5 21 28 773 ist das Halbleiterelement in einem Hohlleiter angeordnet, der gegenüber dem für die Betriebsfrequenz ausgelegten Hohlleiter, über den das RF-Signal ausgekoppelt wird, eine lediglich reduzierte Höhe besitzt. Der Hohlleiter mit reduzierter Höhe, dient zur Impedanzanpassung zwischen der Diode und dem für die Betriebsfrequenz ausgelegten Hohlleiter. Als Resonator dient ein weiterer Hohlleiter, der über eine Koaxialleitung rechtwinklig auf dem Hohlleiter mit reduzierter Höhe angeordnet ist und durch den die Gleichstromvorspannung der Diode zugeführt wird. Dieser Oszillator ist mit einem Kurzschlußschieber im Hohlleiter mit reduzierter Höhe abstimmbar.

In der US-PS 38 95 314 ist ein Oszillator beschrieben, bei dem die Diode in einem Koaxialresonator untergebracht ist, der einen mit einer Abstimmschraube versehenen in seiner Höhe abgestuften Hohlleiter kreuzt

Mit derartigen Schaltungen sind keine so geringen Güten zu erzielen, so daß sich damit breitbandige 3-, Verstärker realisieren lassen.

In Elektrisches Nachrichtenwesen (ITT), Band 47, 1972, Nr. 4, S. 277-291 werden bereits die Vorteile von Oszillatoren erwähnt, die in Verbindung mit GrenzfrequenzhoWeitern aufgebaut sind.

Es wurde bereits ein breitbandiger Mikrowellen-Oszillator vorgeschlagen in der älteren Anmeldung P 27 10 164.0, der aus einem unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter besteht, mit einem Längsschlitz in der Schmalseite des Hohlleiters, durch den die Energie in einen Koppelhchlleiter ausgekoppelt wird, dessen Querschnitt die Existenz der ausgekoppelten Grundwelle zuläßt In der Nähe dieser Auskopplung befinden sich das aktive Halbleiterbauelement und mindestens eine veränderbare Zusatzkapazität. Mit Hilfe dieser Anordnung lassen sich zwar kleinere externe Güten als mit ältsren Lösungen erreichen, es ist aber nicht möglich, eine externe Güte zu erhalten, die kleiner ist als die Güte des Halbleiterbauelements. Um z. B. 1800 Gespräche mit einem injektionssynchronisierten Oszillator mit einer Stufenverstärkung von 20 dB zu übertragen, ist nach der Beziehung zwischen Synchronisierbandbreite, externer Güte und Stufenverstärkung (Formel s.o.) eine externe Güte Q_c£\0 erforderlich, womit diese weit unterhalb der Eigengüte («20) z. B. einer Impatt-Diode liegt. Die obige Schaltungsanord= nung läßt sich zudem nur sehr schwer mehrkreisig realisieren und ist in diesem Fall nicht einfach abzustimmen.

Die Aufgabe der Erfindung ist daher, eine mehrkreisi *,-, ge Schaltungsanordnung zu schaffen, die entweder als injektionssynchronisierter RF-Leist.ungsoszillator zur Übertragung von breitbandigen Signalen oder als breitbandiger stabiler Reflexionsverstärker einfach aufgebaut ist, mit guten Abgleichmöglichkeiten für die Frequenz- und Lasttransformation, um auch externe Güten zu erreichen, die kleiner sind als die Eigengüte der Halbleiterbauelemente.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der für die Betriebsfrequenz ausgelegte Hohlleiter in axialer Richtung an den unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter angeschlossen ist und die zwischen beiden Holüleitern angeordnete Querschnittsanpassung aus einem oder mehreren Hohlleiterabschnitten besteht, die die gleiche Breite wie der für die Betriebsfrequenz ausgelegte Hohlleiter, aber eine ihm gegenüber reduzierte Höhe besitzen, daß der Kurzschlußschieber sich an dem Ende des unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiters befindet, das dem Obergang auf den für die Betriebsfrequenz ausgelegten Hohlleiter gegenüberliegt und daß die Abstimmschraube(n) in dem (den) der Querschnittsanpassung dienenden HohDeiterabscNaitt(en) angebracht ist (sind).

Eine vorteilhafte Weiterbildung der Schaltungsanordnung ist dadurch gegeben, daß der Kurzschlußschieber durch eine an den unterhalb der Grenzfi equenz betriebenen Hohlleiter angeschlossene Blindleitung mit verscniebbarem Dielektrikum realisiert ist

Die Erfindung wird anhand des in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert

F i g. 1 zeigt den prinzipiellen Auibau eines injektionssynchronisierten Oszillators bzw. eines Reflexionsverstärkers;

F i g. 2a, 2b stellen die bekannten Ersatzschaltbilder der Impatt-Diode 2a bzw. Gunn-Diode 2b unter Berücksichtigung des Diodengehäuses dar;

F i g. 3 zeigt die Draufsicht und

Fig.4 die Seitenansicht eines erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels der Schaltungsanordnung für einen injektionssynchronisierten Oszillator bzw. Reflexionsverstärker, im Schnitt,

Fig.5 die Ersatzschaltung der Anordnung nach F ig. 3,4;

F i g. 6 stellt ein zweikreisiges Sperrfilter dar, welches direkt an der Diode angeordnet wird, zur Unterdrükkung von Schwingungen außerhalb des Betriebsbereichs und

F i g. 7 zeigt eine Vorspannungsschaltung, besonders für Impatt-Dioden, zur Unterdrückung von Schwingungen in den tieferen Frequenzbereichen.

In Fig.3 bzw. 4 ist eine Hohlleiteranordnung wiedergegeben, die aus einem für den Betriebsfrequenzbereich unterhalt der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter 8 und einem Obergang 9 zur Querschnittsjnpassung auf den für die Betriebsfrequenz ausgelegten Hohlleiter 10 besteht. Die hier dargestellte Schaltung ist eine zweikreisige Anordnung mit einer Diode 11 im unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter 8, die induktiv gekoppelt ist, mit einer im Übergang 9 angeordneten kapazitiv wirkenden Abstimmschraube 12. Als induktiv wirkende Abstimmvorrichtung ist ein Kurzschlußschieber 13 an der dem Ausgang des Hohlleiters 8 abgewandten Seite angebracht. Neben den Abstimmvorrichtungen, Abstiir.rrscl/raube und Kurzschlußschieber, haben die Dimensionierung des unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiters 8 und des Übergang 9 und der Abstand zwischen der Diode 11 und der Abstimrnschraube 12 Einfluß auf die Last- und Frequenztransformation.

Fig. 5 zeigt das Ersatzschaltbild der /weikreisiuen

Schaltungsanordnung, in dem die der Diode parallelgeschaltete veränderbare Induktivität 14 die Wirkung des KurzschluQschiebers 13 und die variable Kapazität 15 die Wirkung der Abstimmschraube 12 wiedergibt Die in den Längszweig geschaltete Induktivität 16 charakterisiert die Hohlleiterabmessungen und den Abstand zwischen Diode und Abstimmschraube.

Da einige der in Frage kommenden Halbleiterbauelemente außer in dem Betriebsfrequenzbereich auch bis zu sehr tiefen und sehr hohen Frequenzen einen negativen Widerstand bieten, ist es notwendig, durch eine entsprechende Schaltung in der Gleichspannungszuführung Schwingungen außerhalb des Betriebsbereichs zu verhindern. Dazu wird eine mehrkreisige koaxiale Bandsperre verwendet. r,

In Fig. 6 handelt es sich um eine zweikreisige A/4 gekoppelte Bandsperre mit einem integrierten Abschlußwiderstand 17 und einem Transformationsstück 18, das unmittelbar mit der Diodenebene kurzgeschlossen ist, nämlich in der Form, daß dieses Transformationsstück gleichzeitig als Halterung für die Diode dient. F i g. 4 zeigt, wie die Bandsperre 20 in der Vorrichtung für die Gleichspannungszuführung 21 an der Diode 11 angeordnet ist. Die Gleichstromspeisung, die je nach Art des Halbleiterbauelements, d. h. bei Gunn- oder Impatt-Dioden aus Konstant-Spannungs- oder Konstant-Stromquellen erfolgt, muß besonders bei Impatt-Dioden durch eine zusätzliche Schaltung ergänzt werden, damit niederfrequente Schwingungein in der Gleichspannungszuführung, die von der Baindsperre nicht mehr erfaßt werden, vermieden werden. Eine solche Schaltung 19 wird, wie F i g. 7 zeigt an die Bandsperre 20 angeschlossen.

Die oben beschriebene Schaltungsanordnung bietet die Vorteile eines einfachen konzentrierten Aufbaus und ermöglicht es mit relativ einfachen Mitteln genügend Abstimmelemente unterzubringen für mehrkreisige Schaltungen. Schon die einfache zweikreisige Anordnung des Ausführungsbeispiels ist in der Lage, externe Güten zu erreichen, die weit unterhalb der Diodeneigengüte liegen. Ein injektionssynchronisierter Oszillator hatte mit dieser Schaltung unter der Verwendiang einer Impatt-Diode mit einer Eigengüte von etwa 25 im GHz-Bereich folgende Daten:

Ausgangsleistung > 2 W,
Verstärkung > 20 dB,
Synchronisierbandbreite 2 150 MHz,
externe Güte S10,
Durchstimmbereich in der
Hochfrequenz-Ebene > 10%.

Hierzu 2 Blatt Zeiclwincen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung und stabilen Verstärkung breitbandiger RF-Signale, bestehend aus einem für den Betriebsfrequenzbereich unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen rechteckförmigen Hohlleiter, in dem mindestens ein aktives Halbleiterbauelement mit Gleichspannungszuführung angeordnet ist, und aus einem für die ι ο Betriebsfrequenz ausgelegten Hohlleiter, der unter Zwischenschaltung einer Querschnittsanpassung mit dem unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter gekoppelt ist, wobei Abstimmelemente vorgesehen sind in Form von einer oder mehreren in - <s die Hohlleiter hineinragenden Schrauben) und einem den unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter an einem Ende abschließenden Kurzschlußschieber, dadurch gekennzeichnet, daß der für die Betriebsfrequenz ausgelegte Hohllestsr (10) in axialer Richtung an den unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter (8) angeschlossen ist und die zwischen beiden Hohlleitern angeordnete Querschnittsanpassung aus einem oder mehreren Hohlleiterabschnitten (9) besteht, die die gleiche Breite wie der für die Betriebsfrequenz ausgelegte Hohlleiter (10), aber eine ihm gegenüber reduzierte Höhe besitzen, daß der Kurzschlußschieber (13) sich an dem Ende des unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiters (8) befindet, das dem Übergang auf den für die Betriebsfrequenz ausgelegten Hohlleiter (10) gegenüberliegt und daß die Abstimmschrar.be(n) '"j dem (den) der Querschnittsanpassung dienenden Hohlleiterabschnitt(en) angebracht ist (sis ').

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kurzschlußschieber durch eine an den unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter (Jt) angeschlossene Blindleitung mit verschiebbarem Dielektrikum realisiert ist