DE2910866C3 - Vorrichtung zur Erzeugung oder Verstärkung von Mikrowellensignalen hoher Leistung unter Verwendung von Lawineneffekt-Dioden - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Mikrowellenoszillatoren und -verstärker mit Lawineneffekt-Dioden werden hauptsächlich für nachrichtentechnische Zwecke verwendet. Wegen der hohen Ausgangsleistungen im Pulsbetrieb sind besonders Verstärker mit Trapatt-Dioden als Senderendstufen in elektronisch gesteuerten Radarantennen (Phased-Array-Radar) geeignet. Um den Aufwand für die Stromversorgung sowie den Platzbedarf einer solchen Antenne möglichst klein zu halten, müssen die einzelnen Verstärker einen hohen elektrischen Wirkungsgrad sowie geringe mechanische Abmessungen aufweisen. Zusätzlich ist für Radaranwendungen eine hohe Amplituden- und Phasenstabilität des Ausgangssignals erforderlich.

Die zur Zeit bekannten Law-neneffekt-Dioden sind die Impatt-Diode (Impact Avalanche Transit Time) und die Trapatt-Diode (Trapped Plasma Avalanche Triggered Transit). Lawineneffekt-Dioden erzeugen außer der Grundwelle, die der Betriebsfrequenz entspricht, auch starke Oberwellen. Um maximale Leistungen bzw. maximalen Wirkungsgrad bei der Betriebsfrequenz zu erreichen, müssen insbesondere Trapatt-Dioden bei Grund- und Oberwellen abgestimmt werden. Dies geschieht mit Hilfe von Lastkreisen aus passiven Elementen (Mikrowellen-Magazin, Heft 1, 1979, Seite 9—11). »Passiv« bedeutet hierbei, daß die Lastkreisimpedanzen bei den einzelnen Harmonischen neben den Imaginärteilen nur positive Realteile (Verlustwiderstände) aufweisen können. Ein passiver Lastkreis ist also stets eine Energiesenke.

Im Mikrowellenbereich werden diese Lastkreise üblicherweise mittels transformierender Leitungen aufgebaut, deren Länge einer halben bis einer viertel Weilenlänge der Grundwelle entspricht. Dabei kann für Oszillatoren und Verstärker im wesentlichen dieselbe Schaltung verwendet werden. Im Verstärkerbetrieb ist zusätzlich ein Zirkulator erforderlich, der das bei der Grundwelle zugeführte Eingangssignal vom verstärkten Ausgangssignal trennt (Reflexionsverstärker) (IEEE Trans. MTT, Vol. MTT-18, No. 11 Nov. 1970, Seite 956—963). Die Ausgangssignale der in dieser Druckschrift untersuchten Oszillator- bzw. Verstärkerschaltungen weisen deutliche Amplituden- und Phasen- bzw. Frequenzschwankungen auf.

Im Oszillatorbetrieb können mit Trapatt-Dioden hohe Wirkungsgrade (bis zu 45%) erzielt werden. Dabei tritt allerdings eine starke Frequenzdrift auf, die durch die Erwärmung der Diode während des Pulses verursacht wird. Diese Frequenzdrift kann durch Absenken des Betriebsstroms verringert werden. Allerdings werden dadurch auch Leistung und Wirkungsgrad des Oszillators stark reduziert (6. European Microwave Conf., Sept. 1976, SS 2, Seite 326 - 330).

In IEEE Int. Solid-State Conf., 1977, Seite 124, 125, 244, wird eine Trapatt-Verstärker in Microstrip-Technik mit gekoppelten Lambda-Viertel-Leitungen (Lambda ist die Wellenlänge der Grundfrequenz) beschrieben. Die Schaltung enthält ein Filter zur Unterdrückung niederfrequenter Störschwingungen, das aber relativ große Abmessungen aufweist. Der mit dieser Schaltung erzielte Wirkungsgrad beträgt maximal 30% bei einer Verstärkung von etwa 6 dB. Über die Stabilität des Signals werden hier keine Aussagen gemacht.

Eine bekannte Methode, die Stabilität eines Oszillators zu verbessern, ist die Injektionssynchronisation. Dabei wird dem Oszillator üblicherweise über einen Zirkulator ein relativ schwaches Synchronisationssignal auf der Betriebsfrequenz zugeführt. Bei der Synchronisation von Trapatt-Oszillatoren wird zwar erwartungsgemäß die Stabilität der Schwingung verbessert, dafür muß allerdings eine Absenkung von Leistung und

Wirkungsgrad auf etwa 50% der Werte des freilaufenden Oszillators in Kauf genommen werden (Int. Journal of Electronics, 1978, VoL 44, No. 1, Seite 1 -8).

Die Injektionssynchron'isation kann luch bei einer Harmonischen der Oszillatorfrequenz erfolgen, wozu ^r· allerdings eine höhere Injektionsleistung als bei der Grundwellensynchronisation notwendig ist (Int Journal of Electronics, 1979, VoL46, No. 1, Seite 13-17).

Aufgrund ihrer starken Nichtlinearität können Lawineneffekt-Dioden auch zur Frequenzumsetzung bzw. '» Frequenzteilung oder -Vervielfachung verwendet werden. In IEEE Trans, on ED, Vol. ED-16, No. 1, Jan. 1969, Seite 78—87, wird ein selbstschwingender Frequenzumsetzer mit Impatt-Dioden beschrieben, der als Ausgangssignal die Summe bzw. Differenz zwischen dem i'· Eingangssignal und dem Oszillatorsignal liefert. Dabei wird ein Umsetzungsgewinn von ca. 18 dB erreicht. Der Wirkungsgrad der Impatt-Diode selbst wird in dieser Anordnung nicht verbessert

In IEEE Trans, on ED, Vol. ED-18, No. 5, Mai 1971, >< > Seite 294—308, wird die Möglichkeit beschrieben, mit Hilfe von Lawineneffekt-Dioden Leistung bei Subharmonischen zu erzeugen. Dazu wird eine Lawineneffekt-Diode zunächst als Impatt-Oszillator betrieben. Bei geeigneter Abstimmung treten dann aufgrund der -"> Nichtlinearität der Diode mehrere Subharmonische der Impatt-Schwingung auf. Eine solche Anordnung kann als aktiver Frequenzteiler aufgefaßt werden, wobei die Diode das harmonische Eingangssignal selbst erzeugt. Der Wirkungsgrad dieser Anordnung beträgt allerdings «· nur 10%.

Zusammenfassend kann zum Stand der Technik folgendes festgestellt werden:

Ein wesentlicher Nachteil der bekannten Oszillatorbzw. Verstärkerschaltungen mit passiven Lastkreisen t^r> ist, daß die für eine bestimmte Diode möglichen Maximalwerte von Leistung und Wirkungsgrad nicht erreicht werden können, ohne daß die Schwingung instabil wird. Bei der Abstimmung eines herkömmlichen Oszillators bzw. Verstärkers ist man deshalb immer 4<i gezwungen, einen Kompromiß zwischen Leistung, Wirkungsgrad und Verstärkung einerseits und Stabilität andererseits einzugehen. Ein zweiter Nachteil sind die im Vergleich zur Wellenlänge großen Abmessungen der herkömmlichen Lastkreise, vor allem, wenn die v> Schaltung ein Filter zur Unterdrückung niederfrequenter Störschwingungen enthält.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Vorrichtung anzugeben, mit der bei der Erzeugung oder Verstärkung von Mikrowellensignalen mittels Lawineneffekt-Dioden eine erhebliche Verbesserung von Leistung und Wirkungsgrad bei gleichzeitig hoher Stabilität erreicht wird. Außerdem soll die Vorrichtung möglichst kleine geometrische Abmessungen aufweisen.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Dioden bei einer oder mehreren Oberwellen (2/i, 3/i,...) der Grundfrequenz (Ti) über eine Transformationsschaltung mit je einem aktiven Lastkreis beschaltet sind. »Aktiv« bedeutet hierbei, daß die Lastkreisimpedanzen bei den betreffenden Oberwellen neben den Imaginärteilen negative Realteile aufweisen. Ein aktiver Lastkreis ist also imstande, bei einer bestimmten Frequenz Energie an die Diode zu liefern.

Durch die Oberwellenabstimmung von Lawineneffekt-Dioden mit aktiven Lastkreisen ergeben sich gegenüber bekannten Oszillator- bzw. Verstärkerschaltungen folgende Verbesserungen: (Die Zahlenwerte wurden experimentell mitTrapatt-Dioden ermittelt)

1.) Ausgangsleistung und Wirkungsgrad steigen auf

das 1,3- bis 2f ache.
2.) Im Pulsbetrieb kann die Pulsbreite bei gleicher Spitzenleistung ( = Leistungspegel während der

Pulsdauer) entsprechend vergrößert werden.
3.) Geringere Phasen- und Amplitudenschwankungen, Reduzierung der Phasenänderung im Puls auf ca.

4.) Jitterfreier Einschwingvorgang, Einschwingzeit <10nsec.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Ansprüche 2, 3 und 4 beziehen sich auf verschiedene Möglichkeiten, aktive Lastkreise zu realisieren:

Die erste Möglichkeit besteht darin, einer Diode bei einer oder mehreren Oberwellen Wirkleistung aus externen Generatoren zuzuführen (Anspruch 2). Steht nur ein Eingangssignal mit der Grundfrequenz zur Verfugung, so wird dieses Frequenzvervielfachern (z. B. mit Varaktordioden) zugeführt, die dann die benötigte Oberwellenleistung liefern (Anspruch 3).

Die zweite Möglichkeit besteht darin, bei den betreffenden Oberwellen die Diode mit negativen Widerständen zu beschälten (Anspruch 4). Im Mikrowellenbercich können negative Widerstände z. B. durch Impatt-Dioden gebildet werden.

Während die Vorrichtungen nach Anspruch 2 und 3 Verstärker darstellen, die durch Eingangssignale mit der Grundfrequenz bzw. Vielfachen davon angesteuert werden, bildet die Vorrichtung nach Anspruch 4 einen Oszillator, da von außen keine Mikrowellenenergie zugeführt wird. In jedem Fall wird durch Zufuhr eines geringen Energiebelrags der bekannte passive Lastkreis für mindestens eine Oberwelle in einen aktiven Lastkreis umgewandelt.

Anspruch 5 beschreibt eine Vorrichtung, bei der die Beschallung mit einem aktiven Lastkreis gerade bei der zweiten Oberwelle (dritten Harmonischen) erfolgt. Es hat sich herausgestellt, daß vor allem bei Trapatt-Dioden ein aktiver Lastkreis bei der zweiten Oberwelle zu enormen Verbesserungen von Leistung, Wirkungsgrad und Stabilität führt.

In den Ansprüchen 6 bis 8 wird eine besonders für Trapatt-Dioden geeignete Vorrichtung nach den Ansprüchen 1 bis 5 angegeben, mit der aktive Lastkreise bis zur dritten Oberwelle realisiert werden können. Die Vorrichtung weist aufgrund der neuartigen Schaltungsanordnung sehr geringe Abmessungen auf.

Die Erfindung wird anhand von Zeichnungen und einem Ausführungsbeispiel näher erläutert. Dabei zeigt

F i g. 1 das Prinzipschaltbild einer Vorrichtung mit den Merkmalen der Erfindung,

F i g. 2 das Ersatzschaltbild einer besonders für Trapatt-Dioden geeigneten Vorrichtung,

Fig.3 ein für Trapatt-Dioden geeignetes Ausführungsbeispiel in Microstriptechnik,

F i g. 4 Meßwerte für die. Ausgangsleistung P\ eines Trapatt-Verstärkers als Funktion des Gleichstroms k (Kurve 3) im Vergleich zu einem herkömmlichen Trapatt-Oszillator (Kurve 1) bzw. Verstärker (Kurve 2)

F i g. 5 Meßwerte für den Gesamtwirkungsgrad η eh/js Trapatt-Verstärkers als Funktion des Gleichstroms /o (Kurve 6) im Vergleich zu einem herkömmlichen Trapatt-Oszillator (Kurve 4) bzw. -Verstärker (Kurve 5),

F i g. 6 Meßwerte für die Verstärkung G31 eines

Trapalt-Verstärkers als Funktion des Gleichstroms /n im Vergleich zur Verstärkung Gn eines herkömmlichen Trapatt-Verstärkers,

Fig. 7a, b das Spektrum des Ausgangssignals eines Trapatt-Verstärkers (b) im Vergleich zum Spektrum eines herkömmlichen Trapatt-Oszillatoren (a),

Fig. 8 die hasendifferenz Δφ zwischen Ein- und Ausgangssignal eines Trapatt-Verstärkers nach Anspruch 2 und 5 (Kurve 8) im Vergleich zu der eines herkömmlichen Trapatt-Verstärkers (Kurve 7).

In Fig. 1 ist das Prinzipschaltbild einer Vorrichtung mit den Merkmalen der Erfindung dargestellt. Die Diode D, die auch aus mehreren parallelgeschalteten Einzeldioden bestehen kann, ist über eine Transformationsschaltung Γ mit einem Verbraucherwiderstand Ry, einem oder mehreren aktiven Laslkreisen Qi, Q), Qa, ■ ■ ■ sowie einer Gleichstromquelle /₀ beschaltet. Die Transformationsschaliung Γ paßt die Diode D bei der Grundwelle /i an den Verbraucherwiderstand Ä, bzw. bei den Oberwellen 2/1, 3/i, 4/i,... an die aktiven Lastkreise Qi, Qi, Qa,... an. Jeder aktive Lastkreis weist bei einer bestimmten Oberwelle einen negativen Widerstand auf und ist damit imstande, bei dieser Harmonischen Wirkleistung an die Diode abzugeben.

Läßt man zunächst die aktiven Lastkreise außer Acht, so erhält man die bekannte Anordnung eines Oszillators mil passiver Oberwellenabstimmung, die den erwähnten Einschränkungen bezüglich Leistung, Wirkungsgrad und Stabilität unterworfen ist. Die Ursache hierfür liegt darin, daß passive Lastkreise nur Impedanzen mit positiven Realteilen ( = Verlustwiderständen) erzeugen können, während zum optimalen Betrieb von Lawineneffekt-Dioden, speziell von Trapatt-Dioden, bei einer oder mehreren Oberwellen negative Realleile erforderlich sind.

Die optimale Anpassung und die damit verbundenen Verbesserungen von Leistung, Wirkungsgrad und Stabilität werden erreicht, indem die Diode bei den entsprechenden Oberwellen mit aktiven Lastkreisen beschaltet wird.

)c nach Ausbildung der aktiven Lastkreise Qt, Qi, Qa arbeitet die Diode im Oszillator- bzw. Verstärkerbetrieb: Im Verstärkerbetrieb wird der Diode nach Anspruch 2 bei einer oder mehreren Oberwellen Wirkleistung aus externen Generatoren zugeführt. Da die benötigte Oberwellenleistung im Vergleich zur Ausgangsleistung auf der Grundwelle sehr klein ist (ca. 1% der Grundwellenleistung) stellt diese Vorrichtung einen frequenzteilenden Verstärker mit sehr hoher Verstärkung (20 dB) und sehr gutem Gesamtwirkungsgrad (45%) dar.

Wird die benötigte Qberwe!!en!eisti>ng mittels Frequenzvervielfachern aus einem Eingangssignal mit der Grundfrequenz gewonnen, so entsteht ein Verstärker im klassischen Sinn mit getrennten Anschlüssen für Ein- und AusgangssignaL Ein Zirkulator wie beim Reflexionsverstärker wird also nicht mehr benötigt Da Frequenzvervielfacher mit einem Wirkungsgrad bis zu 50% arbeiten und die benötigte Oberwellenleistung sehr klein ist weist auch diese Vorrichtung eine hohe Verstärkung (ca. 13 dB) bei gutem Gesamtwirkungsgrad (ca. 40%) auf.

Im Oszillatorbetrieb werden die aktiven Lastkreise Qi, Qs, Qa durch negative Widerstände realisiert Im

Mikroweflenbereich können negative Widerstände z. B. durch Impatt-Dioden gebildet werden. Da bei dieser Vorrichtung von außen keine Mikrowellenenergie zugeführt werden muß. arbeitet die Schaltung als

freilaufender Oszillator, der ebenfalls die schon beschriebenen Vorteile besii/.i.

F i g. 2 zeigt das Ersatzschaltbild einer besonders für Trapatt-Dioden geeigneten Vorrichtung. Die Tiansformationsschaltung Tbesleht hier aus parallel angeordneten Filterschaltungen Fl, F2, FX... Mit dem Filter Fl wird bei der Grundfrequenz /i der Verbraucherwiderstand Ry an die Diode D angepaßt, während die Filter F2, F3,... zur Anpassung der aktiven Lastkreise Q₂, Qi, bei den Oberwellen 2/Ί, 3/Ί,... dienen. Die Kapazität C

bestimmt zusammen mit den Filtern Fl, F2, F3 die

Grundfrequenz /Ί (Betriebsfrequenz). In dem Vierpol C sind die parasitären Elemente zusammengefaßt, die durch das Gehäuse der Diode D und den Einbau der Diode in die Schaltung verursacht werden.

Um möglichst geringe Abmessungen zu erzielen, sind

die Filterschaltungen Fl, F2, F3 aus jeweils zwei

einstellbaren Miniaturkondensatoren K_p\ und /Ctι, K_P2 und K_s 2, usw. aufgebaut. Sind Diodentyp und Betriebsfrequenz vorgegeben, können die Trimmkondensatoren auch durch geeignete Festkondensatoren ersetzt werden. Die parasitäten Induktivitäten dieser Kondensatoren werden in dieser Schaltung zu Erzielung des gewünschten Bandpaßverhaltens ausgenutzt, wodurch ein besonders platzsparender Aufbau der Filterschaltungen I 1, F2. F3 möglich ist.

Gemäß dem in Fi g. 3 gezeigten Ausführungsbeispiel ist die für einen Frequenzbereich von 1,5 bis 3GHz geeignete Transformationsschaltung T in Microstriptechnik auf einem PTFE-Substrat 5 aufgebaut. Die von der Masseseite (d. h. im Bild von unten) verstellbaren Trimmkondensatoren K_p\, K_P2, K_pz bilden zusammen mit den Trimmkondensatoren K_s\, K_s2, K_si drei Filterschaltungen Fl. F2, F3. Die Kapazität Cist durch eine quadratische Kupferfläche C realisiert, in deren Mitte die von der Masseseite einsteckbare Diode D sitzt. Die Schraubanschlüsse für den Verbraucherwiderstand /?, sowie für die aktiven Lastkreise Q2 und Qi sind in Subminiatur-Bauweise (SMA-Technik) ausgeführt. Die Schaltung T enthält außerdem ein miniaturisiertes Tiefpaßfilter F₀ das zur Zuführung des Gleichstroms I₀ und zur Unterdrückung niederfrequenter Störschwingungen dient. Es besteht aus einem gegen Masse geschalteten Kondensator C_n sowie einer Miniaturspule U mit Ferritkern und einem Widerstand /?,. Die Längsabmessungen der Schaltung 7"(ohne Anschlußleitungen) betragen bei einer Betriebsfrequenz von 2 GHz etwa ein Zehntel der Wellenlänge. Die beschriebene Vorrichtung ist wesentlich kleiner als bekannte Schaltungen und damit besonders für den platzsparenden Aufbau von elektronisch gesteuerten Radarantennen geeignet.

Im folgenden werden Experimente beschrieben, welche die mit einer Vorrichtung nach Anspruch 1 erzielten Verbesserungen von Leistung, Wirkungsgrad und Stabilität deutlich machen. Bei diesen Messungen wurde eine Trapatt-Diode gepulst betrieben und bei der zweiten Oberwelle 3/i mit einem aktiven Lastkreis Q₃ beschaltet der durch Einspeisung von Wirkleistung aus einem externen Generator realisiert wurde.

In Fi g. 4 sind Meßwerte für die Ausgangsleistung P_x eines Oszillators (Kurve 1), eines herkömmlichen Verstärkers (Kurve 2) und eines Verstärkers mit den Merkmalen der Ansprüche 2 und 5 (Kurve 3) als Funktion des Gleichstroms /0 aufgetragen. Die Betriebsfrequenz f, für die Kurven 1 und 3 lag bei 1,8 GHz. für die Kurve 2 bei 23 GHz. Die Experimente wurden mit der Transformationsschaltung nach Fig.3 durchge-

führt.

Mit der verwendeten Diode wird im Oszillatorbetrieb (Kurve 1) eine Leistung von etwa 50 W erreicht. Der Oszillator wird bereits bei /o = 3A instabil. Bei höheren Gleichströmen läßt sich keine stabile Schwingung mehr einstellen. Im herkömmlichen Verstärkerbetrieb mit Grundwelleneinspeisung (Kurve 2) kann zwar auch bei hohen Gleichströmen ein stabiler Zustand erreicht werden. Die Ausgangsleistung P\ ist bei dieser Abstimmung allerdings auf ca. 130 W beschränkt. Erst durch Einspeisung der zweiten Oberwelle (Kurve 3) anstatt der Grundwelle wird die für die verwendete Diode optimale Abstimmung möglich. Die maximale Leistung für den Verstärker mit Oberwelleneinspeisung beträgt 230 W. Das entspricht einer Leistungssteigerung von 77% gegenüber Kurve 2 bzw. 360% gegenüber Kurve 1.

In Fig.5 sind für die gleiche Versuchsanordnung die Meßwerte für den Wirkungsgrad η als Funktion des Gleichsiroms /o dargestellt. Kurve 4 zeigt den Wirkungsgrad η für Oszillatorbetrieb, während die Kurven 5 und 6 den Gesamtwirkungsgrad im Verstärkerbetrieb für den Fall der Grundwellen- bzw. Oberwelleneinspeisung darstellen. Der maximale Oszillatorwirkungsgrad (Kurve 4) beträgt 23%. Im herkömmlichen Verstärkerbetrieb nach Kurve 5 werden 28% erreicht. Eine drastische Verbesserung ergibt sich wiederum durch Einspeisung der zweiten Oberwelle (Kurve 6). Der maximale Gesamtwirkungsgrad für diesen Fall beträgt 46%. Dies entspricht einer Verbesserung des Wirkungsgrades von 64% im Vergleich zu Kurve 5 bzw. 100% im Vergleich zu Kurve 4.

F i g. 6 zeigt die Verstärkung G₁₁ einer Vorrichtung mit den Merkmalen der Erfindung im Vergleich zur Verstärkung Gn eines herkömmlichen Verstärkers als Funktion des Gleichstroms /o. Die Verstärkung G31 (in dB) ergibt sich hierbei aus dem Verhältnis der Ausgangsleistung bei der Grundfrequenz f\ zur Eingangsleistung bei der 2. Oberwelle 3/i. Gn liegt fast im gesamten Strombereicn über 20 dB und erreicht einen Maximalwert von 24 dB, während die Verstärkung Gn maximal 1OdB beträgt. Das bedeutet, daß bei gleicher Ausgangsleistung der erfindungsgemäße Verstärker weniger als ein Zehntel der Eingangsleistung eines herkömmlichen Verstärkers benötigt.

In Fig. 7b und 7a werden die Spektren der Ausgangssignale eines herkömmlichen Oszillators und eines Verstärkers mit erfindungsgemäßer Einspeisung

iü der zweiten Oberwelle miteinander verglichen. Für beide Fälle beträgt die Betriebsfrequenz 1,8GHz und die Pulsdauer des Gleichstrompulses 1,0 ys. Die Spektren des Oszillators (Fig. 7a) und des Verstärkers mit Oberwelleneinspeisung (F i g. 7b) sind in logarithmischem Maßstab dargestellt. Das Spektrum des Oszillators wurde bei der maximal möglichen Leistung Pi =51 W aufgenommen. Es zeigt eine starke Asymmetrie, die auf erhebliche Frequenzänderungen innerhalb eines Gleichstrompulses schließen läßt. Dagegen weist das Spektrum des Verstärkers mit Oberwelleneinspeisung eine sehr gute Symmetrie auf, obwohl der Gleichstrom auf 4,5 A erhöht wurde, wobei der Verstärker eine Ausgangsleistung von 130W lieferte. Die für gepulsten Betrieb charakteristischen Haupt- und Nebenkeulen des Spektrums sowie die dazwischenliegenden Nullstellen sind deutlich ausgeprägt. Dies läßt auf eine gute Frequenz- und Amplitudenstabilität des Verstärkers mit Obe.-welleneinspeisung schließen, die auch von Verstärkern mit Grundwelleneinspeisung bisher nicht erreicht wurde.

In Fig.8 ist die Phasendifferenz Δφ zwischen Ein- und Ausgangssignal eines erfindungsgemäßen und eines herkömmlichen Verstärkers als Funktion der Pulsdauer τ_ρ aufgezeichnet Während der konventionelle Verstär-

ker eine ermittelte Phasendrehung von 7,5° /μβ aufweist (Kurve 7), wird diese beim Verstärker mit Oberwelleneinspeisung auf !,6⁰^s reduziert (Kurve 8). Eine geringe Phasendrehung während des Pulses ist besonders für Radaranwendungen von Bedeutung.

Hierzu 8 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Vorrichtung zur Erzeugung oder Verstärkung von Mikrowellensignalen hoher Leistung unter Verwendung von Lawineneffekt-Dioden mit starkern Oberwellengehalt (ζ. B. Trapatt-Dioden), die bei Grund- und Oberwellen mit Lastkreisen abgestimmt sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Dioden (D) bei einer oder mehreren Oberwellen (2/1,3/i,...) der Grundfrequenz (f\) über eine Transformationsschaltung (T) mit je einem aktiven Lastkreis (Q₂, Qi,-) beschältet sind (Fig.l).

2. Verrichtung nach Anspruch 1 zur Verstärkung von Mikrowellensignalen, dadurch gekennzeichnet, π daß die aktiven Lastkreise dadurch realisiert sind, daß den Dioden bei einer oder mehreren Oberwellen Wirkleistung von außen zugeführt wird.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die bei den Oberwellen benötigte Wirkleistung mittels Frequenzvervielfacherschaltungen aus einem Eingangssignal mit der Grundfrequenz (Ti) gewonnen wird.

4. Vorrichtung nach Anspruch 1 zur Erzeugung von Mikrowellensignalen, dadurch gekennzeichnet, ."> daß die aktiven Lastkreise durch negative Widerstände (z. B. Impatt-Dioden) realisiert sind.

5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 2, 3, oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Beschallung mit aktiven Lastkreisen bei der dritten Harmoni- i< > sehen (3/i) erfolgt.

6. Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Transformationsschaltung (T) aus parallel angeordneten Filterschaltungen CFl, F2, F3,...) besteht, die bei den einzelnen I larmoni- r> sehen (Ti, 2/i, 3/i,...) die Diode (D) jeweils an den Verbraucherwiderstand (R_y) bzw. an die aktiven Lastkreise (Qi, Qi,...) anpassen, wobei die Grundfrequenz (Ti) durch die Eigenschaften der Diode (D) sowie die Bemessung der Filterschaltungen CFl, F2, F3,...) und einer Kapazität CObestimmt ist (F i g. 2).

7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterschaltungen CFI, F2, F3,...) mit jeweils zwei Miniaturkondensatoren C^i und K%\, Kp2 und K52, Kpi und K53,...) aufgebaut sind, wobei die parasitäten Induktivitäten dieser Kondensatoren zum Aufbau von Bandpaßfiltern ausgenutzt werden.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Transformationsschaltung (T) in miniaturisierter Form auf einem für Microstriptechnik geeigneten Substrat (S) aufgebaut ist, wobei die Kapazität (C) durch eine quadratische Kupferfläche gebildet wird, in deren Mitte die Diode (D) sitzt und an deren Ecken bis zu vier Filterschaltungen CFl, F2, F3, F4) sowie ein aus Miniaturbauelementen (L₅, Cp, ^aufgebautes Filter CFo) zur Unterdrückung niederfrequenter Störschwingungen angeordnet sind (F ig. 3).

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