DE1944003A1 - Abstimmbare Resonanzschaltung - Google Patents

Description

RCA 59 89²I-US-3er.No. 756 6OI
Piled August j5O, I968

RCA Corporation, New York/ N.Y. (V.St.A.)

Abstimmbare Resonanzschaltung. <

Die Erfindung betrifft eine abstimmbare Resonanzschaltung mit! einer Impedanz, die mindestens eine Widerstandskomponente hat. Insbesondere handelt es sich um eine Abstimmschaltung, die über einen weiten Frequenzbereich mit Hilfe abstimmbarer Kapazitäten, ; wie beispielsweise veränderbarer Kapazitätsdioden, abstimmbar ist.

Die Bandbreite eines Parallelresonanzkreises ist umgekehrt proportional dem Produkt seiner Parallelkapazität und seines Pa- ; rallelwiderstandes, und daher ändert sich bei einer Abstimmung mit] Hilfe einer veränderbaren Kapazität die Bandbreite der Abstimm- i schaltung umgekehrt zur Veränderung der Abstimmkapazität. Wenn \ ein relativ breiter Frequenzbereich abgestimmt werden soll und · eine- wirtschaftliche Abstimmschaltung vorgesehen werden soll, ist es aus diesem Grunde üblich, Resonanzsehaltungen durch Veränderung der Induktivität abzustimmen, so daß die Bandbreite praktisch konstant bleibt, wenn die Schaltung durch ihren Frequenzbereich abgestimmt wird.

Die Verwendung variabler Kapazitäten, wie spannungssteuerbarer Kapazitätsdioden als kapazitive Abstimmelemente, für die Ab-; Stimmung von Resonanzkreisen über breite Frequenzbänder bringt \ jedoch Probleme, weil durch die Kapazitätsveränderung die Bandbreite der Abstimmschaltung verändert wird. Außerdem kann sich bei spannungssteueruaren Kapazitätsdioden der Widerstand der Diode ebenfalls mit der Steuerspannung ändern, so daß das Problem der Bandbreitenänderung noch gravierender wird. Der bei den meisten spannungRsteuerbaren Kapazitätsbauelementen zur Verfügung stehen-

0Q983S/1220

19Λ4003

de Kapazitätsbereich ist ziemlich eng und macht den Bau von Breit>band-Tunern mit unter dem Gesichtspunkt der Wirtschaftlichkei.t erhältlichen Kapazitätsdioden außerordentlich schwierig. j

Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Umgehung dieser j Schwierigkeiten. Sie wird bei einer abstimmbaren Resonanzschal- I tung mit einer Impedanz, die mindestens eine Widerstandskomponente aufweist, .erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß über die Impedanz ein erstes und ein zweites induktives Schaltelement geschaltet ist> daß über das erste induktive Schaltelement ein veränderbarer Ab- ; Stimmkondensator geschaltet ist, daß die Vierte des ersten und zweit ten induktiven Schaltelementes und des veränderbaren Kondensators j so gewählt sind, daß ein Frequenzband überstrichen wird, wenn der | Kondensator von einem ersten vorbestimmten Wert auf einen zweiten ' vorbestimmten Wert verändert wird, daß ferner die Werte des zwei- ■' ten induktiven Schaltelementes mit Bezug auf den Wert der Widerstandskomponente so gewählt sind, daß bei Veränderung der Abstim- ' mung innerhalb des Frequenzbandes durch Verstellen des Kondensa- j tors sich der effektive Widerstand der Resonanzschaltung so ver- - \ ändert, daß die Bandbreite der Resonanzschaltung praktisch konstant bleibt. ■ -' [;

Die Erfindung ist im folgenden anhand der Darstellungen von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 ein Schaltbild eines VHP-Tuners für Fernsehzwecke nach der Erfindung;

Fig. 2a ein Ersatzschaltbild der Abstimmkreise des in Fig. 1 dargestellten VHF-Tuners; . ' .'■■■,

Fig. 2b ein Schaltbild der Quellen-Last- und Verbindungsimpedanzen nach Fig. 2a in Vereinigung zu einem einzigen Schal- . tungs zweig; ■-.... , -Vl

Fig. 2c ein Schaltbild der- in eine äquivalente Parallelimpe- [ danz umgewandelten Reihenimpedanz nach Fig. 2b und

Fig. 3 ein Schaltbild eines UHF-Tuners für^: Fernsehzwecke nach der Erfindung. .

Der in Fig. 1- dargestellte Tuner 50 enthält eine Hochfrequenzverstärkerstufe 52, eine Oszillatorstufe 5^ und eine Mischstufe 56·

009835/1220

Im Tuner 5Ö werden die von der Verstärkerstufe 52 kommenden Hochfrequenzsignale und die von der Oszillatorstufe 54 erzeugte Oszillators chwingüng in der Mischstufe 56 .zu einem Zwischenfrequenzsignal überlagert, das durch die nichtdargestellten Zwischenfrequenzstufen weiterverarbeitet wird.

Die Hochfrequenzsignale v/erden von einer ebenfalls nichtdargestellten Antenne empfangen und über einen Anschluß 62 auf
eine kapazitiv abgestimmte Schaltung 6O gegeben. Diese Schaltung- j enthält zwei in Reihe liegende Induktivitäten 64 und 66, welche ; den Antennenanschluß 62 mit den Zwischenfrequenz-Sperrkreisen ver-j binden. An den Verbindungspunkt 71 zwischen den beiden Induk.ti.vi- |

; täten 64 und 66 ist eine Induktivität 68 und eine Abstimmkapazität! 70 geschaltet, die als veränderbare Kapazitätsdiode dargestellt ! ist. Die Induktivität 68 ist an einen Bezugspunkt, Masse, ange- j

■_t schaltet» und die veränderbare Kapazitätsdiode 70 liegt für Hoch- ^! frequenz über einen Durchführungskondensator 72 ebenfalls an einem

^: Bezugspotential.

^: Die Bauelemente der "kapazitiv abgestimmten Schaltung sind so idimensioniert, daß die Schaltung in einem Frequenzband von 2l6 bis ' 54 MHz mit praktisch konstanter Bandbreite abstimmbar ist. Die Ab-. Stimmung der Schaltung 60 wird mit Hilfe einer der Diode 70 über
■einen Widerstand 74 zugeführten Gleichspannung bewirkt. Der Widerstand 74 ist an einen Spannungsteiler 76 angeschlossen, welcher
die Abstimmspannung für die Diode 70 liefert. Der Spannungsteiler 76 enthält einen Widerstand 77» der mit seinen Enden an einer
stabilisierten. Spannungsqüelle 75 liegt, und hat eine verstell- ' ;bare Anzapfung 7?» Die stabilisierte Spannungsquelle kann so aus- ! gebildet sein, dai3 sie eine Spannung von +30 V und -0, j? V an zwei ' Ausgangsanschlüssen liefert. Der erforderliche Spannungsbereich
hängt von dem Typ der verwendeten veränderbaren Kapazitätsdiode ' ab. ■

Eine automatische Frequenzsteuerung für die abstimmbaren ' ^! Resonanzkreise des Tuners 50 kann mit Hilfe einer geeigneten automatischen Frequenzsteuerschaltung Jj? erfolgen, die als Bleck dargestellt ist. Zweelcnäßi serweise sieht man die automatische Sshar?- abstimmun£ für alle abstimmbaren Resonanzkreise des Tunei^ 50.vor, so da.5 eine V"er-*":-inrnung aer ReppnanzFrequenzen der Kreise infolge

009835/1220

BAD

von Dioden-Kapazitäts-Variationen, beispielsweise mit der Temperatur, verhindert wird. Änderungen der der Diode 70 zügeführten Spannung erfolgen mit Hilfe der automatischen Scharfabstimmungsschaltung, so daß die von der Mischstufe 56 gelieferte Zwischeni'requenz auf'der gewünschten Frequenz pjehalten wird. Eine Gleichspannungsschleife für die Diode 70, die an dem Bezugspotentialpunkt beginnt, verläuft durch die!automatische Scharfabstimmungsschaltung Tj, die stabilisierte Spannungsquelle 75* den Spannungs-j teiler 76 ^ur>d den Widerstand 7^ .zur Kathode der Diode 70. Diese Gleichstromschleife schließt sich über die Induktivität Go, welche die Anode der Diode 70 mit dem Bezugspotentialpunkt verbindet.

Die Induktivität 66 ist an die Hochfrequenzverstärkerstufe 52 über eine Zwischenfrequenz-Sperrschaltung angeschlossen. Diese j Zwischenfrequenz-Sperrschaltung enthält die Reihenschaltung zweier Parallelresonanzkreise "Jo und 30, Die zu ,jedem der Resonanzkreise 73 und ÖO gehörigen Induktivitäten und Kapazitäten sind so bemessen, daß die Resonanzfrequenz bei der Zwisehenfrequenz des Fernsehers liegt. In Reihe mit den Spulen der ZF-Sperrkreise 78 und 80 liegt eine Kapazität 82, v.'elche verhindert, daß eine Gleichspannung /on der Steuerschaltung iiir die Diode 70 durch die Induktivitäten der ZF-Sperrkreise in die Hochrrequenzverstärkerstufe 52 abfliegt. Bei oberhalb der Zwischenfrequenz liegenden Frequenzen.. . wirken die ZF-£perrkreise 78 und 80 zusammen mit der Induktivität el als 'V

Die Hoc.i-rrequenzverstärkerstufe 52 enthält zwei Transistoren ! 3''I und 06, Der Tr anriet or b4 ist in Basisgrundschaltung geschaltet> seine Basis liegt :^v'Jr Kochj'requenz über eine Durchführungs-Kapa- ^: zitä"; es an Eezugspotentia.!, Der Basis des Transistors -84 v;ird über einen Widerstand ?-0 die'automatische Scharfabstimmschaltung zuger'üirt.- Der Envitter des Transistors ::Λ !st m i t dem ZF-Sperr- s kreis c0 und i;"Ler die Reifienscnaltunr o.er zum ZF-Sperrkreis '^r'O . · gehörigen Induk^J;l/ität mit der Induktivität öl und einem Yorspanr.ungsv.'iderstand Qk mit dem Bezugspunkt verbunden. Der Vcrspanr-Ungsvricerstand -yk \-'.vö. fur Hochfrequenz mit Hilfe eines Durcr.i'ührangskcndensatcrs 96 ubercrückt.

Der Kollektor des Transistors <:k- liegt "ioer e.I.ne HF-Kornpensati^nsscr:a2';un" an üer Basic des Trarrsistcrs 86,. Die -S-^.altunc

009835/1220 "

enthält ferner die Parallelschaltung eines Widerstandes 98 mit j einer Induktivität 100, welche den Kollektor des Transistors 34 ^! mit der Basis des Transistors 86 verbindet. Über eine Reihenschaltung eines Widerstandes 102, einer Induktivität 104 und eines Widerstandes 1Oo ist die Basis des Transistors 86 mit einem Anschluß 110 verbunden, an dem eine Betriebsspannung für den Tuner liegt. Der Widerstand 10.3 ist für Hochfrequenz mit" Hilfe eines Durchführungskondensators 112 zum Bezugspunkt überbrückt.

Die von der Verstärkerstufe 52 verstärkten Hochfrequenzsignale entstehen am Lastwiderstand 114, der zwischen dem Kollektor des Transistors 36 und dem Bezugspunkt liegt. Der Emitter des Transistors 86 ist mit Hilfe eines Widerstandes II6 an die mit | dem Anschluß 110 verbundene Betriebsspannungsquelle angeschlossen. Der Widerstand Ho ist für Hochfrequenz über einen Durchführungskondensator HS zum Bezugspotentialpunkt überbrückt.

An den Kollektor des Transistors 86 ist eine kapazitiv abgestimmte Schaltung 120 angeschlossen. Diese Schaltung enthält zwei in Reihe geschaltete Induktivitäten 122 und 124, welche den Kollektor des Transistors 66 mit der Mischstufe 56 verbinden." Eine Induktivität 12β und ein Abstimmkondensator 128, der als einstellbare Kapazitätsdiode dargestellt ist, sind mit dem Verbindungspunkt 1^-0 zwischen den beiden Induktivitäten 122 und 124 verbunden. Die Induktivität 126 ist mit dem Bezugspunkt verbunden, und die einstellbare Kapazitätsdiode 128 ist für Hochfrequenz über einen Durchführungskondensator I;j2 mit dem Bezugspotential verbunden. ,

Wie im Falle der kapazitiv abgestimmten Schaltung 60 sind die Bauelemente der kapazitiv abgestimmten Schaltung 120 so bemessen, dai3 die Schaltung in einem Frequenzbereich von 216 MHz bis 54 MHz mit praktisch konstanter Bandbreite resonanzfähig ist. Die Abstimmung der Schaltung 120 erfolgt mit Hilfe der der Diode 123 über einen Widerstand 114 zügeführten Gleichspannung. Der Widerstand V'A Ißt an den Spannungsteiler' J6 angeschlossen, welcher auch die Abstimmspannung für die Diode 12.8. liefert. Die Gleichspanriungsschleife für die Diode 128 beginnt am Bezugspunkt, verläuft über die Schaltung ''(-j, die stabilisierte Spannungsquelle 75, den Spannungsteiler ¹JG und den Widerstand 1J4 zur Kathode der"

.009835/1220

Diode 123. Die Gleichspannungsschleife schließt sich über die In- ^?!"duktivität 126, welche die Anode der Diode 128 mit dem Bezugspunkt '/er bindet.

Die Oszillatorstufe 54 enthält einen Transistor 1^6 und eine mit seinem Kollektor verbundene kapazitiv abstimmbare Resonanzschaltung. Diese Resonanzschaltung enthält ihrerseits eine In- . duktivität lj5B mit einer Anzapfung l40, eine Kapazität 142 und eine veränderbare Kapazitätsdiode l44 sowie einen Trimmer-Kondensator 146. Die beiden Kapazitäten 148 und 15O liegen in Reihe-.,..-. zwischen der Anzapfung 14O der Induktivität und dem Bezugspunkt. Der Verbindungspunkt der Kapazitäten 148 und I50 ist mit dem Emit-j ter des Transistors 1^6 verbunden. Die Kapazität 148 bildet einen ] positiven Rückkopplungszweig zwischen dem Oszillator-Tankkreis I und dem Emitter des Transistors. Die an der Anzapfung l40 entste- ; hende Spannung wird durch die Spannungsteilerwirkung der Kapazitäten 148 und 150 heruntergeteilt. \

Ein Widerstand 152 verbindet die Kathode der Diode l44" mit ; der Abstimmspannungsquelle 76. Die Gleichspannungsschleife für die. Diode 144 beginnt am Bezugspotential, verläuft durch die Schaltung! 73j die stabilisierte Spannungsquelle 75* den Spannungsteiler 76 i und den Widerstand I52 zur Kathode der Diode 144. Eine als Wider- | stand 154 und Induktivität 156'dargestellte- Drossel vervollstän- ■! difjt die Gleichstromschleife durch Verbindung der Anode der Diode 144 mit dem Bezugspunkt. ;

Die Gleichvorspannung für den Oszillatortransistor 156-stammtvon einer mit dem Anschluß 15d verbundenen Betriebsspannungsquelle, .welche die gleiche sein kann, mit der der Anschluß 110 verbunden ist. Die Basis des Transistors 1^6 ist mit der Betriebsspannungsquelle über einen Spannungsteiler aus den Widerständen I60 und I.62 zwischen der Klemme 110 und dem Bezugspunkt verbunden. Ein ' : Widerstand 164 verbindet den Emitter des Transistors Ijj6 mit dem Bezugspunkt. Der Kollektor des Transistors Ij5j5 ist mit der Betrieosspannungsquelle über eine Induktivität ljö verbunden. Einige Durchführungskondensatoren 1^6 bilden eine Umgehung für Hochfrequenz zum Bezugspunkt und vervollständigen so die Hochfrequenz.--wege in der Oszillatorschaltung.

BADQRJQJiSfAL

; ^0^983 5/ 12~2 0 —'". -* "■'*

Die Oszillatorstufe 54 ist mit der Mischstufe 56 über eine j Einkoppelschaltung verbunden, die einen Kondensator 16S und eine j Induktivität 170 in Reihe zwischen dem Emitter des Transistors ' l'j>6 und einer Induktivität 124 der kapazitiv abstimmbaren HF-Resonanzschaltung 120 umfaßt.

Sowohl die HF-Signale als auch die Oszillatorschwingungen werden auf den Emitter eines Transistors 172 in der Mischstufe 56 über einen Kondensator 174 gekoppelt. Parallel zum Koppelkcndensator 174 liegt ein Vorspannungswiderstand 176. Die Hochfrequenzschwingungen und die Oszillatorschwingungen werden im Transistor 172 überlagert, so daß am Kollektor des Transistors 172 die Zwischenfrequenzsignale entstehen.

Der Kollektor des Transistors 172 ist über die Primärwicklung 178 eines Zwischeni'requenzUbertragers ISO an den Anschluß 15b der Betriebsspannungsquelle gelegt. Die Basis des Transistors 172 ist mit der Betriebsspannungsquelle am Anschluß I58 über einen Spannungsteiler mit den Widerständen 184 und 186 verbunden. Zwei Durchführungskondensatoren 188 und 190 vervollständigen den Hochfrequent signalweg zum Bezugspunkt. Die Primärwicklung des Übertragers ISO ist mit Hilfe eines Durch führungskondens a tors 1.12 auf die Zwischenfrequenz abgestimmt.. Seine Sekundärwicklung .1£2 führt zu der nicb>dargestellten Zwischenfrequenz-Verarbeitungsschaltung.

Durch Einstellen der Anzapfung 79 Iä3t sich die den Kapazitätsdioden 70, 12o und 144 zugeführte Spannung verändern, so da.? ein bestimmter VHP-Kanal gewählt werden kann. Insbesondere schwingen die abstimmbaren Resonanzschaltungen 60 und 120· im VHF-Bana von 210 bis ?4 MHz; und der Oszillator schwingt im Bereich von 257 bis 101 MKz, v.'ie es für die richtige Überlagerung in der F.ischstufe yJ. erforderlich ist. Sämtliche Kapazitätsdiode^ erhalten ihre Vorspannung von einer Vorspannun^squelle, se daß ein CrIeichlauf effekt bei der Abstimmung der kapazv.iv abgestimmten Resonanz-Schaltungen erreicht vriri.

Die Betriebsweise des in ?i". 1 dargestellten VHF-Tuners Iä3t sich am "cepter. :mrch eine Betrachtunp; der Ersatzschaltbilder der ahstirraibaren Resonanzschaltun-en des Tuners verstehen.

009835/1220

Bei einem Parallelresonanzkreis läßt sich die'Güte Q aus-. R_D P

drücken durch Q, = ^-, wobei R^ der Parallelwiderstand und X ^c -P ■

die kapazitive Parallelreaktanz ist, Q, laßt sich auch ausdrücken

^fo ■

durch Q = gjjp, wobei f_Q die Resonanzfrequenz des Parallelkreises und BW die Bandbreite des Parallelresonanzkreises ist. Durch

f_o R Gleichsetzen beider Ausdrücke erhält man bW~ ⁼ X~* sich die kapazitive Reaktanz X auch in der Form X = · aus-

drücken* und durch Einsetzen von X in die obenstehende Gleichung

f ^RD
erhält man gn— = τ* oder nach Auflösung nach der Bandbreite

· Aus dieser letzten Gleichung läßt sich ablesen, daß

die Bandbreite eines Parallelschwingkreises sich umgekehrt mit der Abstimmkapazität verändert. Verändert sich diese Kapazität von einen maximalen Wert bei der niedrigsten Frequenz, auf welche der Resonanzkreis'abgestimmt ist, zur geringsten Kapazität bei der höchsten Abstimmffequenz, dann wird die Bandbreite der Schaltung zunehmend großer*

diese Bandbreitenänderung beim Abstimmen eines Parallelkreises durch Veränderung der Kapazität auszuschalten, kann man den Parallelwiderstand variabel machen und die Bandbreite! dadurch praktisch konstanthaiten. Der Parallelwiderstand muß sich in umgekehrter Rj ciitung wie die veränderbare Kapazität ändern, d*h. der Parallelv/iderstand des Parallelschv7ingkreises muß größer gemacht werden, wenn der Parallelkreis durch Verringern der Kapazität auf höhere Frequenzen abgestimmt wird. Die Änderung des Parallelv.'iderstandes last, sich durch Addieren oder Subtrahieren . ■' eines: V/iderstandsanteiles erhalten, so daß die Bandbreite konstantr bleibt, jedoch ist dieses Verfahren unzweckmäßig. . ~ ~\

Es sei nun Fig* 2a betrachtet. Eine Signalquelle 12 mit einem Signalgenefator 14 und einer Innenimpedanz 16, die als Widerstand dargestellt ist, ist über einen Abstimmkreis 22 an eine als Widerstand 20 dargestellte Last 18 angeschlossen»-Der Abstimmkreis 22 '· enthalt zwei in Reihe geschaltete Induktivitäten 24 und 26,.deren Verbindungspunlit über die. Ps.ralIeIschaltung einer induktivität 28 '.

j ' ■ ⁹ -

j mit einer einstellbaren Kapazität 30, die als Abstimmkondensator betrachtet werden kann, an einen Bezugspunkt geschaltet ist.

Zur einfacheren Betrachtung kann der den Widerstand 16 und die Induktivität 24 enthaltende Schaltungszweig und der den Widerstand 20 und die Induktivität 26 enthaltende Schaltungszweig zu einem einzigen .Zweig zusammengefaßt werden, wie dies Pig. 2b veranschaulicht. Der zusammengefaßte Zweig enthält zwischen dem Verbindungspunkt 27 und dem Bezugspunkt eine Induktivität 32 und einen Widerstand j54. Da die Schaltbilder nach den Fig. 2b und 2c 'hinsichtlich ihrer Resonanzfrequenz und Bandbreite betrachtet werden, kann der Signalgenerator 14 vernachlässigt werden.

^: Die Reihenschaltung der Induktivität j52 mit dem Widerstand j?4 kann durch Serien-Parallel-Transformatiorisgleichungen in eine -äquivalente Parallelschaltung umgewandelt werden, die in Fig. 2c dargestellt ist. Die Transformationsgleichungen lauten

R² X²

■X '= XfI + -§—) und E_n = R (1 + -4-) , wobei R der äquivalente '

P S -u-d. ρ S -pe: ■ ρ

^Xs ^Hs

Parallelwiderstand für den Reihenwiderstand R und X die äquivalente Parallelreaktanz für die Reihenreaktanz X_ ist. Eine voll-

!3

ständige Abhandlung über die Serien-Parallel-Transformationsgleichungen findet sich auf Seite 72 des Buches Electrical Communications von Arthur L. Albert, dritte Auflage, John Wiley and Sons, New York. Die Transformationsgleichungen lassen sich auf die Reihenkomponenten der Fig. 2b anwenden, um den Wert der äquivalenten ; Parallelkomponenten der Fig. 2c zu bestimmen. ;

Für die-Induktivität 32 erhält man die äquivalente Parallel- ■-induktivität y3 aus der Transformationsgleichung

R² ■ ' ' ί

Jedoch kann die induktive Reaktanz von X_₂ und X.,_n in der Form X_r= 2¹TTfL ausgedrückt werden, wenn man die geeigneten Substitutionen durchführt, und durch Kürzen ergibt sich dann

R² L₇O = L.,p(-1 + pp ο ■" V· ? ,·

?4

0Q9835/1220

- ίο - .■■·■"■■ ■,

Für den Widerstand ~$h erhält man den äquivalenten Parallel-

widerstand 40 aus ^2

durch Ersetzen der induktiven Reaktanz X-, _o durch X_T = 2fffLund

3d i-i ' _■

durch geeignete Substitutionen kommt man zum Ausdruck

Für die Induktivität 28 und die variable Kapazität. "50 .1st keine Transformation erforderlich, da diese bereits parallel zu der Reihenschaltung der Induktivität 32 und des Widerstandes j?4 liegen und daher ihre Werte in der äquivalenten Parallelresonanzschaltung der Fig. 2c behalten.

Aus den vorstehenden Gleichungen für die äquivalenten Parallelwerte der Komponenten nach Fig. 2c läßt sich sehenj daß bei einer Verkleinerung der variablen Kapazität p0 zur Abstimmung der' Schaltung auf höhere Frequenzen der' äquivalente Parallelwiderstand 40 größer wird. Dies rührt daher, daß der Ausdruck 4f²f²L·²

"52

**·=— in der Gleichung für den äquivalenten Parallelwider-

stand 40 mit der Resonanzfrequenz anwächst. Mit steigender Reso- "" nanzfrequenz verringert sich aber die äquivalente Parallelindukti-i vität Jo wegen des Ausdruckes 34. in der Transformations- j

·■ 4f²f²L² ·

■->*■■- !

gleichung. Damit verringert sich auch die gesamte Parallelinduk- ^:

L₇nLpo
tivität, die sich in der Form —γ^—p=— ausdrücken läßt. Das Ab-

^Lj3^+L28 . . ■ ■ y I

sinken der Parallelinduktivität bei anwachsender Resonanzfrequenz ; führt zu einer Verringerung des Kapazitätsbereiches, der für die 'j Abstimmung der Resonanzschaltung über ein vorgegebenes Frequenzband erforderlich ist, und erleichtert die Bemessungserfordernisse: ,für eine Abstimmung über ein breites Frequenzband.

Das Schaltbild nach Fig. 2a läßt sich zu einer doppel-abgestimmten Schaltung abwandeln. Hierzu ordnet man ein zweites Netzr werk zwischen der Signalquelle und der Last an. Diese zweite Schaltung kann gleich der den Kondensator ^O und die Induktivitätejn 24/ 26 und 28 enthaltenden Schaltung sein. Die gegenseitige Kopp- ' lung zwischen den beiden abgestimmten Schaltungen kann durch mit- ; einander gekoppelte Induktivitäten erfolgen. Bei einer solchen doppel-abgestimmten Schaltung würde die Signalquelle und die Last ; durch vier Induktivitäten, nämlich 24, 26 (und neu) 24' und 26^! · ( verbunden sein, die alle in Reihe geschaltet sind.

Um zu zeigen, wie die richtigen Werte der Komponenten ausgewählt werden, Und darüberhinaus wie nach der Wahl der Komponenten für vorbestimmte Bedingungen die Abstimmsehaltung eine praktisch konstante Bandbreite behält, wenn, ihre Resonanzfrequenz über ein breites Frequenzband durch kapazitive Abstimmung verändert wird, sei ein Beispiel beschrieben. Zuerst werden die geeigneten Werte bestimmt, so daß die Abstimmschaltung im gesamten VHF-Band von 216 bis 54 MHz schwingen kann. Dann wird gezeigt, daß mit diesen Werten der effektive Parallelwiderstand, der für eine praktisch konstante Bandbreite erforderlich-ist, die größer als die bei abstimmbaren Fernsehschaltungen Üblichen 6 MHz ist, am oberen und unteren Ende des VHF-Bandes den gleichen Wert hat.

Als Beispiel sei die Mittenfrequenz 21j5 MHz des Kanals Yj (210 bis 216 MHz) mit einer gewünschten Bandbreite von δ MHz und einen minimalen Wert für die Kapazität C.„ von 5 P? gewählt (der Minimalwert der Kapazität ist so gewählt, daß er innerhalb des Betriebsbereitfhs von Kapazitätsdioden liegt). Außerdem sei ange- i nommen, da:?· die 'Widerstände 16 und 20 je gleich 50 Ohm seien und die Induktivitäten 24 und 26 den gleichen Wert haben. Demnach haben auch vier Widerstand ^k und die Induktivität j>2- des in Fir. 2b gezeigten Schaltungszweiges, die durch Kombination der den Widerstand 16 und die Induktivität 24 bzw, den Widerstand 2C und die Induktivität 26 enthaltenden Schaltungszweige entstanden sind. Vierte, die halb so groß' wie die Vierte, .der wirklichen Schaltungszweige sind. Sind erst einmal die gewünschten Vierte für die Induktivität j?2 und den Widerstand 2-4 bestimmt * dann führen auch andere Werte für die Bauelemente in den beiden Zweigen, Vielehe

009835/1220

zusammengefaßt die gewünschten"Werte für die Induktivität 32 und
den Widerstand 34 ergeben, zu einem richtigen Arbeiten der Schaltung, . ' : !

Die Güte Q„ des Parallelresonanzkreises läßt'sich aus der i

f ί

Gleichung Q = ~g§- = = 26,62 berechnen. Q wird nun |

zur Berechnung des gewünschten Wertes des Parallelwiderstandes ^:

- R ■.. ■ :

RhQ aus der Gleichung Q = benutzt, welche durch geeignetes |

■. ■ c 1

Einsetzen Q, = 2^/7TfC-,_oR_4o liefert, so daß durch Einsetzen der Werte,

m der Parallelwiderstand R₄₀ gefunden wird: |

26,62 = 2(3,14) (213 x- ΙΟ⁶) (5 x 10"¹²JR₄₀ ■ - ;

R₄₀ = 3978,88 Ohm. |

Hat man den Wert für Rj,_Q berechnet und R-, ₄ gleich -p R,/- oder !

1 ^l

•κ Rp₀j» also 25 Ohm, angenommen, dann läßt sich der Wert für L-,_p ;

aus der Gleichung bestimmen: - \

■ 2

^R34

und durch Einsetzen der Werte ergibt sich daraus die Induktivität \

^L32^: 4(3,14)²(213 χ l0⁶)²Lf_{2 7} ^; j

3978,88 = 25/1 + —4/ : '

■ " - ■■■■-". - - " ■■ ■ ■"."■"■ ■ ί

; L^₂ =0,235 ^uH, .;. . . .-. ■_■ ; ; I;

Mit Hilfe des Wertes von L-^₂ läßt sich der Wert L_g der äquiva- j

lenten Parallelinduktivität berechnen aus der Gleichung ■

woraus wiederum durch Einsetzen die äquivalente Parallelinduktivität L-,ο berechnet werden kann zu

3.0

•L-o = 0,235 X 10"⁶/r + — : : TT? 7

ja ι- ^h/- ¹^²'--x io?)²(o,235 χ io"^b)²~ .;

L^g = 0,25 /UH. .

Der richtige Wert für Lpo ergibtsich aus der Bedingung, daß die

009835/1220

gesarate Parallelinduktivität L_T mit der Parallelkapazität CU₀ bei 213 MHz schwingen muß. Die Bedingungen hierfür sind X_Tm = X_n ,

LT C₅₀

♦und durch Einsetzen von X_r = 27TfL sowie T_n = 07=57^— und Gleichsetzen erhält man die Resonanzbedingung a^ffL™ = - , woraus

sich die Gesamtinduktivität Lm ergibt: 2(3,^{6 l}

«. *« ,^ - 2Q, 14) (213 X 10^Ό) (5 X 10-

= 0,114

Man kann den Wert für Lp« nun bestimmen, da die gesamte Parallelinduktivität gleich, der Kombination aus den Induktivitäten L-,η \ und Lpp ist. Der Ausdruck für die Gesamtinduktivität hat die Form j

L^aLpo ;

L_m = τ s woraus sich durch Einsetzen die Induktivität

T L₃₃ +L₂₈ j

_oo ergibt: (■

²⁰ ₆ (0,25 x 1O"^Ö)L

(0,114 x ΙΟ"⁵) =

(0,25 χ io"^D) + L₂₈ ,

L₂₈ = 0,21 /UH

Damit sind die Werte für die Bauelemente nach Fig. 2a bestimm bei denen die Resonanzschaltung mit 213 MHz und der gewünschten Bandbreite schwingt:

R₁₆ = 50 Ohm

R₂₀ = 50.0hm

L₂₄ = 2L_?2 = 0,47 yuH

L₂₆ = 2L^₂ = 0,47 /UH

' ' C^₀ = 5 pF (minimaler Wert).

Um die Schaltung auf 57 MHz kapazitiv abzustimmen, muß die variable Kapazität 30 sich auf einen entsprechenden Kapazit.ätswert verändern lassen, bei dem sie mit der Gesamtparallelinduktivitat bei 57 MHz schwingt. Die Resonanzbedingung läßt sich ausdrücken durch 21TfLr₁, = -fc;—* ^und durch Einsetzen der Komponenten-

werte läßt sich der gewünschte Wert für CU₀ finden;

009835/1220

2(-5,ΐ4):(.57.χ ιο⁶)(ο,ιΐ4χ ίο"⁶) = :——ϊ ,-—_ !

2(3,14)(57 χ 1O⁰K^₀ *; j

C^₀..-= 69,82 pF (Maximalwert). :

Der Wert für den Parallelwiderstand R₂^ bei 57 MHz läßt sich : aus der Gleichung bestimmen

4f²f²L² - :

^{40 34} r² ₄ :

und durch Einsetzen ergibt sich R^₀ zu : ,

χ IQ"⁶)²) = 308,15 Ohm. ;

(25)² ·

Somit schwingt die Abstimmschaltung bei 57 MHz, wenn die variable Kapazität 3Q-einen Wert von 69,82 pF hat, und die Schaltung schwingt bei 213 MHz, wenn die Kapazität 30 einen Wert von ■- 5,00 pF hat.

Sind die richtigen Werte für die Bauelemente der Abstimmschaltung bestimmt, dann' läßt sich zeigen, daß der Parallelwiderstand RjiQj der zur Beibehaltung einer praktisch konstanten •Bandbreite erforderlich ist, sowohl am oberen wie auch am unteren Ende des VHF-Bandes gleich ist. Wie bereits erwähnt, läßt sich die Bandbreite ausdrücken durch BW = oder durch Ein-

^2fR40^C30

setzen der Gleichung für den äquivalenten Parallelwiderstand R^,

als BW =

4ir²f²L·².

Bei 213 MHz war die Bandbreite zu 8 MHz gewählt (R^₀ = 3978,88 Ohm und C _Q = 5,00 pF). Bei 57 MHz, R₂^ = 308,15 0hm und C₅₀ = 69,82 pF und Einsetzen dieser Werte in die Gleichung^Tür die Band-i

breite erhält man BW_{57 mz} . = )30⁷*⁴·-^ΜΗ|' : Die ausgewählte und berechnete Bandbreite (BW₂₁^ _MHz =6 :und BW,-_{7 MH} -7*4 MHz) ist praktisch gleich für die kapazitive 'Abstimmung an den Enden des VHF-Bandes und ist darüberhinaus größer als die üblicherweise bei absfcimmbaren. Fernsehschaltungen z\i findende Bandbreite von 6 MHz, Durch verändernde Abstimm- ;

009835/1220

-- 15 -

kapazität CU₀ zwischen 5*00 und 69,82 .pP kann die Schaltung bei Verwendung geeigneter Werte für die Bauelemente über ein Frequenzband von mehr als I60 MHz abgestimmt werden, ohne daß die Bandbreite sich nennenswert ändert. Entsprechende Berechnungen lassen sich für die Bauelemente zur Abstimmung im UHF-Band (89O bis 470 MHz) durchführen. '

Die Schaltung nach Fig. 2a ist mit den erwähnten Werten aufgebaut und für kapazitive Abstimmung über das VHF-Band getestet worden. Dabei wurde die praktisch konstante Bandbreite im Abstimmbereich von 21^ bis 57 MHz beobachtet, die oben erwähnt ist. Äußert· dem wurde eine entsprechende Schaltung für das UHF-Band berechnet, wobei sich folgende Werte ergaben:

R₁₂ = 50 Ohm

L₃₄=O₉I₇UH

L₂₆=O^l₇UH

R₂₀ = 50 Ohm

L₂₃ = 0,008 /UH

C₃₀ = 4 pF (bei 89O MHz)

C₀ = 14,4- pF (bei 470 MHz)₄

Wiederum wurde eine etwa konstante Bandbreite gemessen: ^BW890 MHz = ^{15 und BW}47O MHz ^{= 1}^ ^MHz*

Die Schaltungen nach Fig. 2 eignen sich insbesondere für \ veränderbare Kapazitätsdioden. Diese haben einen Innenwiderstand, ! der in FIg. 2 als^ Reihenwiderstand mit der variablen Kapazität J)Q '■ dargestellt ist. Der Dioden-Reihenwiderstand entspricht einem äquivalenten Parallelwiderstand, dessen Größe sich durch die Serien-Parallel-Transformationsgleichungen bestimmen läßt. Die ' Bauelemente können so bemessen werden, daß der äquivalente Paral- , lelwiderstand der Dioden wesentlich höher als der äquivalente Parällelwiderstand der Signalquelle Und der Last ist. Dieses Verhältnis der Parallelwiderstände bleibt über das Frequenzband erhalten, und damit bestimmen die äquivalenten Parallelwiderstände der Signalequelle und- der Last im wesentlichen das Verhalten der .Schaltung.

Es sei nun anhand von Fig. J5 ein Schaltbild eines UHF-Tuners unter Verwendung der Erfindung betrachtet. Der Tuner 200 enthält

009835/1220

, eine Mischstufe 202 und einen Oszillator-204. Die UHP-Signale durchlaufen ein Hochpaßfilter 206 und eine kapazitiv abgestimmte Resonanzschaltung 208 und werden in der Mischstufe 202 mit den Oszillatorschwingungen vom Oszillator 204 überlagert. Die dabei· entstehenden Zwischenfrequenzsignale werden in der nichtdargestell*

ten Zwischenfrequenzschaltung weiterverarbeitet.

Die UHF-Signale (89Ο bis 470 MHz) werden von der nichtdargestellfen Antenne empfangen und über das Hochpaßfilter 206 zum Anschluß 212 gekoppelt. Die Tuner-Schaltung ist von einem leitenden Chassis 214 umschlossen, welches auf Bezugspotential, Masse, liegt

fe Das Hochpaßfilter 206 hat zwei Induktivitäten 21.6 und 218 und eine Kapazität 220, die den HochfrequenzSignalen, welche vom j Anschluß 212 über ihn zur kapazitiv abgestimmten Resonanzschaltung! 208 fließen, eine niedrige Impedanz bietet. Die Parallelinduktivi-; täten 216 und 218 stellen für die Hochfrequenzsignale eine hohe Impedanz dar, aber für niederfrequente Signale bilden sie einen Parallelschluß zum Bezugspotential.

Die Resonanzschaltung 208' enthält zwei in Reihe geschaltete Induktivitäten 222 und 224, die das Hochpaßfilter 206 und die Misclji stufe 202 miteinander verbinden. Eine Induktivität 226 und eine Abstimmkapazität 228, die als veränderbare Kapazitätsdiode dargestellt ist, sind mit dem Verbindungspunkt 2^0 der beiden Induktivitäten 222 und 224 verbunden. Die Induktivität 226 liegt am lei-

* tenden Chassis 214. Die einstellbare Kapazitätsdiode 228 ist für Signalfrequenzen über einen Durchführungskondensator 2j52 mit dem Chassis verbünden.

• Die Bauelemente der Resonanzschaltung 208 sind so bemessen, daß die Abstimmschaltung in einem Frequenzbereich von 890 bis■■ 470 MHz mit praktisch konstanter Bandbreite schwingen kann» Die Abstimmung der Resonanzschaltung 208 erfolgt mit Hilfe der der Diode 228 über einen Widerstand 234 zugeführten Gleichspannung. Der Widerstand 2^4 ist mit einem Spannungsteiler 2p6 verbunden, j welcher als Abstimmspannungsquelle für die Diode 228 dient und an 1 eine stabilisierte ■Spannungsquelle 237 angeschlossen ist, die Po-' ; tentiale von 0 und -30 V an zwei Ausgangsanschlüssen liefert. Der ■ erforderliche Spannungsbereich hängt jedoch von dem Jeweiligen. .... j Typ der verwendeten Kapazitätsdiode ab. [

009835/1220 '

- 17 - . ■ ■

Es kann ferner eine automatische Scharfabstimmung des Tuners 200 durch eine geeignete "Frequenz-Nachstimmschaltung 2^9, die als Block dargestellt ist, vorgesehen sein. Eine solche Scharfabstimmung ist für alle mit Kapazitätsdioden abstimrabaren Resonanzkreise des Tuners 200 erwünscht, um eine Verstimmung der Resonanzfrequenz der einzelnen Kreise infolge von Änderungen der Diodenkapazität, beispielsweise mit Temperaturänderungen, zu vermeiden. Änderungen der der Diode 228 zugeführten Spannung erfolgen über die Scharfabstimmungsschaltung, so daß die von der Mischstufe 202 gelieferte Zwischenfrequenz den gewünschten Wert beibehält. Die Gleichspannung· schleife für die Diode- 228 beginnt am Bezugspunkt, verläuft durch die Scharfabstimmungsschaltung 2j?9j die stabilisierte Spannungsquelle 237'» den Spannungsteiler 2^6 und den Widerstand 2j4 zur Anode der Diode 228. Sie schließt sich über die Induktivität 226, welche die Kathode der Diode 228 mit dem Bezugspunkt verbindet.

Die Induktivität 224 ist über eine Kapazität 2¹K) mit einer Mischdiode 2J58 gekoppelt. Der Verbindungspunkt der Induktivität 224 mit der Kapazität 240 liegt über eine Induktivität 242 am Chassis. Die Kapazität 240 und die Induktivität 242 sind so bemessen, daß sie in Serienresonanz bei der Zwischenfrequenz schwingen. Damit werden die an der Anode der Diode 2338 auftretenden Zwischenfrequenzsignale zum Bezugspunkt kurzgeschlossen. Bei UHF-Frequenzen hat die Induktivität 242 jedoch eine hohe Impedanz, und die UHF-Signale gelangen von der kapazitiv abgestimmten Resonanzschaltung 208 über die Kapazität 240 zur Anode der Diode 2j58. Die Vorspannung für die Mischdiode 2^8 wird über eine Hochfrequenzdrossel 244 zugeführt, die zwischen die Anode der Diode 2J53 und einen Spannungsteiler mit den Widerständen 246 und 248 geschaltet ist. ' '

Der Oszillator 204 enthält als aktives Element einen Transistor 250, der mit anderen Teilen der Oszillatorschaltung in einem leitenden Gehäuse 252 eingeschlossen ist, welches ein Teil des Tuner-Chassis 214 sein kann. Der Kollektor des Transistors 25O ißt über eine Hochfrequenzdrossel 256 an einen Anschluß 254 gelegt, welcher die Betriebsspannung führt. Zwei Widerstände und 260 sind in Reihe zwischen den Anschluß 254 und dem Bezugspunkt gelebt. An dem Yorbindungspunkt dieser beiden Widerstände

00 983S/1220

¹ '■.■■■ - 18 - . . " ..'.;. .-■■

liegt die Basis des Transistors 250, der auf diese Weise die , Basisvorspannung zugeführt wird-. Zwei Durchführungskondensator en 262 und 264 verhindern, daß Hochfrequenzsignale von Basis und Kollektor des Transistors 250 in die an den Anschluß 254 angeschlossene Betriebsspannungsquelle gelangen. Der Emitter des Transistors 250 ist mit dem Bezugspunkt über die Reihenschaltung eines Widerstandes 266 mit einer Induktivität 268 verbunden»

Die Betriebsfrequenz des Oszillators wird durch eine erste Wellenleitung mit einem Innenleiter 270 und einem durch das lei-■ tende Gehäuse 252 gebildeten Außenleiter und durch eine zweite Wellenleitung mit einem Innenleiter 272 und ebenfalls einem durch das leitende Gehäuse 252 gebildeten Außenleiter bestimmt. Eine als veränderbare Kapazitätsdiode dargestellte Abstimmkapazität 274 verbindet die Innenleiter 270 und 272 der "beiden Wellenleitungen.

Der Kollektor des Transistors 250 ist -über einen Kondensator 276 mit dem Innenleiter 270 verbunden und koppelt den Transistor an das frequenzbestimmende Netzwerk. Diese Kopplung ist nur lose, so daß Änderungen der Ausgangsimpedanz des Transistors nur eine relativ geringe Wirkung auf das frequenzbestimmende Netzwerk der Oszillatorschaltung haben.

Die Abstimmung des die Oszillatorfrequenz bestimmenden Netzwerkes erfolgt mit Hilfe einer Gleichspannung;, welche der Diode 274 über einen Widerstand 278 und den Innenleiter 270 der ersten Wellenleitung zugeführt wird* Der Widerstand 278 ist aji einen Spannungsteiler 2^6 angeschaltet, welcher die Abstimmspannung für j die Diode 274 liefert. Ein Durchführungskondensator 280\-verhindertL daß Hochfrequenzsignale in die Abstimmspannungsquelle gelangen. j Die Gleichspannungsschleife für die Diode 274 beginnt am Bezugs- ' punkt/ durchläuft die automatische Scharfabstimmschaltung 2j59> die stabilisierte Spannungsquelle 2j57, den Spannungsteiler 236, den Widerstand 278 und den Innenleiter 270 und führt zur Anode der Diode 274. Sie wird vervollständigt durch den Innenleiter 272 ( der zweiten Wellenleitung, welcher die Kathode der Diode 274 mit I dem Bezugspunkt verbindet. '

Die von der Oszillatorstufe 2Ό4 erzeugten Schwingungen werdend mit Hilfe einer Koppelsohleife 282, die in Reihe mit der Kathode ; der Mischdiode liegt, induktiv auf die Mischdiode 202 gekoppelt, ·■

009835/1220

• - 19 -

Ein Ausschnitt 284 in dem leitenden Gehäuse 252 ermöglicht, daß das im Oszillator entstehende Feld von der Oszillatorkammer sich zur Koppelschleife 282 ausbreitet.

^: Die UHF-Signale und die Oszillatorschwingungen werden in der Mischdiode 2j58 zur Erzeugung eines Zwischenfrequenzslgnals überlagert. Das Zwischenfrequenzsxgnal wird über ein !Compensationsglied an den Ausgangsanschluß 286 geführt» Das Kompensationsglied enthält eine Induktivität 288 und einen Durchführungskondensator 290, die so bemessen sind, daß bei Zwischenfrequenz eine Reihenresonanz auftritt. Zusätzlich zu ihrer Funktion der Höhenanhebung | vervollständigt der Kondensator 290 den Weg der Hochfrequenzsig- ! nale, indem er ein Ende der Koppelschleife 282 mit dem Bezugspunkt! verbindet, während die Induktivität 288 als Hochfrequenzdrossel | wirkt. ' ' j

Durch Wahl der Spannung der Abstimmspannungsquelle 2j5ö durch ; Verschieben des Abgriffs kann die Resonanzschaltung 208 auf eine ! gewünschte Frequenz abgestimmt werden. Insbesondere kann die Re- j sonanz im UHF-Fernsehband zwischen· 89O und 470 MHz verändert wer- j den. Gleichzeitig wird der Oszillator abgestimmt, so daß sich seine Frequenz im Bereich von 951 bis 517 MHz verändert. Da die Kapazitätsdioden 228 und 274 ihre Vorspannung von derselben Spannungsquelle erhalten, wird ein Gleichlauf sichergestellt, wenn die Resonanzkreise kapazitiv abgestimmt werden.

009835/1220

Claims (8)

■ - 20— ■ Patentansprüche·

1.1 Abstimmbare Resonanzschaltung mit einer'Impedanz, die mindestens eine Widerstandskomponente hat, dadurch-- ge- · kennzeichnet, daß über die Impedanz ein erstes (68, 126, 28, 226) und'ein zweites (64, 66j 122, 124; 24, 26; 32, 38; 222, 224) induktives Schaltelement geschaltet ist, daß über das. erste induktive Schaltelement eine veränderbare. Abstimmkapazität (70, 128, 30, 228) geschaltet ist, daß·die Werte des ersten und zweiten induktiven Schaltelementes und der veränderbaren Kapazität so gewählt sind, daß ein Frequenzband überstrichen wird, wenn die k Kapazität von einem ersten vorbestimmten Wert auf einen zweiten vorbestimmten Wert verändert wird, daß ferner die Werte des zweiten induktiven Schaltelementes mit Bezug auf den Wert der -.Wider-"" Standskomponente @6, 20; 34, 40) so gewählt, sind, daß bei Veränderung der Abstimmung innerhalb des Frequenzbandes durch Verändern der Kapazität sich der effektive Widerstand der Resonanzschaltung so ändert, daß ihre Bandbreite praktisch konstant bleibt

2.) Abstimmbare Resonanzschaltung nach Anspruch 1, da d u r c .h g e k e η η ζ e i c h η e t , daß die veränderbare Kapazität .(70* 128,, 228) eine spannungssteuerbare veränderbare Kapazität ist.

3.) Abstimmbare Resonanzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennz'ei chnet , daß die Bandbreite größer als 6 MHz ist.

4.) Abstimmbare Resonanzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennz e i'c ti n- e t , daß das zweite induktive Schaltelement (64, 66;· 122, 124; 24, 26; 222, 224) eine Quelle elektrischer Signale (62, 86, 12, 212) an eine Verarbeitungsschaltung (78, 172, 18, 2^8) koppelt und daß die Signalquelle und/oder die Verarbeitungsschaltung die Widerstandskomponente enthalten.

5,) Abstimmbare Resonanzschaltung nach Anspruch 1, d a d u r c h j gekennz ei chne t , daß die veränderbare Abstimmkapa-· *

' zität (70, 128, 30, 228), die mit dem ersten induktiven Schalt- ι .element (68, 126, 28, 226) geschaltet ist, mit diesem einen Faral-i Ie!schwingkreis bildet, der zwischen das zweite induktive Schalt- !

element (64, 66; 122, 124; 24, 26; 222, 224) und einen Bezugspunkt!

009835/1220

geschaltet ist.

6.) Abstimmbare Resonanzschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzei c h η e t , daß das zweite induktive Schaltelement (64, 66; 122,-124,· 24, 26; 222, 224) eine erste Induktivität (64, 122, 24, 222) und eine -zweite Induktivität in Reihenschaltung mit der Signalquelle und der Verarbeitungsschaltung (78, 172, 18, 2^8) enthält.

7.) Abstimmbare Resonanzschaltung nach Anspruch 6, d a d u r c h_ g e k e η η ζ e i ohne t , daß das erste induktive, Schalt-' element (68, 126, 28, 226) zwischen den Verbindungspunkt der •ersten Induktivität (64, 122, 24, 222) mit der zweiten Induktivi- ^: tat ( 66, 124, 26, 224) und einen Bezugspunkt geschaltet ist.

8.) Abstimmbare Resonanzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzei c h η e t , daß sich das Frequenzband von 216 bis 54 MHz erstreckt.

;9.) Abstimmbare Resonanzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzei chnet , daß sich das Frequenzband von 890 bis 470 MHz erstreckt.

Le e rs e I'te