DE1591446C - Durchstimmbarer Transistorleistungs oszillator - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Transistoroszillator für großen Durchstimmbereich und vorzugsweise für größere Ausgangsleistung, dessen Arbeitsbereich im Gebiet höherer Frequenzen, insbesondere unter Einschluß der Transitfrequenz des Transistors liegt, bei dem zwischen Kollektor und Basis eine Impedanz mit einer induktiven Komponente liegt, während zwischen Emitter und Kollektor eine Rückkopplungszwecken dienende Kapazität eingeschaltet ist und bei dem die zwischen Basis und Kollektor des Transistors auftretende Impedanz eine negative Komponente aufweist.

Oszillatoren dieser Art, bei denen im Basiskreis eine Induktivität liegt, während im Emitterkreis eine Kapazität liegt, sind bei Verwendung so hoher Frequenzen bekannt, wo erhebliche Phasenverschiebungen zwischen Basis und Emitterstrom auftreten, so daß bei geeigneter Dimensionierung der Kapazität im Emitterkreis die zwischen Basis und Kollektor des Transistors auftretende Impedanz eine negative Wirkkomponente aufweist. Diese Anordnungen sind jedoch in der vorliegenden Form nur für ein sehr schmales Frequenzband geeignet, und außerdem finden sich bei Beschreibung solcher Anordnungen nirgends Hinweise darauf, wie mit solchen Anordnungen überhaupt eine höhere Leistung erzielt werden kann, und vor allem nicht darüber, wie dies in einem größeren Durchstimmbereich unter Abgabe möglichst gleichmäßiger Leistung geschehen kann.

Der Erfindung liegt .die Aufgabe zugrunde, die bekannten Anordnungen, vor allem hinsichtlich dieser Gesichtspunkte, erheblich zu verbessern.

Erfindungsgemäß wird nun bei einem Transistoroszillator für großen Durchstimmbereich und vorzugsweise für größere Ausgangsleistung, dessen Arbeitsbereich im Gebiet höherer Frequenzen, insbesondere unter Einschluß der Transitfrequenz des Transistors liegt, bei dem zwischen Kollektor und Basis eine Impedanz mit einer induktiven Komponente liegt, während zwischen Emitter und Kollektor eine Rückkopplungszwecken dienende Kapazität eingeschaltet ist, und bei dem die zwischen Basis und Kollektor des Transistors auftretende Impedanz eine negative Komponente aufweist, diese Aufgabe dadurch gelöst, daß der Leitwert der induktiven Impedanz zwischen Kollektor und Basis und damit gleichzeitig der kapazitive Leitwert der zwischen Emitter und Kollektor liegenden Impedanz derart bemessen und verändert werden, daß die Aussteuergrenzen des Transistors, hinsichtlich maximalem Kollektorstrom {I_Cmax) und maximaler Kollektorspannung (U_Cmax) optimal ausgenutzt werden, und daß die beiden Impedanzen zur Frequenzänderung des Oszillators gleichzeitig und derartig verändert werden, daß diese optimale Aussteuerung im gesamten Durchstimmbereich aufrechterhalten bleibt.

Eine in jeder Hinsicht optimale Dimensionierung dieser Schaltung ist dann gegeben, wenn der absolute Betrag des Leitwertes der parallel zur Kollektorsperr-

Schichtkapazität liegenden Ersatzschaltung der ganzen Anordnung genau dem Verhältnis maximaler Kollektorstrom zu maximaler Kollektorspannung entspricht.

Zur Lastankopplung hat es sich dabei als besonders günstig erwiesen, den Belastungswiderstand zwischen Basis und Kollektor des Transistors anzuschalten.

Für solche Fälle, wo zwei getrennte Verbraucher für die Energie des Oszillators vorhanden sind, ist es bei der erfindungsgemäßen Schaltung vorteilhaft, den Belastungswiderstand derart aufzutrennen, daß bei niedrigen Frequenzen im Vergleich zur Transitfrequenz des Transistors vorwiegend dem Emitterkreis der Schaltung Energie entnommen wird, während bei höheren Frequenzen im Vergleich zur Transitfrequenz vorwiegend dem Basiskreis des Transistors Energie entnommen wird, und zwar insbesondere so, daß der Transistor durch geeignete Ausbildung und Veränderung der im Emitter- und Basiskreis liegenden Impedanzen mit der Frequenz im ganzen Durchstimmbereich minimale Blindleistung liefert.

Bei manchen Anwendungsfällen kann es schließlich vorteilhaft sein, die Belastungsimpedanz gänzlich in ν den Emitterkreis des Transistors zu legen, was beson- * ders für tiefe Frequenzen im Vergleich zur Transitfrequenz des Transistors gilt.

Vorteilhaft werden außerdem die Blindleitwerte der im Emitter- bzw. Basiskreis des Transistors befindlichen Impedanzen durch zwei gleiche miteinander betätigte veränderbare Kapazitäten gemeinsam durchzustimmen.

Besonders zur besseren Unterdrückung der Oberwellen hat es sich unter Einhaltung oder erfindungsgemäßen Dimesionierung des Oszillators außerdem als zweckmäßig erwiesen, auch in Reihe zur Kapazität im Emitterkreis eine zusätzliche Induktivität zu schalten.

Die simultane Veränderung der Leitwerte im Emitter- und Basiskreis kann schließlich mit Vorteil auch durch eine elektronische Abstimmung mittels in ihrer Vorspannung gleichzeitig veränderter Varactordioden erfolgen.

Nachstehend wird die Erfindung an Hand einiger Ausfuhrungsbeispiele und der F i g. 1 bis 7 näher erläutert.

) Den Überlegungen im Rahmen der Erfindung liegt die an sich bekannte Oszillatorschaltung nach der F i g. 1 zugrunde. Bei dieser Schaltung liegt zwischen Kollektor und Basisanschluß des Transistors Tr_x ein Schwingungskreis mit einer veränderbaren Kapazität C₆ und einer Induktivität L₆. Parallel dazu liegt ein Lastleitwert G_L, der den Verbraucher darstellt. Die Rückkopplung erfolgt bei dieser Schaltung über eine Kapazität C_e zwischen Kollektor und Emitter. Die Abstimmung dieses Oszillators wird mittels des Kondensators C₆ vorgenommen.

Der Erfindung liegt nun die Erkenntnis zugrunde, daß bei festgehaltenem Wert von C_e dieser Oszillator nur am oberen Ende des Durchstimmbereiches seine volle Leistung abgeben kann, während er am unteren Ende zu schwach rückgekoppelt ist. Würde nun C_e zwar so weit vergrößert werden, daß die Rückkopplung am unteren Ende des Arbeitsfrequenzbereiches optimal ist, so würde am oberen Frequenzbandende eine zu starke Rückkopplung die Folge sein und die Gefahr der Übersteuerung des Transistors, verbunden mit dem Auftreten unerwünschter Kippschwingungen gegeben sein. Für viele Anwendungszwecke werden jedoch Oszillatoren gewünscht, die in einem weiten Frequenzbereich, z. B. zwischen 250 und 500 MHz durchstimmbar sind und dabei eine nicht unerhebliche Ausgangsleistung, z. B. in der Größe von einigen Watt, abgeben sollen. Dabei soll sich die Ausgangsleistung in einem derartig großen Durchstimmbereich möglichst wenig verändern. Überlegungen im Rahmen der Erfindung haben nun gezeigt, daß es mit Hilfe einer derartigen Schaltung, wie eben beschrieben, möglich ist, sowohl einen großen Durchstimmbereich zu erhalten als auch höhere Leistung, wenn auch der Kondensator C_e in der Emitterzuleitung mit der Abstimmung des Basiskreises simultan verändert wird. Und zwar hat sich gezeigt, wie auch später an Hand der Ableitungen bestätigt wird, daß der kapazitive Leitwert dieser im Emitterkreis liegenden Kapazität mit steigender Frequenz zumindest gleichbleiben, besser jedoch abfallen soll, während die induktive Blindkomponente der Impedanz im Basiskreis, mit wachsender Frequenz abfallen soll. Normalerweise nimmt jedoch die Reaktanz einer frequenzunabhängigen Induktivität mit wachsender Frequenz zu. Der geforderte Verlauf dieser Impedanz im Basiskreis läßt sich durch einen Serienkreis mit veränderbarer Kapazität erzielen.

Der genauen Dimensionierung der Schaltung kann man folgende Rechnung zugrunde legen. Nach der Schaltung gemäß der F i g. 2 soll an den Eingangsklemmen 1-1' des Transistors, also zwischen Basis und Kollektor, eine Admittanz mit negativem Realteil auftreten. Unter Einschluß der Basiszuleitungsinduktivität L₆ und des Basisbahnwiderstandes r₆ ergibt sich diese zu

Y =

l/Y'+r_b

(la)

Hierin ist Y' die Admittanz, die direkt am inneren Basisanschluß gegen den Kollektor auftritt und die sich wie folgt errechnen läßt.

Y' =

(Ib)

Die hierin vorkommenden Größen haben folgende Bedeutung.

α ist die komplexe frequenzabhängige Stromverstärkung in Basisschaltung;
C_c ist die Kollektorbasissperrschichtkapazität;
C_e ist die äußere Emitterkapazität;
L_c ist die Kollektorzuleitungsinduktivität;
W₀ ist die Resonanzfrequenz des Resonanzkreises,

gebildet aus L_c und C_c;
ω ist die Betriebsfrequenz.

Wird nun, wie im vorliegenden Beispiel an die Klemmen 1, 1' des Transistors auch die Lastadmittanz Y_L angeschaltet, die auch Blindkomponenten aufweisen kann, so muß diese für den Schwingungsfall mit entgegengesetztem Vorzeichen gleich groß sein der an den Klemmen 1, 1' von der Transistorschaltung gezeigten Admittanz Y. Es gilt also Yl + Y = 0.

Die Größe dieser Admittanz muß jedoch noch einer weiteren Bedingung folgen, wenn die Forderung nach

optimaler Aussteuerung des Transistors erfüllt werden soll. Diese optimale Aussteuerung ist dann gegeben, wenn der maximale Kollektorstrom I_Cmax und die maximale Kollektorspannung U_Cmax bei der Aussteuerung gerade nicht überschritten werden. Hierbei ist unter I_c der Strom zu verstehen, der vom Emitter her injiziert wird, d. h., der Blindstrom über die Kollektorkapazität ist hierzu nicht enthalten. Die Randbedingung ist also

enthalten. Für den vorliegenden Betriebsfall nach F i g. 2 wurde mit Hilfe dieser Formeln unter Annahme einer vernachlässigbar kleinen Kollektorzuleitungsinduktivität z. B. folgende Zahlenreihe für die Optimalwerte der Emitterkapazität errechnet:

*C max __

j ω C_c + :

L_c +
J

J α> L>_e I

Emitterkapazität
(PF)

Frequenz (MHz)

250

6,66

300

5,65

350

4,90

400

4,38

. 450

4,00

In den Formeln (la), (Ib) und (2) ist also implizit für jede Betriebsfrequenz die optimale Emitterkapazität für maximale Ausgangsleistung des Oszillators Für diese Zahlen ergeben sich dann unter Zuhilfenähme der Gleichungen (la) und (Ib) die an den Klemmen 1,1' des Oszillators anzuschließenden Werte für die Belastung Y_L = G_L — jB_L zu folgenden Werten.

Frequenz (MHz)

250

300

350

400

450

500

B_L(S)

5,8 ■ ΙΟ"³
19,4 ■ ΙΟ"³

7,2
24,6

ΙΟ"³
ΙΟ"³

8,6 · ΙΟ"³
28,6 · ΙΟ"³

11,6· ΙΟ"³
38,8 · ΙΟ"³

13,6
48,6

ΙΟ"³
ΙΟ"³

17,0· ΙΟ"³
59,4 · ΙΟ"³

Es zeigt sich also, daß der für diesen Fall geforderte induktive Blindleitwert bei Veränderung der Oszillatorfrequenz im Verhältnis 1: 2 etwa im Verhältnis 1: 3 ansteigen muß, um die genannten Forderungen zu erfüllen.

Ein Ausführungsbeispiel für einen Oszillator, der diesen Forderungen nachkommt, ist in der F i g. 3 dargestellt. In dieser Schaltung ist G_L der zusätzliche Lastwiderstand zwischen Basis und Kollektorelektrode, die Drossel Dr₁ dient der Zuführung einer geeigneten Vorspannung für die Basis. C_dl ist ein Durchführungskondensator zur Abblockung der Hochfrequenz, B₁ ist eine Batterie zur Lieferung der Kollektor-Basis-Spannung. Durch die Batterie B₂ wird über den Widerstand R, den Durchführungskondensator Cj₂ und die Drossel Dr₂ ein geeigneter Emitterstrom eingeprägt, d. h., der Vorwiderstand R ist groß im Vergleich zum Gleichstromwiderstand der Transistor-Emitter-Basisstrecke. Der Gleichstromarbeitspunkt des Transistors wird dabei so festgelegt, daß er etwa in die Mitte des Aussteuerbereichs des I_c-U_CB-Kennlinienfeldes zu liegen kommt, also auf der Mitte der Diagonale/_Cmax — U_CBmax. Um die nun geforderten Werte der im Emitter- und Basiskreis auftretenden Blindkomponenten zu erreichen, sind parallel zum Basiskreis die Reihenschaltung der Induktivität L_b und des veränderbaren Kondensators C_b geschaltet. Der gleichzeitig damit veränderbare Kondensator C_e im Emitterkreis bildet die geforderte Emitteradmittanz. Beide Kondensatoren können in diesem Ausführungsfall starr miteinander gekoppelt werden und den gleichen Kapazitätsverlauf aufweisen, wenn die Induktivität L₄, entsprechend dimensioniert ist. Um auch den für die jeweilige Ausgangsfrequenz günstigsten Lastleitwert G_L zu erreichen, der, wie in der obigen Tabelle gezeigt, etwa um den Faktor 3 mit der Abstimmfrequenz verändert werden muß, wird zweckmäßig zwischen Oszillator und dem frequenzunabhängigen Lastwiderstand ein frequenzabhängig transformierendes Netzwerk eingeschaltet. Dies ist jedoch in den meisten Fällen entbehrlich, da der Lastleitwert Gl über die Basiszuleitungsinduktivität und die Reihenschaltung aus L₆ und C_b transformiert wird.

Besonders vorteilhaft ist dies erreichbar mit der Schaltung nach Fig. 3, da sich bei dieser das Transformationsverhältnis beim Durchstimmen von C_b in der gewünschten Richtung ändert.

In einem praktisch ausgeführten Beispiel mit dem Transistor BLY 22, dessen Arbeitspunkt bei 280 mA Kollektorstrom und 25 V Kollektorspannung eingestellt wurde, ergaben sich so folgende Meßwerte.

Leistung (W)

250

2,5

Frequenz (MHz)
300 350 400 450 500

2,5

2,4

1,9

2,4

Um die an Hand der Formeln gegebene Dimensionierung zu erreichen, kann das Schaltbeispiel nach der F i g. 3 auch so abgeändert werden, daß die Elemente L_b und C_b einen Parallelkreis bilden. Es hat sich jedoch erwiesen, daß sich in diesem Fall der Lastleitwert G_L nur unter Zwischenschaltung eines frequenzabhängig transformierenden Netzwerkes anschließen läßt.

Soll eine bessere Unterdrückung der Oberwellen erzielt werden, so hat es sich als zweckmäßig erwiesen, auch in Reihe zur Kapazität C_e im Emitterkreis eine Induktivität geeigneter Größe zu schalten. Dies ist in der F i g. 4 gezeigt, die ansonsten mit der F i g. 3 identisch ist. L_e ist hierfür derart zu bemessen, daß bei der Frequenz 2 ω (ω = dabei die Kreisfrequenz der Oszillatorschwingung) der aus L_e und C_e gebildete Kreis induktiv ist.

Ein weiteres vorteilhaftes Ausführungsbeispiel für einen Oszillator gemäß der Erfindung ist an Hand der F i g. 5 gezeigt. In diesem Schältbeispiel sind die veränderbaren Kondensatoren C_b und C_e durch Varactordioden V 1 und V 2 ersetzt. Diesen Varactordioden wird zur Durchstimmung des Oszillators eine veränderbare Vorspannung Ug über die Drosseln Dr₃ und Dr₄. zugeführt. Diese Abstimmethode hat den Vorteil, daß die zur optimalen Dimensionierung nötigen Kapazitätsverläufe mit der Durchstimmfrequenz durch

geeigneten Verlauf der Vorspannungen, z. B. mittels besonderer Potentiometerkennlinien, leichter erreichbar sind als bei mechanischer Abstimmung.

Zur Abblockung der Hochfrequenz sind entsprechende Durchführungskondensatoren vorgesehen. Die Trennkapazitäten C, entkoppeln die beiden Varactordioden gleichspannungsmäßig von der Basis bzw. vom Emitter. Der Gleichspannung zur Vorspannung der Varactoren kann außerdem noch eine insbesondere zur Frequenzmodulation des Oszillators dienende Wechselspannung U_m überlagert sein.

Wird ein Oszillator mit nur geringem Durchstimmbereich angestrebt, so kann unter Einhaltung der erfindungsgemäßen sonstigen Dimensionierung in diesem engen Bereich auch eine der Abstimmungen, vorzugsweise die des Emitterkreises, entfallen und nur der Basiskreis durchgestimmt werden. Im Schaltbeispiel nach der F i g. 4 kann dann z. B. die Varactordiode V 2 fest vorgespannt sein oder durch eine Trimmkapazität ersetzt werden.

Soll ein Oszillator mit nachgeschaltetem Varactordioden-Frequenzvervielfacher aufgebaut werden, der sich in einem großen Frequenzbereich durchstimmen läßt, so ist es zweckmäßig, den Vervielfacher synchron und gegebenenfalls auch elektronisch mit dem Oszillator abzustimmen. Dies läßt sich beispielsweise dadurch erreichen, daß die Vorspannung des Varactors (oder der Varactoren) im Vervielfacher synchron zur Vorspannung der Varactordioden im Oszillator geändert wird. Auch können im Vervielfacher Schwingkreise vorgesehen sein, die ihrerseits mit Varactordioden elektronisch und synchron zum Oszillator abgestimmt werden. Die den Varactoren im Vervielfacher zur Abstimmung zugeführte Spannung muß nicht notwendigerweise linear mit der Spannung verknüpft sein, die den Varactoren im Oszillator zugeführt wird. Vielmehr ist es möglich, diese Spannung durch geeignetes Einfügen von nichtlinearen Elementen (z. B. Dioden) in gewünschter Weise zu verzerren oder zu begrenzen.

Schließlich ist es durch eine relativ einfache elektronische Regelung noch möglich, auch geringe Pegelschwankungen der Ausgangsspannung des Oszillators im gesamten Frequenzbereich zu beseitigen. Die Ausgangsspannung ist jedoch bei Einhaltung der vorgeschlagenen Schaltung und Dimensionierung an sich schon sehr konstant, wie aus dem obengenannten Zahlenbeispiel hervorgeht. Die Regelung bewirkt eine Reduzierung der Kollektorgleichspannung, abhängig von der jeweiligen Hochfrequenzausgangsspannung. Ein Schaltbeispiel hierfür ist an Hand der Fig. 6 dargestellt. Wie aus der Schaltung hervorgeht, ist hier eine Regelung der Kollektorspannung vorgenommen, die sich als wesentlich günstiger erwiesen hat, als die Regelung des Emittergleichstromes, da bei letzterer die Gefahr besteht, daß unerwünschte Kippschwingungen auftreten.

Die innerhalb des gestrichelten Teiles der F i g. 6 dargestellte Oszillatorschaltung entspricht der Anordnung von F i g. 2. Der Emitterstrom zum Oszillator-Transistor Tr₁ wird, wie bisher, über den Widerstand Rl von der BatterieB2 geliefert. Die Kollektorspannung wird von der Batterie Bl geliefert und dem Oszillator-Transistor TV₁ über den Regeltransistor Tr₂ zugeführt. Die Ausgangsspannung des Oszillators wird mittels der Diode Dl gleichgerichtet und vom Kondensator C1 gesiebt. Beim überschreiten einer bestimmten Schwellenspannung wird die Zenerdiode D 2 leitend und schaltet den Transistor Tr₃ ein. Der Kollektorstrom des Transistors Tr₃ schaltet den Transistor Tr₄ ein, und dieser wiederum reduziert die Basisspannung des Transistors Tr₅. Der Transistor Tr₅ arbeitet in Kollektorschaltung, d. h., seine Emitterspannung ist praktisch so groß wie seine Basisspannung. Eine Reduzierung der Basisspannung von Tr₅ " bewirkt also letztlich, daß auch der Strom durch den Widerstand R 2 zurückgeht. Mit kleiner werdendem Basisstrom wird der Tr₂ zugeregelt, der Spannungsabfall an diesem Transistor vergrößert sich, und die Kollektorspannung des Oszillator-Transistors wird reduziert. Die Widerstände R 3 und R 4 bewirken eine zuverlässige Sperrung der Transistoren Tr₄. und Tr₅.

Die Widerstände R5,R6, zusammen mit dem Kondensator C 2 einerseits und der Kondensator C 3 andererseits unterdrücken Eigenschwingungen der Regelschaltung.

Weitere Überlegungen im Rahmen der Erfindung zeigten außerdem, daß es auch möglich ist, die Leistung des Oszillators im Basis- und Emitterkreis gleichzeitig zu entnehmen, wodurch sich in einem gewissen Frequenzbereich die maximal aus dem Oszillator entnehmbare Leistung ergibt. Eine weitere vorteilhafte Abwandlung besteht darin, die gesamte Leistung dem Emitterkreis zu entnehmen. Unter Zugrundelegung einer Ersatzschaltung, wie sie an Hand der F i g. 7 gegeben ist, gelten für alle drei Fälle die im folgenden angegebenen Dimensionierungsformeln.

Die F i g. 7 zeigt die Oszillatorschaltung in einer Darstellung, die die Verhältnisse am Kollektor-pn-Ubergang gut übersehen läßt. Der Stromgenerator «· i_e stellt den aktiven Teil des Kollektor-pn-Ubergangs dar. Diesem parallelgeschaltet ist der passive Teil, die Kollektorkapazität C_c. Das Element Y_b stellt die gesamte Basis-Admittanz (zwischen Kollektor und innerem Basisanschluß) dar. In Y₆ sind daher auch der Basis-Ausbreitungswiderstand r_b und die Basis-Zuleitungsinduktivität L_b enthalten. Die Zuleitungsinduktivität zu der Kollektorelektrode ist in den Formeln und in der Darstellung, soweit nichts anderes dazu gesagt ist, vernachlässigt.

Für den ersten, bereits am Anfang der Beschreibung insbesondere an Hand der F i g. 3 erläuterten Spezialfall, wo Y_e = jC_e ist und Y_b komplex ist, was der Entnahme der gesamten Oszillatornutzleistung aus dem Basiskreis entspricht (s. F i g. 2), ergeben sich explizit folgende Bemessungsregeln:

Die Basisadmittanz Y_b = G_b — j · B_b ist durch die Schwingbedingung gegeben zu

Y_b=-Y_e-{l-a)-j-wC_c.

Hieraus resultiert nach einigen Zwischenrechnungen und unter Voraussetzung der optimalen Aussteuerung des Transistors, wie bereits erläutert, die Bemessungsvorschrift für die günstigste Emitterkapazität zu

worin

_G _ Jc

<"" U₁

C max

/„ ist hierin die bekannte a-Grenzfrequenz des Transistors, während / die Oszillatorfrequenz ist. Durch

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Einsetzen dieser Gleichung in die Gleichung für Y_e läßt sich einerseits der zur Abstimmung erforderliche induktive Leitwert B_b ermitteln, wie auch andererseits der gesamte Lastleitwert G_b, in dem dann der Leitwert des Basisbahnwiderstandes enthalten ist.

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Berücksichtigt man schließlich auch noch die in den vorstehenden Formain vernachlässigte Zuleitungsinduktivität L_c zum Kollektor, so erhält man folgende Dimensionierungsregel für die optimale Emitterkapazität.

ω C„

^Jopt

j/H² [l - (^ - (G_opt ■ coLfb² + G_opt ω · L_ca

In dieser Formel ist α aufgespaltet in a — a — jb. Setzt man diese Werte in die Gleichung

Y_b=-Y.-{l-a)-ja>C_e ein, so folgt daraus eine Beziehung für den zur Abstimmung im Basiskreis erforderlichen induktiven Leitwert zu:

B_b _ _ ω ■ C_e G_{opt r}

•—'■τ?

Und eine Beziehung für den Lastleitwert:

^JOpl

Es wird nun der zweite Spezialfall erläutert, bei dem die Belastung auf den Emitter- und den Basiskreis verteilt ist. Hierbei zeigt sich, daß durch geeignete Ausbildung der Admittanzen Y_e und Y_b die Rückkopplung phasenrein gemacht werden kann. Bei phasenreiner Rückkopplung braucht der Kollektorpn-Ubergang keine Blindleistung zu liefern, und dem Oszillator kann somit die maximal mögliche Wirkleistung überhaupt entnommen werden. Bei phasenreiner Rückkopplung ist nämlich die Parallelschaltung von Y_e und Y_b sowie jmC_c gleich G_p hleich G_opt, also Y_p=Y_e+ Y_b+ jo,C_c = G_p = G_opt. Dabei ist Y_b eine Funktion von Y_c und Y_p = a ■ Y_e = G_p = G_opt. Dies ist nur möglich, wenn Y_e so bemessen wird, daß sein voreilender Phasenwinkel den nacheilenden Phasenwinkel von α gerade kompensiert. Durch Einsetzen von Y_e = G_e + )oiC_e und α = α — jb in die Gleichung Y_e erhält man

Y_p = a

"opt

(i)C_c G₀pt

55 Für diesen Spezialfall kann also durch geeignete Bemessung des Oszillators erreicht werden, daß die Kopplung von tiefen Frequenzen bis zur Frequenz ω = o)_a phasenrein ist. In diesem Frequenzbereich kann der Oszillator die maximal mögliche Leistung abgeben. Diese Leistung muß jedoch zum Teil dem Basiskreis, zum Teil dem Emitterkreis entnommen werden. Die dem Basiskreis entnehmbare Leistung steigt mit wachsender Frequenz an und erreicht bei der Frequenz, bei der der Kollektorstrom um 90° gegen den Emitterstrom nacheilt, den Wert 1. Dies läßt sich an Hand von Berechnungen nachweisen. Entsprechend fällt die dem Emitterkreis entnehmbare Leistung mit wachsender Frequenz. Eine derartige Leistungsentnahme wird für zwei getrennte Verbraucher in manchen Anwendungsfällen gewünscht.

Beim dritten Spezialfall liegt die Belastung ganz allein im Emitterkreis, d. h., Y_e ist komplex, während Y_b = —jB_L eine induktive Blindkomponente darstellt. Da hier die Basisadmittanz rein imaginär sein soll, muß also der Basiswiderstand als vernachlässigbar klein angesehen werden.

Daraus ergibt sich folgende Dimensionierung für G_e und wC_e:

G„ 1

An Hand der F i g. 7 und der Beziehung Y_p — G_p = G_om läßt sich dann Y₆= G_b — jB_b bestimmen zu:

G,

opt

^Jb _

^ opt

B_b

^Gopi

65

^Jopt

und für den im Basiskreis erforderlichen induktiven

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Leitwert B_b ergibt sich

B₁.

^Jopt

^Jopt

■ +

Statt der hieraus formal errechneten Parallelschaltung kann auch eine entsprechende Serienschaltung verwendet werden.

Für diesen Spezialfall (Leistungsentnahme nur aus dem Emitterkreis) ergibt sich aus den obigen Formeln, daß bei tiefen Frequenzen die maximal mögliche Leistung entnommen werden kann. Zu höheren Frequenzen hin fällt die entnehmbare Leistung langsam etwas ab.

Im Rahmen der Erfindung durchgeführte Messungen haben die Richtigkeit der vorstehenden theoretischen Erwägungen bestätigt.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Transistoroszillator für großen Durchstimmbereich und vorzugsweise für größere Ausgangsleistung, dessen Arbeitsbereich im Gebiet höherer Frequenzen, insbesondere unter Einschluß der Transitfrequenz des Transistors liegt, bei dem zwischen Kollektor und Basis eine Impedanz mit einer induktiven Komponente liegt, während zwisehen Emitter und Kollektor eine Rückkopplungszwecken dienende Kapazität eingeschaltet ist und bei dem die zwischen Basis und Kollektor des Transistors auftretende Impedanz eine negative Komponente aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß der Leitwert der induktiven Impedanz zwischen Kollektor und Basis und damit gleichzeitig der kapazitive Leitwert der zwischen Emitter und Kollektor liegenden Impedanz derart bemessen und verändert werden, daß die Aussteuergrenzen des Transistors, hinsichtlich maximalem Kollektorstrom (I_Cmax) und maximaler Kollektorspannung (U_Cmax) optimal ausgenutzt werden, und daß die beiden Impedanzen zur Frequenzänderung des Oszillators gleichzeitig und derartig verändert werden, daß diese optimale Aussteuerung im gesamten Durchstimmbereich aufrechterhalten bleibt.

2. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der absolute Betrag des Leitwertes der parallel zur Kollektorsperrschichtkapazität liegenden Ersatzschaltung der ganzen Anordnung wenigstens annähernd dem Verhältnis maximaler Kollektorstrom (J _{c max}) zu maximaler Kollektorspannung (Uc _max) entspricht.

3. Oszillator nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Belastungswiderstand zwischen Basis und Kollektor angeschaltet ist.

4. Oszillator nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Belastungswiderstand derart aufgeteilt ist, daß bei niedrigen Frequenzen im Vergleich zur Transitfrequenz des Transistors vorwiegend dem Emitterkreis der Schaltung Energie entnommen wird, während bei höheren Frequenzen im Vergleich zur Transitfrequenz vorwiegend dem Basiskreis des Transistors Energie entnommen wird, und zwar insbesondere so, daß der Transistor durch geeignete Ausbildung und Veränderung der im Emitter- und Basiskreis liegenden Impedanzen mit der Frequenz im ganzen Durchstimmbereich minimale Blindleistung liefert.

5. Oszillator nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Belastungsimpedanz sich allein im Emitterkreis des Transistors befindet.

6. Oszillator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Veränderung der Blindleitwerte im Emitter- bzw. Basiskreis durch zwei gleiche, miteinander betätigte, veränderbare Kapazitäten vorgenommen ist.

7. Oszillator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die veränderbaren Kapazitäten in ihrer Vorspannung gleichzeitig veränderte Varactordioden sind.

8. Oszillator nach einem der vorhergehenden

Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in Serie zu der veränderbaren Kapazität im Basiskreis eine zusätzliche Induktivität zur an sich vorhandenen Eingangsinduktivität des Basisanschlusses geschaltet ist.