DE1591446B2 - Durchstimmbarer transistorleistungsoszillator - Google Patents
Durchstimmbarer transistorleistungsoszillatorInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf einen Transistoroszillator für großen Durchstimmbereich und vorzugsweise
für größere Ausgangsleistung, dessen Arbeitsbereich im Gebiet höherer Frequenzen, insbesondere
unter Einschluß der Transitfrequenz des Transistors liegt, bei dem zwischen Kollektor und Basis eine Impedanz
mit einer induktiven Komponente liegt, während zwischen Emitter und Kollektor eine Rückkopplungszwecken dienende Kapazität eingeschaltet ist und bei
dem die zwischen Basis und Kollektor des Transistors auftretende Impedanz eine negative Komponente
aufweist.
Oszillatoren dieser Art, bei denen im Basiskreis eine Induktivität liegt, während im Emitterkreis eine
Kapazität liegt, sind bei Verwendung so hoher Frequenzen bekannt, wo erhebliche Phasenverschiebungen
zwischen Basis und Emitterstrom auftreten, so daß bei geeigneter Dimensionierung der Kapazität
im Emitterkreis die zwischen Basis und Kollektor des Transistors auftretende Impedanz eine negative Wirkkomponente
aufweist. Diese Anordnungen sind jedoch in der vorliegenden Form nur für ein sehr schmales
Frequenzband geeignet, und außerdem finden sich bei Beschreibung solcher Anordnungen nirgends Hinweise
darauf, wie mit solchen Anordnungen überhaupt eine höhere Leistung erzielt werden kann, und vor
allem nicht darüber, wie dies in einem größeren Durchstimmbereich unter Abgabe möglichst gleichmäßiger
Leistung geschehen kann.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die bekannten Anordnungen, vor allem hinsichtlich dieser
Gesichtspunkte, erheblich zu verbessern.
Erfindungsgemäß wird nun bei einem Transistoroszillator für großen Durchstimmbereich und vorzugsweise
für größere Ausgangsleistung, dessen Arbeitsbereich im Gebiet höherer Frequenzen, insbesondere
unter Einschluß der Transitfrequenz des Transistors liegt, bei dem zwischen Kollektor und Basis eine
Impedanz mit einer induktiven Komponente liegt, während zwischen Emitter und Kollektor eine Rückkopplungszwecken
dienende Kapazität eingeschaltet ist, und bei dem die zwischen Basis und Kollektor des
Transistors auftretende Impedanz eine negative Komponente aufweist, diese Aufgabe dadurch gelöst, daß
der Leitwert der induktiven Impedanz zwischen Kollektor und Basis und damit gleichzeitig der kapazitive
Leitwert der zwischen Emitter und Kollektor liegenden Impedanz derart bemessen und verändert werden,
daß die Aussteuergrenzen des Transistors, hinsichtlich maximalem Kollektorstrom (Ic max) un<i maximaler
Kollektorspannung (UCmax) optimal ausgenutzt werden,
und daß die beiden Impedanzen zur Frequenzänderung des Oszillators gleichzeitig und derartig
verändert werden, daß diese optimale Aussteuerung im gesamten Durchstimmbereich aufrechterhalten
bleibt.
Eine in jeder Hinsicht optimale Dimensionierung dieser Schaltung ist dann gegeben, wenn der absolute
Betrag des Leitwertes der parallel zur Kollektorsperr-
Schichtkapazität liegenden Ersatzschaltung der ganzen Anordnung genau dem Verhältnis maximaler Kollektorstrom
zu maximaler Kollektorspannung entspricht.
Zur Lastankopplung hat es sich dabei als besonders günstig erwiesen, den Belastungswiderstand zwischen
Basis und Kollektor des Transistors anzuschalten.
Für solche Fälle, wo zwei getrennte Verbraucher für die Energie des Oszillators vorhanden sind, ist
es bei der erfindungsgemäßen Schaltung vorteilhaft, den Belastungswiderstand derart aufzutrennen, daß
bei niedrigen Frequenzen im Vergleich zur Transitfrequenz des Transistors vorwiegend dem Emitterkreis
der Schaltung Energie entnommen wird, während bei höheren Frequenzen im Vergleich zur Transitfrequenz
vorwiegend dem Basiskreis des Transistors Energie entnommen wird, und zwar insbesondere so, daß der
Transistor durch geeignete Ausbildung und Veränderung der im Emitter- und Basiskreis liegenden Impedanzen
mit der Frequenz im ganzen Durchstimmbereich minimale Blindleistung liefert.
Bei manchen Anwendungsfällen kann es schließlich vorteilhaft sein, die Belastungsimpedanz gänzlich in
ν den Emitterkreis des Transistors zu legen, was besonders für tiefe Frequenzen im Vergleich zur Transitfrequenz
des Transistors gilt.
Vorteilhaft werden außerdem die Blindleitwerte der im Emitter- bzw. Basiskreis des Transistors befindlichen
Impedanzen durch zwei gleiche miteinander betätigte veränderbare Kapazitäten gemeinsam durchzustimmen.
Besonders zur besseren Unterdrückung der Oberwellen hat es sich unter Einhaltung oder erfindungsgemäßen
Dimesionierung des Oszillators außerdem als zweckmäßig erwiesen, auch in Reihe zur Kapazität
im Emitterkreis eine zusätzliche Induktivität zu schalten.
Die simultane Veränderung der Leitwerte im Emitter- und Basiskreis kann schließlich mit Vorteil auch
durch eine elektronische Abstimmung mittels in ihrer Vorspannung gleichzeitig veränderter Varactordioden
erfolgen.
Nachstehend wird die Erfindung an Hand einiger Ausführungsbeispiele und der F i g. 1 bis 7 näher erläutert.
) Den Überlegungen im Rahmen der Erfindung liegt
die an sich bekannte Oszillatorschaltung nach der F i g. 1 zugrunde. Bei dieser Schaltung liegt zwischen
Kollektor und Basisanschluß des Transistors Tr1 ein
Schwingungskreis mit einer veränderbaren Kapazität C6 und einer Induktivität L6. Parallel dazu liegt
ein Lastleitwert GL, der den Verbraucher darstellt.
Die Rückkopplung erfolgt bei dieser Schaltung über eine Kapazität Ce zwischen Kollektor und Emitter.
Die Abstimmung dieses Oszillators wird mittels des Kondensators C6 vorgenommen.
Der Erfindung liegt nun die Erkenntnis zugrunde, daß bei festgehaltenem Wert von Ce dieser Oszillator
nur am oberen Ende des Durchstimmbereiches seine volle Leistung abgeben kann, während er am unteren
Ende zu schwach rückgekoppelt ist. Würde nun Ce zwar so weit vergrößert werden, daß die Rückkopplung
am unteren Ende des Arbeitsfrequenzbereiches optimal ist, so würde am oberen Frequenzbandende
eine zu starke Rückkopplung die Folge sein und die Gefahr der Übersteuerung des Transistors, verbunden
mit dem Auftreten unerwünschter Kippschwingungen gegeben sein. Für viele Anwendungszwecke werden
jedoch Oszillatoren gewünscht, die in einem weiten Frequenzbereich, z. B. zwischen 250 und 500 MHz
durchstimmbar sind und dabei eine nicht unerhebliche Ausgangsleistung, z. B. in der Größe von einigen Watt,
abgeben sollen. Dabei soll sich die Ausgangsleistung in einem derartig großen Durchstimmbereich möglichst
wenig verändern. Überlegungen im Rahmen der Erfindung haben nun gezeigt, daß es mit Hilfe einer
derartigen Schaltung, wie eben beschrieben, möglich ist, sowohl einen großen Durchstimmbereich zu erhalten
als auch höhere Leistung, wenn auch der Kondensator Ce in der Emitterzuleitung mit der Abstimmung
des Basiskreises simultan verändert wird. Und zwar hat sich gezeigt, wie auch später an Hand
der Ableitungen bestätigt wird, daß der kapazitive Leitwert dieser im Emitterkreis liegenden Kapazität
mit steigender Frequenz zumindest gleichbleiben, besser jedoch abfallen soll, während die induktive
Blindkomponente der Impedanz im Basiskreis, mit wachsender Frequenz abfallen soll. Normalerweise
nimmt jedoch die Reaktanz einer frequenzunabhängigen Induktivität mit wachsender Frequenz zu. Der
geforderte Verlauf dieser Impedanz im Basiskreis läßt sich durch einen Serienkreis mit veränderbarer
Kapazität erzielen.
Der genauen Dimensionierung der Schaltung kann man folgende Rechnung zugrunde legen. Nach der
Schaltung gemäß der F i g. 2 soll an den Eingangsklemmen 1-1' des Transistors, also zwischen Basis
und Kollektor, eine Admittanz mit negativem Realteil auftreten. Unter Einschluß der Basiszuleitungsinduktivität
L6 und des Basisbahnwiderstandes rb ergibt
sich diese zu
l/r+r6
(la)
Hierin ist Y' die Admittanz, die direkt am inneren Basisanschluß gegen den Kollektor auftritt und die
sich wie folgt errechnen läßt.
Y' =
(Ib)
Die hierin vorkommenden Größen haben folgende Bedeutung.
α ist die komplexe frequenzabhängige Stromverstärkung in Basisschaltung;
Cc ist die Kollektorbasissperrschichtkapazität;
Ce ist die äußere Emitterkapazität;
Lc ist die Kollektorzuleitungsinduktivität;
OJ0 ist die Resonanzfrequenz des Resonanzkreises,
Cc ist die Kollektorbasissperrschichtkapazität;
Ce ist die äußere Emitterkapazität;
Lc ist die Kollektorzuleitungsinduktivität;
OJ0 ist die Resonanzfrequenz des Resonanzkreises,
gebildet aus Lc und Cc;
ω ist die Betriebsfrequenz.
Wird nun, wie im vorliegenden Beispiel an die Klemmen 1, 1' des Transistors auch die Lastadmittanz
YL angeschaltet, die auch Blindkomponenten aufweisen kann, so muß diese für den Schwingungsfall mit entgegengesetztem Vorzeichen gleich groß
sein der an den Klemmen 1, 1' von der Transistorschaltung gezeigten Admittanz Y. Es gilt also
YL + Y = 0.
Die Größe dieser Admittanz muß jedoch noch einer weiteren Bedingung folgen, wenn die Forderung nach
optimaler Aussteuerung des Transistors erfüllt werden soll. Diese optimale Aussteuerung ist dann gegeben,
wenn der maximale Kollektorstrom ICmax un<l die
maximale Kollektorspannung UCmax bei der Aussteuerung
gerade nicht überschritten werden. Hierbei ist unter Ic der Strom zu verstehen, der vom Emitter
her injiziert wird, d.h., der Blindstrom über die Kollektorkapazität ist hierzu nicht enthalten. Die
Randbedingung ist also
enthalten. Für den vorliegenden Betriebsfall nach F i g. 2 wurde mit Hilfe dieser Formeln unter Annahme
einer vernachlässigbar kleinen Kollektorzuleitungsinduktivität z. B. folgende Zahlenreihe für die Optimalwerte der Emitterkapazität errechnet:
jwCc
jwLc +
jcoC-Y
IO
(2)
Emitterkapazität
(pF)
(pF)
Frequenz (MHz)
250
6,66
300
5,65
350
4,90
400
4,38
. 450
4,00
In den Formeln (la), (Ib) und (2) ist also implizit
für jede Betriebsfrequenz die optimale Emitterkapazität für maximale Ausgangsleistung des Oszillators
Für diese Zahlen ergeben sich dann unter Zuhilfenahme der Gleichungen (la) und (Ib) die an den
Klemmen 1,1' des Oszillators anzuschließenden Werte für die Belastung YL = GL — jBL zu folgenden Werten.
250 | 300 | 8,6 | Frequenz | (MHz) | ΙΟ"3 | 450 | 10 | -3 | 500 | |
5,8 · ΙΟ"3 | 7,2 ■ ΙΟ"3 | 28,6 | 350 | ΙΟ"3 | 13,6 | 10 | 17,0· ΙΟ"3 | |||
G, (S) | 19,4 · ΙΟ"3 | 24,6 · ΙΟ"3 | •ΙΟ-3 | 400 | 48,6 | 59,4 ■ ΙΟ"3 | ||||
β. (S) | •ΙΟ"3 | Π 6 | ||||||||
38,8 | ||||||||||
Es zeigt sich also, daß der für diesen Fall geforderte induktive Blindleitwert bei Veränderung der Oszillatorfrequenz
im Verhältnis 1:2 etwa im Verhältnis 1: 3
ansteigen muß, um die genannten Forderungen zu erfüllen.
Ein Ausführungsbeispiel für einen Oszillator, der diesen Forderungen nachkommt, ist in der Fig. 3
dargestellt. In dieser Schaltung ist GL der zusätzliche
Lastwiderstand zwischen Basis und Kollektorelektrode, die Drossel Dr1 dient der Zuführung einer geeigneten
Vorspannung für die Basis. Cdl ist ein Durchführungskondensator
zur Abblockung der Hochfrequenz, B1 ist eine Batterie zur Lieferung der Kollektor-Basis-Spannung.
Durch die Batterie B2 wird über den Widerstand R, den Durchführungskondensator
C01 und die Drossel Dr2 ein geeigneter Emitterstrom
eingeprägt, d. h., der Vorwiderstand R ist groß im Vergleich zum Gleichstromwiderstand der Transistor-Emitter-Basisstrecke.
Der Gleichstromarbeitspunkt des Transistors wird dabei so festgelegt, daß er etwa
in die Mitte des Aussteuerbereichs des /c-(/CB-Kennlinienfeldes
zu liegen kommt, also auf der Mitte der Diagonale ICmax ~ UCBmax. Um die nun geforderten
Werte der im Emitter- und Basiskreis auftretenden Blindkomponenten zu erreichen, sind parallel zum
Basiskreis die Reihenschaltung der Induktivität Lb
und des veränderbaren Kondensators Cb geschaltet.
Der gleichzeitig damit veränderbare Kondensator Ce
im Emitterkreis bildet die geforderte Emitteradmittanz. Beide Kondensatoren können in diesem Ausführungsfall
starr miteinander gekoppelt werden und den gleichen Kapazitätsverlauf aufweisen, wenn die Induktivität
Lb entsprechend dimensioniert ist. Um auch den für die jeweilige Ausgangsfrequenz günstigsten
Lastleitwert GL zu erreichen, der, wie in der obigen
Tabelle gezeigt, etwa um den Faktor 3 mit der Abstimmfrequenz verändert werden muß, wird zweckmäßig
zwischen Oszillator und dem frequenzunabhängigen Lastwiderstand ein frequenzabhängig transformierendes
Netzwerk eingeschaltet. Dies ist jedoch in den meisten Fällen entbehrlich, da der Lastleitwert
GL über die Basiszuleitungsinduktivität und die Reihenschaltung aus Lh und Cb transformiert wird.
Besonders vorteilhaft ist dies erreichbar mit der Schaltung nach Fig. 3, da sich bei dieser das Transformationsverhältnis
beim Durchstimmen von Cb in der gewünschten Richtung ändert.
In einem praktisch ausgeführten Beispiel mit dem Transistor BLY 22, dessen Arbeitspunkt bei 280 mA
Kollektorstrom und 25 V Kollektorspannung eingestellt wurde, ergaben sich so folgende Meßwerte.
Leistung (W) ...
Frequenz (MHz)
250 300 350 400 450 500
250 300 350 400 450 500
2,5
2,5
2,4
1,9
2,4
Um die an Hand der Formeln gegebene Dimensionierung zu erreichen, kann das Schaltbeispiel nach der
F i g. 3 auch so abgeändert werden, daß die Elemente Lb und C6 einen Parallelkreis bilden. Es hat sich jedoch
erwiesen, daß sich in diesem Fall der Lastleitwert GL nur unter Zwischenschaltung eines frequenzabhängig
transformierenden Netzwerkes anschließen läßt.
Soll eine bessere Unterdrückung der Oberwellen erzielt werden, so hat es sich als zweckmäßig erwiesen,
auch in Reihe zur Kapazität Ce im Emitterkreis eine
Induktivität geeigneter Größe zu schalten. Dies ist in der F i g. 4 gezeigt, die ansonsten mit der F i g. 3
identisch ist. Le ist hierfür derart zu bemessen, daß bei
der Frequenz 2 ω (α> = dabei die Kreisfrequenz der
Oszillatorschwingung) der aus Le und Ce gebildete
Kreis induktiv ist.
Ein weiteres vorteilhaftes Ausführungsbeispiel für einen Oszillator gemäß der Erfindung ist an Hand der
F i g. 5 gezeigt. In diesem Schältbeispiel sind die veränderbaren Kondensatoren Cb und Ce durch Varactordioden
V 1 und V 2 ersetzt. Diesen Varactordioden wird zur Durchstimmung des Oszillators eine veränderbare
Vorspannung Ug über die Drosseln Dr3 und Dr4 zugeführt. Diese Abstimmethode hat den Vorteil,
daß die zur optimalen Dimensionierung nötigen Kapazitätsverläufe mit der Durchstimmfrequenz durch
geeigneten Verlauf der Vorspannungen, z. B. mittels besonderer Potentiometerkennlinien, leichter erreichbar
sind als bei mechanischer Abstimmung.
Zur Abblockung der Hochfrequenz sind entsprechende Durchführungskondensatoren vorgesehen. Die
Trennkapazitäten C, entkoppeln die beiden Varactordioden gleichspannungsmäßig von der Basis bzw.
vom Emitter. Der Gleichspannung zur Vorspannung der Varactoren kann außerdem noch eine insbesondere
zur Frequenzmodulation des Oszillators dienende Wechselspannung Um überlagert sein.
Wird ein Oszillator mit nur geringem Durchstimmbereich angestrebt, so kann unter Einhaltung der erfindungsgemäßen
sonstigen Dimensionierung in diesem engen Bereich auch eine der Abstimmungen, vorzugsweise
die des Emitterkreises, entfallen und nur der Basiskreis durchgestimmt werden. Im Schaltbeispiel
nach der F i g. 4 kann dann z. B. die Varactordiode V 2 fest vorgespannt sein oder durch eine Trimmkapazität
ersetzt werden.
Soll ein Oszillator mit nachgeschaltetem Varactordioden-Frequenzvervielfacher
aufgebaut werden, der sich in einem großen Frequenzbereich durchstimmen läßt, so ist es zweckmäßig, den Vervielfacher synchron
und gegebenenfalls auch elektronisch mit dem Oszillator abzustimmen. Dies läßt sich beispielsweise dadurch
erreichen, daß die Vorspannung des Varactors (oder der Varactoren) im Vervielfacher synchron zur
Vorspannung der Varactordioden im Oszillator geändert wird. Auch können im Vervielfacher Schwingkreise
vorgesehen sein, die ihrerseits mit Varactordioden elektronisch und synchron zum Oszillator abgestimmt
werden. Die den Varactoren im Vervielfacher zur Abstimmung zugeführte Spannung muß
nicht notwendigerweise linear mit der Spannung verknüpft sein, die den Varactoren im Oszillator zugeführt
wird. Vielmehr ist es möglich, diese Spannung durch geeignetes Einfügen von nichtlinearen Elementen
(z. B. Dioden) in gewünschter Weise zu verzerren oder zu begrenzen.
Schließlich ist es durch eine relativ einfache elektronische Regelung noch möglich, auch geringe Pegelschwankungen
der Ausgangsspannung des Oszillators im gesamten Frequenzbereich zu beseitigen. Die
Ausgangsspannung ist jedoch bei Einhaltung der vorgeschlagenen Schaltung und Dimensionierung an
sich schon sehr konstant, wie aus dem obengenannten Zahlenbeispiel hervorgeht. Die Regelung bewirkt eine
Reduzierung der Kollektorgleichspannung, abhängig von der jeweiligen Hochfrequenzausgangsspannung.
Ein Schaltbeispiel hierfür ist an Hand der Fig. 6 dargestellt. Wie aus der Schaltung hervorgeht, ist hier
eine Regelung der Kollektorspannung vorgenommen, die sich als wesentlich günstiger erwiesen hat, als die
Regelung des Emittergleichstromes, da bei letzterer die Gefahr besteht, daß unerwünschte Kippschwingungen
auftreten.
Die innerhalb des gestrichelten Teiles der F i g. 6 dargestellte Oszillatorschaltung entspricht der Anordnung
von F i g. 2. Der Emitterstrom zum Oszillator-Transistor Tr1 wird, wie bisher, über den Widerstand
Rl von der Batterie B 2 geliefert. Die Kollektorspannung
wird von der Batterie B1 geliefert und dem Oszillator-Transistor Tr1 über den Regeltransistor Tr2
zugeführt. Die Ausgangsspannung des Oszillators wird mittels der Diode Dl gleichgerichtet und vom
Kondensator C1 gesiebt. Beim überschreiten einer
bestimmten Schwellenspannung wird die Zenerdiode D 2 leitend und schaltet den Transistor Tr3 ein. Der
Kollektorstrom des Transistors Tr3 schaltet den Transistor
Tr4 ein, und dieser wiederum reduziert die Basisspannung des Transistors Tr5. Der Transistor
Tr5 arbeitet in Kollektorschaltung, d. h., seine Emitterspannung
ist praktisch so groß wie seine Basisspannung. Eine Reduzierung der Basisspannung von Tr5
" bewirkt also letztlich, daß auch der Strom durch den Widerstand R 2 zurückgeht. Mit kleiner werdendem
Basisstrom wird der Tr2 zugeregelt, der Spannungsabfall
an diesem Transistor vergrößert sich, und die Kollektorspannung des Oszillator-Transistors wird
reduziert. Die Widerstände R 3 und R 4 bewirken eine zuverlässige Sperrung der Transistoren Tr4 und Tr5.
Die Widerstände R 5, R 6, zusammen mit dem Kondensator
C 2 einerseits und der Kondensator C 3 andererseits unterdrücken Eigenschwingungen der Regelschaltung.
Weitere Überlegungen im Rahmen der Erfindung zeigten außerdem, daß es auch möglich ist, die Leistung
des Oszillators im Basis- und Emitterkreis gleichzeitig zu entnehmen, wodurch sich in einem gewissen Frequenzbereich
die maximal aus dem Oszillator entnehmbare Leistung ergibt. Eine weitere vorteilhafte
Abwandlung besteht darin, die gesamte Leistung dem Emitterkreis zu entnehmen. Unter Zugrundelegung
einer Ersatzschaltung, wie sie an Hand der F i g. 7 gegeben ist, gelten für alle drei Fälle die im folgenden
angegebenen Dimensionierungsformeln.
Die F i g. 7 zeigt die Oszillatorschaltung in einer Darstellung, die die Verhältnisse am Kollektor-pn-Ubergang
gut übersehen läßt. Der Stromgenerator α · ie
stellt den aktiven Teil des Kollektor-pn-Ubergangs dar. Diesem parallelgeschaltet ist der passive Teil,
die Kollektorkapazität Cc. Das Element Y6 stellt die
gesamte Basis-Admittanz (zwischen Kollektor und innerem Basisanschluß) dar. In Y6 sind daher auch
der Basis-Ausbreitungswiderstand rb und die Basis-Zuleitungsinduktivität
L6 enthalten. Die Zuleitungsinduktivität zu der Kollektorelektrode ist in den
Formeln und in der Darstellung, soweit nichts anderes dazu gesagt ist, vernachlässigt.
Für den ersten, bereits am Anfang der Beschreibung insbesondere an Hand der F i g. 3 erläuterten Spezialfall,
wo Ye = jCe ist und Y6 komplex ist, was der
Entnahme der gesamten Oszillatornutzleistung aus dem Basiskreis entspricht (s. F i g. 2), ergeben sich
explizit folgende Bemessungsregeln:
Die Basisadmittanz Yb = G6 — j ■ Bb ist durch die
Schwingbedingung gegeben zu
Hieraus resultiert nach einigen Zwischenrechnungen und unter Voraussetzung der optimalen Aussteuerung
des Transistors, wie bereits erläutert, die Bemessungsvorschrift für die günstigste Emitterkapazität zu
worin
Ic,
/„ ist hierin die bekannte a-Grenzfrequenz des Transistors,
während / die Oszillatorfrequenz ist. Durch
109 584/225
Einsetzen dieser Gleichung in die Gleichung für Ye
läßt sich einerseits der zur Abstimmung erforderliche induktive Leitwert Bb ermitteln, wie auch andererseits
der gesamte Lastleitwert Gb, in dem dann der Leitwert
des Basisbahnwiderstandes enthalten ist.
10
Berücksichtigt man schließlich auch noch die in den vorstehenden Formain vernachlässigte Zuleitungsinduktivität
Lc zum Kollektor, so erhält man folgende Dimensionierungsregel für die optimale Emitterkapazität.
ω Ce
Gopt
- (£)J - (Gopt ■ <oLc) Gopt ω · Lca
In dieser Formel ist α aufgespaltet in a = a — jb.
Setzt man diese Werte in die Gleichung
Yb=-Ye-(\-a)-jmCc
ein, so folgt daraus eine Beziehung für den zur Abstimmung im Basiskreis erforderlichen induktiven Leitwert zu:
■Bf,
ω · Ce
op,
1
Und eine Beziehung für den Lastleitwert:
G,
'opt
- (Gop, wLcbf + Gopt
Es wird nun der zweite Spezialfall erläutert, bei dem die Belastung auf den Emitter- und den Basiskreis
verteilt ist. Hierbei zeigt sich, daß durch geeignete Ausbildung der Admittanzen Ye und Yb die Rückkopplung
phasenrein gemacht werden kann. Bei phasenreiner Rückkopplung braucht der Kollektorpn-Ubergang
keine Blindleistung zu liefern, und dem Oszillator kann somit die maximal mögliche Wirkleistung
überhaupt entnommen werden. Bei phasenreiner Rückkopplung ist nämlich die Parallelschaltung
von Ye und Yb sowie jcoCc gleich Gp hleich Gop„
also Yp = Ye + Yb +jwCc = Gp = Gopt. Dabei ist Yb
eine Funktion von Yc und Yp = α · Ye = Gp = Gopt.
Dies ist nur möglich, wenn Ye so bemessen wird, daß
sein voreilender Phasenwinkel den nacheilenden Phasenwinkel von α gerade kompensiert. Durch Einsetzen
+ j<uCe und α = a — jb in die Gleichung
erhält man
von Ye = G,
V"
opt
55
'opt
An Hand der F i g. 7 und der Beziehung Yp = Gp
- Gopt läßt sich dann
Yb= Gb — jBb bestimmen zu:
Für diesen Spezialfall kann also durch geeignete Bemessung des Oszillators erreicht werden, daß die
Kopplung von tiefen Frequenzen bis zur Frequenz ω = o)a phasenrein ist. In diesem Frequenzbereich
kann der Oszillator die maximal mögliche Leistung abgeben. Diese Leistung muß jedoch zum Teil dem
Basiskreis, zum Teil dem Emitterkreis entnommen werden. Die dem Basiskreis entnehmbare Leistung
steigt mit wachsender Frequenz an und erreicht bei der Frequenz, bei der der Kollektorstrom um 90°
gegen den Emitterstrom nacheilt, den Wert 1. Dies läßt sich an Hand von Berechnungen nachweisen.
Entsprechend fällt die dem Emitterkreis entnehmbare Leistung mit wachsender Frequenz. Eine derartige
Leistungsentnahme wird für zwei getrennte Verbraucher in manchen Anwendungsfällen gewünscht.
Beim dritten Spezialfall liegt die Belastung ganz allein im Emitterkreis, d. h., Ye ist komplex, während
Yb = -JBl eine induktive Blindkomponente darstellt.
Da hier die Basisadmittanz rein imaginär sein soll, muß also der Basiswiderstand als vernachlässigbar
klein angesehen werden.
Daraus ergibt sich folgende Dimensionierung für G„ und (dC·
'opt
Gopt
Bb
Gop,
65
'opt
und für den im Basiskreis erforderlichen induktiven
Leitwert Bb ergibt sich
opt
Jopt
mCc , (l-af + b2
Statt der hieraus formal errechneten Parallelschaltung kann auch eine entsprechende Serienschaltung
verwendet werden.
Für diesen Spezialfall (Leistungsentnahme nur aus dem Emitterkreis) ergibt sich aus den obigen Formeln,
daß bei tiefen Frequenzen die maximal mögliche Leistung entnommen werden kann. Zu höheren Frequenzen
hin fällt die entnehmbare Leistung langsam etwas ab.
Im Rahmen der Erfindung durchgeführte Messungen haben die Richtigkeit der vorstehenden theoretischen
Erwägungen bestätigt.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
Claims (8)
1. Transistoroszillator für großen Durchstimmbereich und vorzugsweise für größere Ausgangsleistung,
dessen Arbeitsbereich im Gebiet höherer
' Frequenzen, insbesondere unter Einschluß der Transitfrequenz des Transistors liegt, bei dem
zwischen Kollektor und Basis eine Impedanz mit einer induktiven Komponente liegt, während zwisehen
Emitter und Kollektor eine Rückkopplungszwecken dienende Kapazität eingeschaltet ist und
bei dem die zwischen Basis und Kollektor des Transistors auftretende Impedanz eine negative
Komponente aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß der Leitwert der induktiven Impedanz zwischen Kollektor und Basis und damit
gleichzeitig der kapazitive Leitwert der zwischen Emitter und Kollektor liegenden Impedanz derart
bemessen und verändert werden, daß die Aussteuergrenzen des Transistors, hinsichtlich maximalem
Kollektorstrom {ICmax) und maximaler
Kollektorspannung (UCmax) optimal ausgenutzt
werden, und daß die beiden Impedanzen zur Frequenzänderung des Oszillators gleichzeitig und
derartig verändert werden, daß diese optimale Aussteuerung im gesamten Durchstimmbereich
aufrechterhalten bleibt.
2. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der absolute Betrag des Leitwertes
der parallel zur Kollektorsperrschichtkapazität liegenden Ersatzschaltung der ganzen Anordnung
wenigstens annähernd dem Verhältnis maximaler Kollektorstrom (JCmax) zu maximaler Kollektorspannung
{UCmax) entspricht.
3. Oszillator nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Belastungswiderstand
zwischen Basis und Kollektor angeschaltet ist.
4. Oszillator nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Belastungswiderstand
derart aufgeteilt ist, daß bei niedrigen Frequenzen im Vergleich zur Transitfrequenz des
Transistors vorwiegend dem Emitterkreis der . Schaltung Energie entnommen wird, während bei
höheren Frequenzen im Vergleich zur Transitfrequenz vorwiegend dem Basiskreis des Transistors
Energie entnommen wird, und zwar insbesondere so, daß der Transistor durch geeignete Ausbildung
und Veränderung der im Emitter- und Basiskreis liegenden Impedanzen mit der Frequenz
im ganzen Durchstimmbereich minimale Blindleistung liefert.
5. Oszillator nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Belastungsimpedanz
sich allein im Emitterkreis des Transistors befindet.
6. Oszillator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Veränderung
der Blindleitwerte im Emitter- bzw. Basiskreis durch zwei gleiche, miteinander betätigte,
veränderbare Kapazitäten vorgenommen ist.
7. Oszillator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die veränderbaren Kapazitäten in 6S
ihrer Vorspannung gleichzeitig veränderte Varactordioden sind.
8. Oszillator nach einem der vorhergehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in Serie zu der veränderbaren Kapazität im Basiskreis
eine zusätzliche Induktivität zur an sich vorhandenen Eingangsinduktivität des Basisanschlusses geschaltet
ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DES0108784 | 1967-03-13 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE1591446A1 DE1591446A1 (de) | 1969-10-23 |
DE1591446B2 true DE1591446B2 (de) | 1972-01-20 |
Family
ID=7529043
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19671591446 Pending DE1591446B2 (de) | 1967-03-13 | 1967-03-13 | Durchstimmbarer transistorleistungsoszillator |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE1591446B2 (de) |
-
1967
- 1967-03-13 DE DE19671591446 patent/DE1591446B2/de active Pending
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE1591446A1 (de) | 1969-10-23 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
SH | Request for examination between 03.10.1968 and 22.04.1971 |