DE2910866B2 - Vorrichtung zur Erzeugung oder Verstärkung von Mikrowellensignalen hoher Leistung unter Verwendung von Lawineneffekt-Dioden - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Mikrowellenoszillatoren und -verstärker mit Lawineneffekt-Dioden werden hauptsächlich für nachrichtentechnische Zwecke verwendet. Wegen der hohen Ausgangsleistungen im Pulsbetrieb sind besonders Verstärker mit Trapett-Dioden als Senderendstufen in elektronisch gesteuerten Radarantennen (Phased-Array-Radar) geeignet. Um den Aufwand für die Stromversorgung sowie den Platzbedarf einer solchen Antenne möglichst klein zu halten, müssen die einzelnen Verstärker einen hohen elektrischen Wirkungsgrad sowie geringe mechanische Abmessungen aufweisen. Zusätzlich ist für Radarar.wendungen eine hohe Amplituden- und Phasenstabilität des Ausgangssignals erforderlich.

Die zur Zeit bekannten Lav.ineneffekt-Dioden sind die Impatt-Diode (Impact Avalanche Transit Time) und die Trapatt-Diode (Trapped Plasma Avalanche Triggered Transit). Lawineneffekt-Dioden erzeugen außer der Grundwelle, die der Betriebsfrequenz entspricht, auch starke Oberwellen. Um maximale Leistungen bzw. maximalen Wirkungsgrad bei der Betriebsfrequenz zu erreichen, müssen insbesondere Trapatt-Dioden bei Grund- und Oberwellen abgestimmt werden. Dies geschieht mit Hilfe von Lastkreisen aus passiven Elementen (Mikrowellen-Magazin, Heft 1, 1979, Seite 9—11). »Passiv« bedeutet hierbei, daß die Lastkreisimpedanzen bei den einzelnen Harmonischen neben den

r> Imaginärteilen nur positive Realteile (Verlustwiderstände) aufweisen können. Ein passiver Lastkreis ist also stets eine Energiesenke.

Im Mikrowellenbereich werden diese Lastkreise üblicherweise mittels transformierender Leitungen

ω aufgebaut, deren Länge einer halben bis einer viertel Wellenlänge der Grundwelle entspricht. Dabei kann für Oszillatoren und Verstärker im wesentlichen dieselbe Schaltung verwendet werden. Im Verstärkerbetrieb ist zusätzlich ein Zirkulator erforderlich, der das bei der

J5 Grundwelle zugeführte Eingangssignal vom verstärkten Ausgangssignal trennt (Reflexionsverstärker) (IEEE Trans. MTT, Vol. MTT-18, No. 11 Nov. 1970, Seite 956—963). Die Ausgangssignale der in dieser Druckschrift untersuchten Oszillator- bzw. Verstärkerschal-

•to tungen weisen deutliche Amplituden- und Phasen- bzw. Frequenzschwankungen auf.

Im Oszillatorbetrieb können mit Trapatt-Dioden hohe Wirkungsgrade (bis zu 45%) erzielt werden. Dabei tritt allerdings eine starke Frequenzdrift auf, die durch

■»"> die Erwärmung der Diode während des Pulses verursacht wird. Diese Frequenzschrift kann durch Absenken des Betriebsstroms verringert werden. Allerdings werden dadurch auch Leistung und Wirkungsgrad des Oszillators stark reduziert (6. European

w MicrowaveConf.,Sept. 1976,SS2,Seite326-330).

In IEEE Int. Solid-Statc Conf., 1977, Seite 124, 125, 244, wird eine Trapatt-Verstärker in Microstrip-Technik mit gekoppelten Lambda-Viertel-Leitungen (Lambda ist die Wellenlänge der Grundfrequenz) beschrieben.

Y' Die Schaltung enthält ein Filter zur Unterdrückung niederfrequenter Störschwingungen, das aber relativ große Abmessungen aufweist. Der mit dieser Schaltung erzielte Wirkungsgrad beträgt maximal 30% bei einer Verstärkung von etwa 6 dB. Über die Stabilität des

M> Signals werden hier keine Aussagen gemacht.

Eine bekannte Methode, die Stabilität eines Oszillators zu verbessern, ist die Injektionssynchronisation. Dubei wird dem Oszillator üblicherweise über einen Zirkulator ein relativ schwaches Synchronisationssignal

<>^r> auf der Betriebsfrequenz zugeführt. Bei der Synchronisation von Trapatt-Os/.illatoren wird zwar erwartungsgemäß die Stabilität der Schwingung verbessert, dafür muß allerdings eine Absenkung von Leistung und

Wirkungsgrad auf etwa 50% der Werte des freilaufenden Oszillators in Kauf genommen werden (Int. Journal of Electronics, 1978, VoL 44, No. 1, Seite 1 -8).

Die Injektionssynchronisation kann auch bei einer Harmonischen der Oszillatorfrequenz erfolgen, wozu allerdings eine höhere Injektionsleistung als bei der Grundwellensynchronisation notwendig ist (Int. Journal of Electronics, 1979, Vol.46, No. 1, Seite 13-17).

Aufgrund ihrer starken Nichtlinearität können Lawineneffekt-Dioden auch zur Frequenzumsetzung bzw. Frequenzteilung oder -Vervielfachung verwendet werden. In IEEE Trans, on ED, Vol. ED-16, No. 1, Jan. 1969, Seite 78—87, wird ein selbstschwingender Frequenzumsetzer mit Impatt-Dioden beschrieben, der als Ausgangssignal die Summe bzw. Differenz zwischen, dem Eingangssignal und dem Oszillatorsignal liefert. Dabei wird ein Umsetzungsgewinn von ca. 18 dB erreicht. Der Wirkungsgrad der Impatt-Diode selbst wird in dieser Anordnung nicht verbessert.

In IEEE Trans, on ED, Vol. ED-18, No. 5. Mai 1971, Seite 294—308, wird die Möglichkeit beschrieben, mit Hilfe von Lawineneffekt-Dioden Leistung bei Subharmonischen zu erzeugen. Dazu wird eine Lawineneffekt-Diode zunächst als Impatt-Oszillator betrieben. Bei geeigneter Abstimmung treten dann aufgrund der Nichtlinearität der Diode mehrere Subharmonische der Impatt-Schwingung auf. Eine solche Anordnung kann als aktiver Frequenzteiler aufgefaßt werden, wobei die Diode das harmonische Eingangssignal selbst e. zeugt. Der Wirkungsgrad dieser Anordnung beträgt allerdings nur 10%.

Zusammenfassend kann zum Stand der Technik folgendes festgestellt werden:

Ein wesentlicher Nachteil der bekannten Oszillatorbzw. Verstärkerschaltungen mit passiven Lastkreisen ist, daß die für eine bestimmte Diode möglichen Maximalwerte von Leistung und Wirkungsgrad nicht erreicht werden können, ohne daß die Schwingung instabil wird. Bei der Abstimmung eines herkömmlichen Oszillators bzw. Verstärkers ist man deshalb immer gezwungen, einen Kompromiß zwischen Leistung, Wirkungsgrad und Verstärkung einerseits und Stabilität andererseits einzugehen. Ein zweiter Nachteil sind die im Vergleich zur Wellenlänge großen Abmessungen der herkömmlichen Lastkreise, vor allem, wenn die Schaltung ein Filter zur Unterdrückung niederfrequenter Störschwingungen enthält.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Vorrichtung anzugeben, mit de~ bei der Erzeugung oder Verstärkung von Mikrowellensignalen mittels LawineneffeKt-Dioden eine erhebliche Verbesserung von Leistung und Wirkungsgrad bei gleichzeitig hoher Stabilität erreicht wird. Außerdem soll die Vorrichtung möglichst kleine geometrische Abmessungen aufweisen.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Dioden bei einer oder mehreren Oberwellen (2/i, 3/Ί ) der Grundfrequenz (f\) über eine Transformationsschaltung mit je einem aktiven Lastkreis beschaltet sind. »Aktiv« bedeutet hierbei, daß die Lastkreisimpedanzen bei den betreffenden Oberwellen neben den Imaginärteilen negative Realteile aufweisen. Ein aktiver Lastkreis ist also imstande, bei einer bestimmten Frequenz Energie an die Diode zu liefern.

Durch die Oberwellenabstimmung von Lawineneffekt-Dioden mit aktiven Lastkreisen ergeben sich gegenüber bekannten Oszillator- bzw. Verstärkerschaltungen folgende Verbesserungen: (Die Zahlenwerte wurden experimentell mit Trapatt-Dioden ermittelt) 1.) Ausgangsleistung und Wirkungsgrad steigen auf

das l,3-bis2fache.
2.) Im Pulsbetrieb kann die Pulsbreite bei gleicher Spitzenleistung ( = Leistungspegel während der

Pulsdauer) entsprechend vergrößert werden. 3.) Geringere Phasen- und Amplitüdenschwankungen.

Reduzierung der Phasenänderung im Puls auf ca.

4.) Jitterfreier Einschwingvorgang, Einschwingzeit ίο < 10 ηεεα

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Ansprüche 2, 3 und 4 beziehen sich auf i) verschiedene Möglichkeiten, aktive Lastkreise zu realisieren:

Die erste Möglichkeit besteht darin, einer Diode bei einer oder mehreren Oberwellen Wirkleistung aus externen Generatoren zuzuführen (Anspruch 2). Steht nur ein Eingangssignal mit der Grundfrequenz zur Verfügung, so wird dieses Frequenzvervielfachern (z. B. mit Varaktordioden) zugeführt, die dann die benöiigte Oberwellenleistung liefern (Anspruch 3).

Die zweite Möglichkeit besteht darin, bei den 2ϊ betreffenden Oberwellen die Diode mit negativen Widerständen zu beschälten (Anspruch 4). Im Mikro Wellenbereich können negative Widerstände z. B. durch Impatt-Dioden gebildet werden.

Während die Vorrichtungen nach Anspruch 2 und 3

so Verstärker darstellen, die durch Eingangssignale mit der Grundfrequenz bzw. Vielfachen davon angesteuert werden, bildet die Vorrichtung nach Anspruch 4 einen Oszillator, da von außen keine Mikrowellenenergie zugeführt wird. In jedem Fall wird durch Zufuhr eines

si geringen Energiebelrags der bekannte passive Lastkreis für mindestens eine Oberwelle in einen aktiven Lastkreis umgewandelt.

Anspruch 5 beschreibt eine Vorrichtung, bei der die Beschallung mit einem aktiven Lastkreis gerade bei der 4Ii zweiten Oberwelle (dritten Harmonischen) erfolgt. Es hat sich herausgestellt, daß vor allem bei Trapatt-Dioden ein aktiver Lastkreis bei der zweiten Oberwelle zu enormen Verbesserungen von Leistung, Wirkungsgrad und Stabilität führt.

ii In den Ansprüchen 6 bis 8 wird eine besonders für Trapatt-Dioden geeignete Vorrichtung nach den Ansprüchen 1 bis 5 angegeben, mit der aktive Lastkreise bis zur dritten Oberwelle realisiert werden können. Die Vorrichtung weist aufgrund der neuartigen Schaltungs- -">() anordnung sehr geringe Abmessungen auf.

Die Erfindung wird anhand von Zeichnungen und einem Ausführungsbeispiel näher erläutert. Dabei zeigt

Fig. 1 das Prinzipschaltbild einer Vorrichtung mit den Merkmalen der Erfindung,

v, F i g. 2 das Ersatzschaltbild einer besonders für Trapatt-Dioden geeigneten Vorrichtung,

Fig. 3 ein für Trapatt-Dioden geeignetes Ausführungsbeispiel in Microstriptechnik,

Fig. 4 Meßwerte für die Ausgangsleistung P\ eines bo Trapatt-Verstärkers als Funktion des Gleichstroms k (Kurve 3) im Vergleich zu einem herkömmlichen Trapatt-Oszillator (Kurve 1) bzw. Verstärker (Kurve 2)

F i g. 5 Meßwerte für den Gesamtwirkungsgrad η eines Trapatt-Verstärkers als Funktion des GleichbO Stroms k (Kurve 6) im Vergleich zu einem herkömmlichen Trapatt-Oszillator (Kurve 4) bzw. -Verstärker (Kurve 5),

Fig. 6 Meßwerte für die Verstärkung Gji eines

Trapatt-Verslärkers als Funktion des Gleichstroms k im Vergleich zur Verstärkung Cn eines herkömmlichen Trapatt-Verstärkers,

I-ig. 7a, b das Spektrum des Ausgangssignals eines Trapatt-Verslärkers (b) im Vergleich zum Spektrum eines herkömmlichen Trapatt-Oszillatoren (a),

Fig. 8 die Phasendifferenz Δφ zwischen Ein- und Ausgangssignal eines Trapatt-Verstärkers nach Anspruch 2 und 5 (Kurve 8) im Vergleich zu der eines herkömmlichen Trapatt-Verstärkers (Kurve 7).

In Fig. 1 ist das Prinzipschaltbild einer Vorrichtung mit den Merkmalen der Erfindung dargestellt. Die Diode D, die auch aus mehreren parallelgeschalteten Einzeldioden bestehen kann, ist über eine Transformationsschaltung Γ mit einem Verbraucherwiderstand R₁,

einem oder mehreren aktiven Lastkreisen Q, Qj, Qt

sowie einer Gleichstromquelle k beschaltet. Die Transformationsschaltung Γ paßt die Diode D bei der Grundwelle Ai an den Verbraucherwiderstand R₁ bzw.

bei den Oberwellen 2/Ί, 3/Ί, 4/i an die aktiven

Lastkreise Q>. Qi, <?ί· · · · an. Jeder aktive Lastkreis weist bei einer bestimmten Oberwelle einen negativen Widerstand auf und ist damit imstande, bei dieser Harmonischen Wirkleistung an die Diode abzugeben.

Läßt man zunächst die aktiven Lastkreise außer Acht, so erhält man die bekannte Anordnung eines Oszillators mit passiver Oberwellenabstimmung, die den erwähnten Einschränkungen bezüglich Leistung, Wirkungsgrad und Stabilität unterworfen ist. Die Ursache hierfür liegt darin, daß passive Lastkreise nur Impedanzen mit positiven Realieilen ( = Verlustwiderständen) erzeugen können, während zum optimalen Betrieb von Lawineneffekt-Dioden, speziell von Trapatt-Dioden, bei einer oder mehreren Oberwellen negative Realteile erforderlich sind.

Die optimale Anpassung und die damit verbundenen Verbesserungen von Leistung, Wirkungsgrad und Stabilität werden erreicht, indem die Diode bei den entsprechenden Oberwellen mit aktiven Lastkreisen beschältet wird.

Ie nach Ausbildung der aktiven Lastkreise Q2. Qi. Qi arbeitet die Diode im Oszillator- bzw. Verstärkerbetrieb: Im Verstärkerbetrieb wird der Diode nach Anspruch 2 bei einer oder mehreren Oberwellen Wirkleistung aus externen Generatoren zugeführt. Da die benötigte Oberwellenleistung im Vergleich zur Ausgangsleistung auf der Grundwelle sehr klein ist (ca. 1% der Grundwellenleistung) stellt diese Vorrichtung einen frequenzteilenden Verstärker mit sehr hoher Verstärkung (2OdB) und sehr gutem Gesamtwirkungsgntd(45%)dar

Wird die benötigte Oberwellenleistung mittels Frequenzvervielfachern aus einem Eingangssignal mit der Grundfrequenz gewonnen, so entsteht ein Verstärker im klassischen Sinn mit getrennten Anschlüssen für Ein- und Ausgangssignal. Ein Zirkulator wie beim Reflexionsverstärker wird also nicht mehr benötigt. Da FrequenzvervieUacher mit einem Wirkungsgrad bis zu 50% arbeiten und die benötigte Oberwellenleistung sehr klein ist weist auch diese Vorrichtung eine hohe Verstärkung (ca. 13 dB) bei gutem Gesamtwirkungsgrad (ca.40°/o)auf.

Im Oszillatorbetrieb werden die aktiven Lastkreise Qi. Q₃. Qi.... durch negative Widerstände realisiert. Im Mikrowellenbereich können negative Widerstände z. B. durch Impatt-Dioden gebildet werden. Da bei dieser Vorrichtung von außen keine Mikrowellenenergie zugeführt werden muß. arbeitet die Schaltung als freilaufender Oszillator, der ebenfalls die schon beschriebenen Vorteile besitzt.

Fig.2 zeigt das Ersatzschaltbild einer besonders für Trapatt-Dioden geeigneten Vorrichtung. Die Transformationsschaltung Tbesteht hieraus parallel angeordneten Filterschaltungen Fl, F 2, F3,... Mit dem Filter F1 wird bei der Grundfrequenz f\ der Verbraucherwiderstand R_v an die Diode D angepaßt, während die Filter F2, F3,... zur Anpassung der aktiven Lastkreise Q2, Qi,

bei den Oberwellen 2/i, 3/i dienen. Die Kapazität C

bestimmt zusammen mit den Filtern Fl, F2, F3 die

Grundfrequenz /j (Betriebsfrequenz). In dem Vierpol G sind die parasitären Elemente zusammengefaßt, die durch das Gehäuse der Diode D und den Einbau der Diode in die Schaltung verursacht werden.

Um möglichst geringe Abmessungen zu erzielen, sind die Filterschaltungen Fl, F2, F3,... aus jeweils zwei einstellbaren Miniaturkondensatoren K_p\ und K_s\, K_p: und Ks 2. usw. aufgebaut. Sind Diodentyp und Betriebsfrequenz vorgegeben, können die Trimmkondensatoren auch durch geeignete Festkondensatoren ersetzt werden. Die parasitäten Induktivitäten dieser Kondensatoren werden in dieser Schaltung zu Erzielung des gewünschten Bandpaßverhaltens ausgenutzt, wodurch ein besonders platzsparender Aufbau der Filterschaltungen F1, F2, F3 möglich ist.

Gemäß dem in F i g. 3 gezeigten Ausführungsbeispiel ist die für einen Frequenzbereich von 1,5 bis 3GHz geeignete Transformationsschaltung T in Microstriptechnik auf einem PTFE-Substrat Saufgebaut. Die von der Masseseite (d. h. im Bild von unten) verstellbaren Trimmkondensatoren K_p 1, K_P2, K_ns bilden zusammen mit den Trimmkondensatoren K_s\, K_S2. K> j drei Fiiterschaiiungen Fl. F2, F3. Die Kapazität Cisl durch eine quadratische Kupferfläche C realisiert, in deren Mitte die von der Masseseite einsteckbare Diode D sitzt. Die Schraubanschlüsse für den Verbraucherwiderstand /?, sowie für die aktiven Lastkreise Q-> und Qi sind in Subminiatur-Bauweise (SMA-Technik) ausgeführt. Die Schaltung T enthält außerdem ein miniaturisiertes Tiefpaßfilter Fo das zur Zuführung des Gleichstroms I₀ und zur Unterdrückung niederfrequenter Störschwingungen dient. Es besteht aus einem gegen Masse geschalteten Kondensator C₁, sowie einer Miniaturspule Z., mit Ferritkern und einem Widerstand /?,. Die Längsabmessungen der Schaltung 7"(ohne Anschlußleitungen) betragen bei einer Betriebsfrequenz von 2 GHz etwa ein Zehntel der Wellenlänge. Die beschriebene Vorrichtung ist wesentlich kleiner als bekannte Schaltungen und damit besonders für den platzsparenden Aufbau von elektronisch gesteuerten Radarantennen geeignet.

Im folgenden werden Experimente beschrieben, welche die mit einer Vorrichtung nach Anspruch 1 erzielten Verbesserungen von Leistung. Wirkungsgrad und Stabilität deutlich machen. Bei diesen Messungen wurde eine Trapatt-Diode gepulst betrieben und bei der zweiten Oberwelle 3/Ί mit einem aktiven Lastkreis Q] beschaltet der durch Einspeisung von Wirkleistung aus einem externen Generator realisiert wurde.

In F i g. 4 sind Meßwerte für die Ausgangsleistung Pi eines Oszillators (Kurve 1), eines herkömmlichen Verstärkers (Kurve 2) und eines Verstärkers mit den Merkmalen der Ansprüche 2 und 5 (Kurve 3) als Funktion des Gleichstroms /0 aufgetragen. Die Betriebsfrequenz /1 für die Kurven 1 und 3 lag bei 1j8 GHz. für die Kurve 2 bei 23 GHz. Die Experimente wurden mit der Transformationsschaltung nach Fig.3 durchge-

führt.

Mit der verwendeten Diode wird im Oszillatorbetrieb (Kurve 1) eine Leistung von etwa 50 W erreicht. Der Oszillator wird bereits bei /o = 3A instabil. Bei höheren Gleichströmen läßt sich keine stabile Schwingung mehr ·> einstellen. Im herkömmlichen Verstärkerbetrieb mit Grundwelleneinspeisung (Kurve 2) kann zwar auch bei hohen Gleichströmen ein stabiler Zustand erreicht werden. Die Ausgangsleistung /Ί ist bei dieser Abstimmung allerdings auf ca. 130 W beschränkt. Erst iu durch Einspeisung der zweiten Oberwelle (Kurve 3) anstatt der Grundwelle wird die für die verwendet Diode optimale Abstimmung möglich. Die maximale Leistung für den Verstärker mit Oberwelleneinspeisung beträgt 230 W. Das entspricht einer Leistungssteigerung von 77% gegenüber Kurve 2 bzw. 360% gegenüber Kurve 1.

In F i g. 5 sind für die gleiche Versuchsanordnung die Meßwerte für den Wirkungsgrad η als Funktion des Gleichstroms /₀ dargestellt. Kurve 4 zeigt den Wirkungsgrad η für Oszillatorbetrieb, während die Kurven 5 und 6 den Gesamtwirkungsgrad im Verstärkerbetrieb für den Fall der Grundwellen- bzw. Oberwelleneinspeisung darstellen. Der maximale Oszillatorwirkungsgrad (Kurve 4) beträgt 23%. Im herkömmlichen Verstärker- 2^r> betrieb nach Kurve 5 werden 28% erreicht. Eine drastische Verbesserung ergibt sich wiederum durch Einspeisung der zweiten Oberwelle (Kurve 6). Der maximale Gesamtwirkungsgrad für diesen Fall beträgt 46%. Dies entspricht einer Verbesserung des Wirkungs- mi grades von 64% im Vergleich zu Kurve 5 bzw. 100% im Vergleich zu Kurve 4.

F i g. 6 zeigt die Verstärkung C31 einer Vorrichtung mit den Merkmalen der Erfindung im Vergleich zur Verstärkung Cu eines herkömmlichen Verstärkers als si Funktion des Gleichstroms /0. Die Verstärkung G31 (in dB) ergibt si:h hierbei aus dem Verhältnis der Ausgangsleistung bei der Grundfrequenz f\ zur Eingangsleistung bei der 2. Oberwelle 3/1. G31 liegt fast im gesamten Strombereich über 2OdB und erreicht einen Maximalwert von 24 dB, während die Verstärkung Gu maximal 1OdB beträgt. Das bedeutet, daß bei gleicher Ausgangsleistung der erfindungsgemäße Verstärker weniger als ein Zehntel der Eingangsleistung eines herkömmlichen Verstärkers benötigt.

In Fig. 7b und 7a werden die Spektren der Ausgangssignale eines herkömmlichen Oszillators und eines Verstärkers mit erfindungsgemäßer Einspeisung der zweiten Oberwelle miteinander verglichen. Für beide Fälle beträgt die Betriebsfrequenz 1,8GHz und die Pulsdauer des Gleichstrompulses 1,0 \ls. Die Spektren des Oszillators (F i g. 7a) und des Verstärkers mit Oberwelleneinspeisung (Fig. 7b) sind in logarithmischem Maßstab dargestellt. Das Spektrum des Oszillators wurde bei der maximal möglichen Leistung Pi = 51 W aufgenommen. Es zeigt eine starke Asymmetrie, die auf erhebliche Frequenzänderungen innerhalb eines Gleichstrompulses schließen läßt. Dagegen weist das Spektrum des Verstärkers mit Oberwelleneinspeisung cine sehr gute Symmetrie auf. obwohl der Gleichstrom auf 4,5 A erhöht wurde, wobei der Verstärker eine Ausgangsleistung von 130W lieferte. Die für gepulsten Betrieb charakteristischen Haupt- und Nebenkeulen des Spektrums sowie die dazwischenliegenden Nullstellen sind deutlich ausgeprägt. Dies läßt auf eine gute Frequenz- und Amplitudenstabilität des Verstärkers mit Oberwelleneinspeisung schließen, die auch von Verstärkern mit Grundwelleneinspeisung bisher nicht erreicht wurde.

In Fig. 8 ist die Phasendifferenz Δφ zwischen Ein- und Ausgangssignal eines erfindungsgemäßen und eines herkömmlichen Verstärkers als Funktion der Pulsdauer Tp aufgezeichnet. Während der konventionelle Verstärker eine ermittelte Phasendrehung von 7,5°/μ5 aufweist (Kurve 7), wird diese beim Verstärker mit Oberwelleneinspeisung auf 1,6°/μ5 reduziert (Kurve 8). Eine geringe Phasendrehung während des Pulses ist besonders für Radaranwendungen von Bedeutung.

Hierzu 8 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Vorrichtung zur Erzeugung oder Verstärkung von Mikrowellensignalen hoher Leistung unter Verwendung von Lawineneffekt-Dioden mit starkem Oberwellengehalt (z. B. Trapatt-Dioden), die bei Grund- und Oberwellen mit Lastkreisen abgestimmt sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Dioden (D) bei einer oder mehreren Oberwellen (2/}, 3/i,...) der Grundfrequenz (f\) über eine Transformationsschaltung (T) mit je einem aktiven Lastkreis (Q₂, Qi, ■■■) beschaltet sind (Fig. 1).

2. Vorrichtung nach AnsDruch 1 zur Verstärkung von Mikrowellensignalen, dadurch gekennzeichnet, daß die akt-ven Lastkreise dadurch realisiert sind, daß den Dioden bei einer oder mehreren Oberwellen Wirkleistung von außen zugeführt wird.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die bei den Oberwellen benötigte Wirkleistung mittels Frequenzvervielfacherschaltungen aus einem Eingangssignal mit der Grundfrequenz (f\) gewonnen wird.

4. Vorrichtung nach Anspruch 1 zur Erzeugung von Mikrowellensignalen, dadurch gekennzeichnet, daß die aktiven Lastkreise durch negative Widerstände (z. B. Impatt-Dioden) realisiert sind.

5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 2, 3, oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Beschallung mit aktiven Lastkreisen bei der dritten Harmonischen (3/i) erfolgt.

6. Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Transformationsschaltung (T) aus parallel angeordneten Filterschaltungen (Fl, F2, F3,...) besteht, die bei den einzelnen Harmonischen (f\, 2f\, 3/i,...) die Diode (D) jeweils an den Verbraucherwiderstand (R_v) bzw. an die aktiven Lastkreise (Q2, (fr,. ..) anpassen, wobei die Grundfrequenz (f\) durch die Eigenschaften der Diode (D) sowie die Bemessung der Filterschaltungen (F\, F2, F3,...) und einer Kapazität ₍'Qbestimmt ist (F i g. 2).

7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterschaltungen (Fl, Fl, F3,...) mit jeweils zwei Mitiiaturkondensatoren (K_p\ und Kiu Kp₂ und Kn, K_p] und K53, ■ ■ ■) aufgebaut sind, wobei die parasitäten Induktivitäten dieser Kondensatoren zum Aufbau von Bandpaßfiltern ausgenutzt werden.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Transformationsschaltung (T) in miniaturisierter Form auf einem für Microstriptechnik geeigneten Substrat (S) aufgebaut ist, wobei die Kapazität (C) durch eine quadratische Kupferfläche gebildet wird, in deren Mitte die Diode (D) sitzt und an deren Ecken bis zu vier Filterschaltungen (Fl, F2, F3, F4) sowie ein aus Miniaturbauelementen (Lj, Cp, /y aufgebautes Filter (Fo) zur Unterdrückung niederfrequenter Störschwingungen angeordnet sind (F i g. 3).