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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Frequenzverdopplungsoszillator (Oszillator der zweiten Harmonischen), der hauptsächlich in einem Mikrowellen- oder Millimeterwellenbereich arbeitet.
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Zusammen mit der Verbreitung von Verbraucherradars wie z. B. einem Automobilradar und einem Mobiltelefon stieg der Bedarf an einer Verkleinerung eines Oszillators, dessen Ausgangsfrequenz 1 GHz übersteigt, und an der Verbesserung der Leistungsfähigkeit des Oszillators. Der Begriff ”Oszillator” bezieht sich auf eine Schaltung, die schwingend ein elektrisches Signal im Inneren der Schaltung erzeugt und das elektrische Signal nach außen überträgt.
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Bei einem Grundwellenoszillator, bei dem ein elektrisches Signal mit einer gewünschten Frequenz mit hervorragenden Eigenschaften (hohe Ausgangsleistung, geringes Phasenrauschen) erzeugt wird, muss der Transistor eine hinreichende Verstärkung bei der gewünschten Frequenz haben. Die Verstärkung des Transistors sinkt jedoch im Allgemeinen, wenn die Frequenz höher wird. Daher wird im Allgemeinen ein Oberwellenoszillator verwendet. Der Begriff ”Oberwellenoszillator” bezieht sich auf einen Oszillator, der schwingend ein elektrisches Signal erzeugt, das ein ganzzahliger Faktor der gewünschten Frequenz ist, und ein Oberwellensignal (Signal einer Harmonischen) an einem Ausgangsanschluss abgibt. Bei dem Oberwellenoszillator ist eine Anforderung an die Hochfrequenzeigenschaften bezüglich des Transistors nicht so streng wie bei einem Grundwellenoszillator. So kann ein Oszillator mit ausgezeichneten Eigenschaften gewonnen werden.
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5 ist ein Diagramm, das den Aufbau eines Frequenzverdopplungsoszillators (Oszillator der zweiten Harmonischen) einer verwandten Technik zeigt. In 5 reflektiert eine Anpassschaltung 4 ein Grundwellensignal von einem Transistor 1 zu einem Ausgangsanschluss 5 und gibt ein Signal der zweiten Harmonischen nach außen aus. Im Fall des Frequenzverdopplungsoszillators gibt es als Beispiel für die Anpassschaltung 4 eine Schaltung, die eine an ihrem vorderen Ende offene Stichleitung verwendet mit einer Leitungslänge, die einem Viertel der Wellenlänge des Grundwellensignals entspricht (s. z. B. ”A low Phase noise 19 GHz-band VCO using two different frequency resonators,” IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Digest, S. 2189–2191, 2003).
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Außer dem Frequenzverdopplungsoszillator, der die obige Anpassschaltung 4 verwendet, gibt es einen Push-Push-Oszillator (z. B. ”A monolithic integrated 150 GHz SiGe HBT push-push-VCO with simultaneous differential V-band Output,” IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, S. 877–880, 2003) als Oszillator, der ein Signal der zweiten Harmonischen ausgibt.
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Auch in einem Colpitts-Oberwellenoszillator eines Emitterfolgeaufbaus mit einer niedrigen Frequenz (1 GHz oder niedriger) wurde das Einbringen einer Schaltung, die bei einer Grundfrequenz in einen offenen Zustand und bei einer harmonischen Frequenz in einen kurzgeschlossenen Zustand zu dem Emitter des Oszillatortransistors kommt, als Ansatz vorgeschlagen, um die elektrische Ausgangsleistung der Harmonischen zu verbessern (s. z. B.
JP.08-23229 A ). Mit dem obigen Aufbau wurde berichtet, dass die Schaltung die Rückkopplung des harmonischen Signals des Colpitts-Oberwellenoszillators blockiert, wodurch es möglich wird, die elektrische Ausgangsleistung der Harmonischen zu verbessern.
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Die Unterdrückung des Phasenrauschens ist in einem Oszillator erforderlich. Anders ausgedrückt ist es erforderlich, dass das Frequenzspektrum des Ausgangssignals scharf in der Art einer Delta-Funktion ist. Außerdem wurde es in den letzten Jahren auch erforderlich, dass zusätzlich zu dem geringen Phasenrauschen die Ausgangsleistung hoch ist. Das liegt daran, dass eine Anzahl von Stufen mehrstufiger Verstärker, die zum Verstärken der Ausgangsleistung des Oszillators verwendet werden, verringert werden kann durch Verbessern der Ausgangsleistung des Oszillators, der in einem Verbraucherradar oder einem Mobiltelefon verwendet wird, und dadurch werden für das gesamte System geringe Kosten und geringer Leistungsverbrauch erzielt.
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Wenn es keine Obergrenze für die physische Größe des Oszillators gibt, ist es mit Hilfe eines Resonators, der eine große physische Abmessung hat, möglich, einen Oszillator herzustellen, der eine hohe Ausgabeleistung und ein geringes Phasenrauschen aufweist. Es kann auch ein Ansatz gewählt werden, Ausgangsleistungen mehrerer Oszillatoren zu kombinieren.
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In vielen tatsächlichen Fällen ist jedoch die Obergrenze der physischen Größe des Oszillators in gewisser Weise fest. In dem Fall, in dem die physische Größe des Oszillators fest ist, verschlechtern die meisten Ansätze, die Ausgangsleistung zu verbessern, das Phasenrauschen.
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Shih-Chieh Yen, Tah-Hsiung Chu: An Nth-harmonic Oscillator Using An N-push Coupled Oscillator Array with Voltge Clamping Circuits, IEEE MMT-S Digest 2003, S. 2169–2172, beschreibt einen Frequenzvervielfachungsoszillator mit Serienrückkopplung, der ein Signal einer zweiten Harmonischen im GHz-Bereich ausgibt und ein Grundwellensignal unterdrückt. An die Source eines in dem Oszillator verwendeten FET sind eine offene und eine kurzgeschlossene Stichleitung angeschlossen, und an das Gate ist eine Serienschaltung einer Induktivität und einer Kapazität angeschlossen.
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Die vorliegende Erfindung wurde durchgeführt, um das obige Problem zu lösen, und daher ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Frequenzverdopplungsoszillator (Oszillator der zweiten Harmonischen) bereitzustellen, der in der Lage ist, die Ausgangsleistung zu verbessern, ohne die physische Größe der gesamten Schaltung wesentlich zu verändern und ohne das Phasenrauschen zu verschlechtern.
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Die Aufgabe wird gelöst durch einen Frequenzverdopplungsoszillator gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4. Weiterbildungen der Erfindung sind jeweils in der Unteransprüchen angegeben.
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Der Frequenzverdopplungsoszillator gemäß der vorliegenden Erfindung ist in der Lage, die Ausgangsleistung zu verbessern, ohne die physische Größe der gesamten Schaltung wesentlich zu ändern und ohne das Phasenrauschen zu verschlechtern.
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Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der beigefügten Zeichnungen.
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1 ist ein Diagramm, das den Aufbau eines Frequenzverdopplungsoszillator gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
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2A und 2B sind Diagramme, die die Ausgangsleistungs-Load-Pull-Simulationsergebnisse des Frequenzverdopplungsoszillators zeigen, der einen Aufbau mit positiver Serienrückkopplung aufweist, wenn sich eine Lastimpedanz Ze(2f) ändert.
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3A und 3B sind Diagramme, die Ergebnisse der Spektrums- und Phasenrauschsimulation des Frequenzverdopplungsoszillators zeigen, der einen Aufbau mit positiver Serienrückkopplung aufweist, wenn sich die Lastimpedanz Ze(2f) ändert.
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4A bis 4C sind Diagramme, die die Ausgangsleistungs-Load-Pull-Simulationsergebnisse des Frequenzverdopplungsoszillators, der einen Aufbau mit positiver Serienrückkopplung aufweist, bei der Lastimpedanz Ze(2f) zeigen.
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5 ist ein Diagramm, das einen Aufbau eines bekannten Frequenzverdopplungsoszillators zeigt.
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Ein Frequenzverdopplungsoszillator (Oszillator der zweiten Harmonischen) gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug auf 1 bis 4 beschrieben. 1 ist ein Diagramm, das den Aufbau des Frequenzverdopplungsoszillators gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. In den Zeichnungen stellen dieselben Bezugszeichen jeweils identische oder einander entsprechende Teile dar.
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Mit Bezug auf 1 hat der Frequenzverdopplungsoszillator gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung einen Aufbau mit positiver serieller Rückkopplung und enthält einen Transistor 1 mit zwei Emitteranschlüssen E, eine Resonatorschaltung 2, eine Masseschaltung 3, eine Anpassschaltung 4, einen Ausgangsanschluss 5 für ein Signal und eine kurzgeschlossene λ/4-Stichleitung 6.
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Wenn der Transistor 1 ein Feldeffekttransistor FET ist, sind die Emitteranschlüsse E, ein Basisanschluss B und ein Kollektoranschluss C jeweils ersetzt durch einen Sourceanschluss, einen Gateanschluss und einen Drainanschluss.
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Die Resonatorschaltung 2 kann mit dem Basisanschluss B verbunden sein, oder sie kann mit einem der zwei Emitteranschlüsse E verbunden sein.
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Die Masseschaltung 3 ist eine kurzgeschlossene Mikrowellenstichleitung und kann jeweils anders als die Resonatorschaltung 2 mit einem der zwei Emitteranschlüsse E oder mit dem Basisanschluss B verbunden sein.
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Die kurzgeschlossene λ/4-Stichleitung 6 ist eine kurzgeschlossene Mikrowellenstichleitung mit einer Leitungslänge, die gewonnen wird durch Addieren eines Viertel der Wellenlänge des Grundwellensignals zu dem ganzzahligen Vielfachen der halben Wellenlänge des Grundwellensignals, und sie ist mit einem der zwei Emitteranschlüsse E verbunden.
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Wenn die Resonatorschaltung 2 von dem Eingangsanschluss des Transistors 1 aus gesehen wird, ist eine Lastimpedanz durch Zb dargestellt, und wenn der Ausgangsanschluss 5 von dem Ausgangsanschluss des Transistors 1 aus gesehen wird, ist eine Lastimpedanz durch Zc dargestellt, und wenn Masse von dem Emitteranschluss E des Transistors 1 aus gesehen wird, ist eine Lastimpedanz durch Ze dargestellt. Weiter werden die jeweiligen Lastimpedanzen bei der Grundfrequenz (Grundwellensignal) jeweils durch Zb(1f), Zc(1f) und Ze(1f) dargestellt, und die Lastimpedanzen bei der zweiten harmonischen Frequenz (Signal der zweiten Harmonischen) werden jeweils durch Zb(2f), Zc(2f) und Ze(2f) dargestellt.
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Im Folgenden wird mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen der Betrieb des Frequenzverdopplungsoszillators gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben.
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Als Ergebnis einer Schaltungsanalyse und Schaltungssimulation wurde herausgefunden, dass die Ausgangsleistung des Frequenzverdopplungsoszillators mit dem Aufbau mit positiver Serienrückkopplung stark von der Lastimpedanz Ze(2f) abhängt. Insbesondere wurde herausgefunden, dass die Lastimpedanz Ze(2f) in die Nähe des Kurzschlusses gesetzt wird, um den Maximalwert der Ausgangsleistung zu erzielen.
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Um die positive Rückkopplung des Grundwellensignals durchzuführen, muss die Lastimpedanz Ze(1f) auf eine andere Impedanz als dem Kurzschluss entworfen sein. In diesem Fall wird die Lastimpedanz Ze(2f) im Allgemeinen eine andere Impedanz als der Kurzschluss.
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Unter diesen Umständen ist die kurzgeschlossene λ/4-Stichleitung 6 hinzugefügt, die nur die Lastimpedanz Ze(2f) in die Impedanz in der Nähe des Kurzschlusses umwandelt, während die Lastimpedanzen Zb(1f), Zc(1f) und Ze(1f) auf konstanten Werten gehalten werden. Die kurzgeschlossene Mikrowellenstichleitung hat eine Leitungslänge, die gewonnen wird durch Addieren eines Viertels der Wellenlänge des Grundwellensignals zu einem ganzzahligen Vielfachen der halben Wellenlänge des Grundwellensignals. Demzufolge ist es möglich, die Ausgangsleistung ohne Verschlechtern des Phasenrauschens zu verbessern.
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Bei dem Collpits-Oberwellenoszillator, der bei der Beschreibung einer verwandten Technik beschrieben wurde, wurde das Anbringen einer Schaltung am Emitter des Oszillatortransistors vorgeschlagen, die bei einer Grundfrequenz einen offenen Zustand und bei der Oberwellenfrequenz einen kurzgeschlossenen Zustand annimmt. Diesmal wurde ähnlich herausgefunden, dass das Anbringen der Schaltung, die bei der Frequenz der zweiten Harmonischen den Kurzschlusszustand annimmt, wie z. B. die kurzgeschlossene λ/4-Kurzschließstichleitung 6 an den Emitter nützlich ist. In dem Fall jedoch, in dem die selbe Weise wie die, die für den Colpitts-Oberwellenoszillator vorgeschlagen wird, in einem Oszillator verwendet wird, der eine hohe Ausgangsfrequenz hat (1 GHZ oder höher), muss die kurzgeschlossene λ/4-Stichleitung 6 direkt nahe an dem Emitteranschluss angebracht sein zum Zweck des Einstellens der Lastimpedanz Ze(2f) auf eine Impedanz in der Nähe des Kurzschlusses. Wenn mehrere Schaltungen oder Leitungen bei dem Oszillator, der eine hohe Ausgangsfrequenz hat, direkt nahe an einem Emitteranschluss angeordnet sind, ist vorauszusehen, dass die Eigenschaften des Oszillators nachteilig verschlechtert werden, weil die Leitungen in der Nähe des Transistors miteinander interferieren.
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Unter diesen Umständen wird in das Bereitstellen von zwei oder mehreren Emittern vielen Transistoren auf die folgende Weise verwendet: Die Masseschaltung 3 zum Einstellen der Lastimpedanz Ze(1f) ist mit einem Emitteranschluss verbunden, und die kurzgeschlossene λ/4-Stichleitung 6 zum Einstellen der Lastimpedanz Ze(2f) ist mit einem anderen Emitteranschluss verbunden, wodurch es möglich wird, die Interferenz der Leitungen in der Nähe des Transistors 1 miteinander zu verringern.
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Die kurzgeschlossene λ/4-Stichleitung 6 funktioniert so, dass sie mit Bezug auf das Grundwellensignal offen ist (funktioniert in derselben Weise, als ob nichts hinzugefügt worden wäre). Dementsprechend ist es mit Hilfe des Anschließens der kurzgeschlossenen λ/4-Stichleitung 6 möglich, die Lastimpedanz Ze(2f) zu ändern, ohne die Lastimpedanz Ze(1f) zu ändern.
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Um unter Verwendung der Simulation der Oszillationseigenschaften des Frequenzverdopplungsoszillators mit der in 5 gezeigten positiven Serienrückkopplung die Vorteile zu zeigen, die durch Anschließen der kurzgeschlossenen λ/4-Stichleitung 6 erzielt werden, wird ein Rechenbeispiel beschrieben.
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2A und 2B sind Diagramme, die die Ausgangsleistungs-Load-Pull-Simulationsergebnisse des Frequenzverdopplungsoszillators mit einem Aufbau mit einer positiven Serienrückkopplung zeigen, wenn sich die Lastimpedanz Ze(2f) ändert. 2A zeigt einen Fall von Ze(2f) = 17,35 – j144,05 Ω, und 2B zeigt einen Fall von Ze(2f) = 0 Ω.
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Die Lastimpedanzen Zb(1f), Zc(1f) und Ze(1f) sind so eingestellt, dass sie der Grundfrequenz 1f = 19,9 GHz und der zweiten harmonischen Frequenz 2f = 39,8 GHz genügen. Um bei der Grundfrequenz 1f = 19,9 GHz eine hinreichende positive Rückkopplung zu erzielen, ist die Leitungslänge zwischen dem Masseanschluss (Emitteranschluss) des Transistors 1 und der Masse auf 2190 μm eingestellt. In diesem Fall hat die Lastimpedanz Ze(2f) den Wert Ze(2f) = 17,35 – j144,05 Ω, was sehr verschieden ist von Ze(2f) = 0 (Kurzschluss).
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2A zeigt die Simulationsergebnisse der Ausgangsleistung, wenn sich die Lastimpedanz Zc(2f) in dem obigen bekannten Frequenzverdopplungsoszillator ändert, durch Konturen in Abständen von 0,5 dB. In dem Fall, in dem die Impedanzanpassung der zweiten Harmonischen durch die Anpassschaltung 4 auf der Ausgangsseite durchgeführt wird und die Lastimpedanz Zc(2f) optimiert ist, wird als Rechenergebnis maximal eine Ausgangsleistung von 14,94 dBm erzielt.
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Anschließend wird mit dem Anschließen der kurzgeschlossenen λ/4-Stichleitung 6 dieselbe Simulation wie die oben beschriebene durchgeführt durch Einstellen der Lastimpedanz Ze(2f) in die Nähe des Kurzschlusses ohne Ändern der Lastimpedanz Ze(1f). Die Ergebnisse sind in 2B gezeigt. Die Lastimpedanz Ze(2f) ist in die Nähe des Kurzschlusses eingestellt, um dadurch die Berechnungsergebnisse zu erzielen, die den Maximalwert der Ausgangsleistung auf 17,93 dBm verbessern.
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Auch wenn die kurzgeschlossene λ/4-Stichleitung 6 angeschlossen ist, ändert sich die Grundwellenimpedanz, die hauptsächlich die Oszillationsfrequenz und das Phasenrauschen bestimmt, nicht.
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Dementsprechend gibt es weder eine Änderung der Oszillationsfrequenz, noch einen Anstieg des Phasenrauschens, die durch den Anschluss der kurzgeschlossenen λ/4-Stichleitung 6 bewirkt wären.
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3A und 3B sind Diagramme, die Spektrums- und Ausgangsleistungs-Load-Pull-Simulationsergebnisse des Frequenzverdopplungsoszillators mit dem Aufbau mit positiver Serienrückkopplung zeigen, wenn sich die Lastimpedanz Ze(2f) ändert. 3A zeigt einen Fall von Ze(2f) = 17,35 – j144,05 Ω, und 3B zeigt einen Fall von Ze(2f) = 0 Ω.
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Anders ausgedrückt zeigt 3A die Simulationsergebnisse, bevor die kurzgeschlossene λ/4-Stichleitung 6 angeschlossen wurde, und 3B zeigt die Simulationsergebnisse, nachdem die kurzgeschlossene λ/4-Stichleitung 6 angeschlossen wurde. Es wird herausgefunden, dass das Anschließen der kurzgeschlossenen λ/4-Stichleitung 6 weder eine Änderung der Oszillationsfrequenz noch ein Ansteigen des Phasenrauschens bewirkt.
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Wie aus einem Vergleich zwischen dem bekannten Frequenzverdopplungsoszillator (5) mit positiver Serienrückkopplung mit der ersten Ausführungsform der Erfindung (1) klar ist, ist die hinzugefügte Schaltung lediglich die kurzgeschlossene λ/4-Stichleitung 6, und die physische Größe des Oszillators ändert sich nicht wesentlich.
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4A bis 4C sind Diagramme, die die Ausgansleistungs-Load-Pull-Simulationsergebnisse des Frequenzverdopplungsoszillators mit einem Aufbau mit positiver Serienrückkopplung bei den jeweiligen Lastimpedanzen Ze(2f) zeigen. 4A zeigt einen Fall von Ze(2f) = 20 Ω, 4B zeigt einen Fall von Ze(2f) = 20 + j20 Ω, und 4C zeigt einen Fall von Ze(2f) = 20 – j20 Ω.
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Auch wenn die Lastimpedanzen nicht streng kurzgeschlossen sind, erwarten die Lastimpedanzen Ze(2f) wie in 4A bis 4C gezeigt eine Verbesserung der Ausgangsleistung, wenn ein Realteil in einem Bereich von 0 bis +20 Ω liegt und ein Imaginärteil in einem Bereich von –20 bis +20 Ω liegt.
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Die kurzgeschlossene λ/4-Stichleitung 6 ist mit einem anderen Emitteranschluss E aus der Gruppe von Emitteranschlüssen E des Transistors 1 in dem Frequenzverdopplungsoszillator verbunden, der von dem Emitteranschluss E verschieden ist, der mit der Masseschaltung 3 verbunden ist. Demzufolge ist es möglich, die Lastimpedanz des zweiten harmonischen Signals von dem Emitteranschluss aus gesehen zu optimieren und eine Änderung der physischen Größe der Gesamtschaltung, eine Verschlechterung des Phasenrauschens und eine Interferenz von Leitungen in der Nähe des Transistors miteinander zu vermeiden, wodurch eine Verbesserung der Ausgangsleistung des zweiten harmonischen Signals ermöglicht wird.
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Anders ausgedrückt ist bei dem Frequenzverdopplungsoszillator gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Masseschaltung 3 mit einem von zwei Emitteranschlüssen des Transistors 1 verbunden, und die kurzgeschlossene λ/4-Stichleitung 6 ist mit einem anderen Emitteranschluss verbunden, wodurch es möglich wird, die Oberwellenausgangsleistung zu verbessern, ohne die physische Größe des Oszillators zu ändern und ohne das Phasenrauschen zu verschlechtern.
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Es wird ein Frequenzverdopplungsoszillator gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben.
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In der obigen ersten Ausführungsform der Erfindung wurde die kurzgeschlossene λ/4-Stichleitung 6 beschrieben, die im Hinblick auf das Grundwellensignal offen ist. Alternativ ist es möglich, eine kurzgeschlossene Mikrowellenstichleitung anzuschließen, die mit Bezug auf das Grundwellensignal nicht offen ist. In diesem Fall ist es erforderlich, die Lastimpedanz der Masseschaltung 3 für das Grundwellensignal neu zu entwerfen. Es wird beispielsweise die Länge der Masseschaltung 3 geändert.
