JP2008153746A - 高周波発振器 - Google Patents

Abstract

【課題】高周波発振器全体の物理的サイズを変えることなく、且つ位相雑音特性を劣化せずに出力電力が増大する高周波発振器を提供する。
【解決手段】高周波発振器は、能動素子（５）の出力側の信号線路に基本波反射スタブ（９）を取り付けた高調波取り出し型の高周波発振器において、上記基本波反射スタブ（９）と出力端子（４）の間に介設され、高調波出力端子側負荷インピーダンスを高調波出力電力が最大になる予め求められた最適値に変換する高調波インピーダンス変換回路（３）を備える。
【選択図】図１

Description

この発明は、高周波発振器に関し、特にマイクロ波またはミリ波領域で動作する高周波発振器に関するものである。

携帯電話に代表される移動体通信や車載レーダーに代表される民生用レーダーの普及にともなって、発振器の小型化および高性能化の要求が高まっている。
トランジスタを用いた基本波発振器は、回路内部の雑音を増幅するトランジスタ、トランジスタのバイアス回路、電気信号の帰還を起こすエミッタ線路、特定の周波数の雑音だけが増幅されるようにするための共振回路および出力端子から構成される。回路内部の雑音信号はトランジスタに入力されて増幅された後、トランジスタのエミッタからの帰還または回路の出力端子でのインピーダンスミスマッチによる反射によって共振回路に戻り、再びトランジスタに入力されて増幅される。こうして増幅を繰り返した雑音信号が回路外部へ発振される。

基本波発振器において、所望の周波数の電気信号を良好な特性で発生させるためには、トランジスタが所望の周波数で充分な利得を有することが必要である。しかし、周波数が高くなるほど一般的にトランジスタの利得は減少する。そこで高調波取り出し型発振器が一般的に使用される。高調波取り出し型発振器では、周波数が所望の周波数の整数分の１である電気信号を発振させて高調波信号を出力端子から取り出す。この高調波取り出し型発振器では、基本波発振器と比較してトランジスタに対する高周波特性の要求が厳しくないため特性の良い発振器となる。

高調波取り出しの１つの方式としては基本波反射スタブを用いる方式がある。回路内部で発振する基本波の波長の４分の１に相当する先端開放スタブをトランジスタより出力側に取り付ける。トランジスタからスタブに向かう基本波は、このスタブにより再びトランジスタ・共振回路へと反射される。一方、このスタブは２倍波に対して開放として機能するため、２倍波は出力端子へと向かい外部へ取り出される（例えば、非特許文献１参照）。

高調波取り出しの他の方式としてｐｕｓｈ−ｐｕｓｈ型を用いる方式がある。発振器を２つ用意して、互いに逆位相で発振させて出力側で電気信号を合成する。このとき、基本波は逆位相で合成し、２倍波は同位相で合成する。これにより、基本波は打ち消し合い外部へ出力せず、２倍波だけが外部へ取り出される（例えば、非特許文献２参照）。

発振器の出力電力および位相雑音を調整するうえで、共振回路の調整が行われる。例えば、信号のスペクトルがよりデルタ関数的な位相雑音特性の良い発振器を作製する場合には、信号線路と疎結合した誘電体や結合線路を使用した共振回路が用いられる。これにより信号の損失が増加し出力電力は減少するが、位相の変動による発振周波数の変化が抑制され位相雑音特性が向上する。出力電力の大きい発振器を作製する場合には、単純な信号線路を使用した共振回路が用いられる。これにより発振周波数が変動し易く位相雑音特性は劣化するが、共振回路での信号の損失が抑制され出力電力が増大する。

Ｈａｍａｎｏ．Ｓ、他２名、「Ａ Ｌｏｗ ＰｈａｓｅＮｏｉｓｅ １９ＧＨｚ−ｂａｎｄ ＶＣＯ ｕｓｉｎｇ Ｔｗｏ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒｓ」、ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｉｎｔ．Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｓｙｍｐ． Ｄｉｇｅｓｔ、２００３年、６月、ｐ．２１８９−２１９１ Ｂａｅｙｅｎｓ．Ｙ、他１名、「Ａ ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ １５０ ＧＨｚ ＳｉＧｅ ＨＢＴ Ｐｕｓｈ−Ｐｕｓｈ ＶＣＯ ｗｉｔｈ ｓｉｍｕｌｔａｎｅｏｕｓ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｖ−ｂａｎｄｏｕｔｐｕｔ」、ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｉｎｔ．Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｓｙｍｐ． Ｄｉｇｅｓｔ、２００３年、６月、ｐ．８７７−８８０

ところで、発振器において回路全体の物理的サイズがある程度決められている場合、位相雑音特性と出力電力はトレードオフの関係にあり、一方の特性を向上させると他方の特性が劣化する。低損失且つ物理的サイズの大きい共振回路を用いることにより両方の特性を同時に改善することができるが、具材コストがアップし、製造時間が長くなり、発振器全体の物理的サイズが大型化し、さらに発振周波数を所望の周波数に調整することが困難になるという問題がある。そのため、現行の移動体通信や車載用レーダーでは、主に位相雑音特性に主眼を置いた電気設計がなされた物理的サイズが小さい発振器を使用し、増幅器で出力電力を補うという手法が用いられている。
しかし、増幅器の追加によりコストがアップし、製造時間が長くなり、システム全体の物理的サイズが大型化しおよび消費電力が増加するという問題がある。

この発明の目的は、高周波発振器全体の物理的サイズを変えることなく、且つ位相雑音特性を劣化せずに出力電力が増大する高周波発振器を提供することである。

この発明に係わる高周波発振器は、能動素子の出力側の信号線路に基本波反射スタブを取り付けた高調波取り出し型の高周波発振器において、上記基本波反射スタブと出力端子の間に介設され、高調波出力端子側負荷インピーダンスを高調波出力電力が最大になる予め求められた最適値に変換する高調波インピーダンス変換回路を備える。

この発明に係わる高周波発振器の効果は、高調波出力端子側負荷インピーダンスをロードプル発振シミュレーションまたはソースプル発振シミュレーションにより算出された最適値に変換する高調波インピーダンス変換回路を内蔵することにより、位相雑音特性を劣化することなく取り出される高調波の出力電力を増大することができることである。

この発明に係わる高周波発振器を説明するときの語彙を説明する。回路内部における能動素子の入力端から共振回路側を見た共振回路側負荷インピーダンスをＺｓｏｕｒｃｅ、能動素子の出力端から出力端子側を見た出力端子側負荷インピーダンスをＺｌｏａｄ、能動素子の入力インピーダンスをΓｉｎ、能動素子の出力インピーダンスをΓｏｕｔと称す。
また、基本波に対するインピーダンスであれば、基本波共振回路側負荷インピーダンスＺｓｏｕｒｃｅ（ｆ）、基本波出力端子側負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（ｆ）、２倍波に対するインピーダンスであれば、２倍波共振回路側負荷インピーダンスＺｓｏｕｒｃｅ（２ｆ）、２倍波出力端子側負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（２ｆ）と称する。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係わる高周波発振器の構成を示すブロック図である。
この発明の実施の形態１に係わる高周波発振器１は、高調波取り出し型発振器としての２倍波取り出し型発振器２、２倍波出力端子側インピーダンスＺｌｏａｄ（２ｆ）を調整する高調波インピーダンス変換回路３、信号の出力端子４を備える。
この２倍波取り出し型発振器２は、回路内部の雑音を増幅する能動素子としてのトランジスタ５、トランジスタ５へのバイアスＶｂおよびＶｃのバイアス供給部６、電気信号の帰還を起こすエミッタ線路７、特定の周波数の雑音だけが増幅されるようにするための共振回路８、基本波を反射する基本波反射スタブ９から構成される。

この２倍波取り出し型発振器２において、回路内部の雑音信号はトランジスタ５に入力されて増幅された後、トランジスタ５のエミッタ線路７からの帰還または基本波反射スタブ９からの反射によって共振回路８に戻り、再びトランジスタ５に入力されて増幅される。こうして増幅を繰り返した２倍波の信号が２倍波取り出し型発振器２の外部へ発振される。

２倍波取り出し型発振器２において基本波反射スタブ９よりも出力側に基本波は進行しない。そのため、基本波反射スタブ９よりも出力側に任意の回路を付加しても、トランジスタ５から見た基本波に対する出力端子側負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（ｆ）は変動しない。そこで、基本波反射スタブ９よりも出力側に高調波インピーダンス変換回路３を付加することで、２倍波の出力電力が最大になる最適な２倍波出力端子側負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（２ｆ）に調整することができる。

図２は、この発明の実施の形態１に係わる高調波インピーダンス変換回路の例である。図２（ａ）に示す高調波インピーダンス変換回路は先端開放スタブ１１、図２（ｂ）に示す高調波インピーダンス変換回路は先端短絡スタブ１２、図２（ｃ）に示す高調波インピーダンス変換回路はキャパシタ１３およびインダクター１４で構成されたＬＣ回路１５、図２（ｄ）に示す高調波インピーダンス変換回路は信号が進む方向に従って線路幅が拡がる線路１６である。

なお、実施の形態１に係わる高調波インピーダンス変換回路３は、２倍波の出力電力が最大となる２倍波出力端子側負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（２ｆ）に変換できる回路であれば、自由に回路の構成を選択しても良い。また、図２に示す高調波インピーダンス変換回路３の例を複数使用しても良いし、異なる高調波インピーダンス変換回路３を組み合わせて使用しても良い。

実施の形態１に係わる高調波インピーダンス変換回路３は、ロードプル発振シミュレーションまたはソースプル発振シミュレーションを実施して算出した２倍波出力端子側負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（２ｆ）の最適値になるように回路定数が調整される。
２倍波の出力電力が最大になる最適な２倍波出力端子側負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（２ｆ）は、トランジスタが発振状態にある時の出力インピーダンスΓｏｕｔの複素共役インピーダンスである。この出力インピーダンスΓｏｕｔは、単一周波数の信号を入力して測定した出力インピーダンスではなく、基本波が発振状態にあるときの２倍波に対する出力インピーダンスΓｏｕｔである。発振した基本波がトランジスタ５内部に存在する場合では、２倍波の出力インピーダンスΓｏｕｔは小信号の出力インピーダンスΓｏｕｔとは異なっている。従って、発振状態を解析するロードプル発振シミュレーションまたはソースプル発振シミュレーションを実施して２倍波負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（２ｆ）の最適値を算出することが有効である。

図３は、電圧制御で２倍波出力端子側負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（２ｆ）を調整する高調波インピーダンス変換回路の一例である。
図３に示す高調波インピーダンス変換回路２１は、可変容量キャパシタ２２、電圧端子２３、ＤＣブロック用キャパシタ２４を有する。この高調波インピーダンス変換回路２１では、電圧端子２３から印加した電圧によって可変容量キャパシタ２２の容量を変化させることにより、高調波インピーダンス変換回路２１のインピーダンスを変化させて２倍波出力端子側負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（２ｆ）を最適値に調整することができる。

実際の高周波発振器１の作製においては、トランジスタモデルと実際のトランジスタ５の誤差、ハーモニック・バランス・シミュレーションの計算誤差、高調波インピーダンス変換回路３の電磁界解析シミュレーションの誤差などの要因により、完全に最適な２倍波出力端子側負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（２ｆ）に合わせた高周波発振器１を作製することは困難である。また、２倍波取り出し型発振器２が発振周波数可変の電圧制御発振器である場合、発振周波数が可変されると最適な２倍波出力端子側負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（２ｆ）も変化する。

そこで、高調波インピーダンス変換回路３を外部からインピーダンス制御することのできる回路とすることにより、設計誤差または発振周波数の変化を考慮して最適な２倍波出力端子側負荷インピーダンスＺｏｕｔ（２ｆ）に補正することができる。

次に、高周波発振器１に高調波インピーダンス変換回路３を付加したことの技術的意義について説明する。
一般的に増幅器においては入力側負荷インピーダンスと能動素子の入力インピーダンス、および出力側負荷インピーダンスと能動素子の出力インピーダンスとを複素共役にする整合回路を付加して複素共役整合することで高出力化、高利得化を実現することは行われている。
また、増幅器においては高調波周波数に対する入力側負荷インピーダンスを短絡し、出力側負荷インピーダンスを逆Ｆ級またはＦ級にすることにより更なる高出力化、高利得化を実現することが一般的に行われている。
また、逓倍器においては入力する基本波に対する入力側負荷インピーダンスを複素共役に、出力側負荷インピーダンスを短絡にし、高調波に対する入力側負荷インピーダンスを短絡に、出力側負荷インピーダンスを複素共役にすることで一般的に高調波出力電力を高めることができる。

このように高調波インピーダンスの調整または整合は、他の回路では一般的な手法であり、高調波取り出し型発振器においても、高調波出力電力を増大するのに高調波インピーダンスの整合回路を付加すれば良いことは容易に思い浮かぶことである。
一方、基本波発振器の場合には、特開２０００−１１４８７０号公報に記載されているように、高調波が基本波の特性を劣化させる不要な信号であるため、高調波を除去することを目的とした回路が考案されている。

しかし、これまでは高調波取り出し型発振器の高調波出力電力を増大するときに、高調波インピーダンスの整合は重視されてこなかった。その理由の一つ目としては、発振器の特性は概ね基本波の負荷インピーダンスによって決めるため、所望の発振周波数と所望の位相雑音特性が得られるよう基本波の負荷インピーダンスの調整に主眼が置かれてきたことである。
また、理由の２つ目としては、発振器が完成した後で、トランジスタの入力側に高調波整合回路を取り付けることが困難であった。なぜならば、発振器には入力端子が存在しないため、高調波入力端子側負荷インピーダンスを調整するために発振器の内部構成を変える必要があることである。

また、理由の３つ目としては、高調波出力端子側負荷インピーダンスに関しても後から複素共役整合をとることが困難である。なぜならば、発振器に直流バイアスを印加した時点で、高調波信号が発生するため、直流バイアスが印加された状態でトランジスタの出力インピーダンスを測定することが困難であることである。
また、理由の４つ目としては、非発振状態にあるトランジスタの小信号Ｓパラメータまたは大信号Ｓパラメータを測定しても発振状態にあるトランジスタのＳパラメータとは異なったものとなり、発振状態にあるトランジスタの整合点を見出さない。なぜならば、高調波取り出し型発振器における発振状態にあるトランジスタ内では、大信号状態にある基本波信号と高調波信号が混在しているためである。

しかし、発明者は、理由の一つ目に関して、ハーモニック・バランス・シミュレーションを実施することにより、高調波負荷インピーダンスを変化させると発振器の高調波出力電力は大幅に変動することが分かった。そこで、理由の２つ目と３つ目に関して、増幅器や逓倍器で用いられる高調波インピーダンス変換回路を発振器の設計段階で発振器内部に取り付けることで、高出力電力の高調波信号を発生する発振器を作製できることが分かった。そして、理由の４つ目に関して、あらゆる値の高調波負荷インピーダンスにおける発振状態をシミュレーションするロードプル発振シミュレーションおよびソースプル発振シミュレーションを実施し、シミュレーションの結果から高調波出力電力が最大となる高調波負荷インピーダンスを算出し、高調波インピーダンス変換回路のインピーダンスが決定されることが分かった。

高調波出力電力の増大させるときに、位相雑音特性を劣化させないことである。これは発振器の発振周波数および位相雑音特性は概ね基本波負荷インピーダンスで決定されるためである。したがって、所望の位相雑音特性にする基本波負荷インピーダンスに維持したまま、高調波負荷インピーダンスを調整することで位相雑音特性を劣化させずに出力電力を増大することができる。

すなわち、この発明に係わる高周波発振器１は、２倍波出力端子側負荷インピーダンスおよび２倍波共振回路側負荷インピーダンスをロードプル発振シミュレーションおよびソースプル発振シミュレーションにより算出された最適値に変換する高調波インピーダンス変換回路３を内蔵することにより、位相雑音特性を劣化することなく取り出される高調波の出力電力を増大することができる。

実施の形態２．
図４は、この発明の実施の形態２に係わる高周波発振器の構成を示すブロック図である。
この発明の実施の形態２に係わる高周波発振器１Ｂは、実施の形態１に係わる高周波発振器１の２倍波取り出し型発振器２の代わりにｐｕｓｈ−ｐｕｓｈ型発振器３１が備えられたことが異なり、それ以外は同様であるので、同様な部分に同じ符号を付記し説明は省略する。
この発明の実施の形態２に係わるｐｕｓｈ−ｐｕｓｈ型発振器３１は、２つの発振器３２ａ、３２ｂを有し、この発振器３２ａ、３２ｂの出力が接続点（図４に点Ａとして図示してある）で接続される。この発振器３２ａ、３２ｂの出力は、基本波に関しては互いに逆位相であり、２倍波に関しては同位相である。
このような発振器３２ａ、３２ｂの出力が合成されると、基本波は打ち消し合い外部へ出力せず、２倍波だけが外部へ取り出される。

そこで、点Ａと出力端子４の間に実施の形態１に係わる高調波インピーダンス変換回路３を介設することにより、２倍波の出力電力が増大する最適値に２倍波出力端子側負荷インピーダンスを変換することができる。

実施の形態３．
図５は、この発明の実施の形態３に係わる高周波発振器の構成を示すブロック図である。
この発明の実施の形態３に係わる高周波発振器１Ｃは、実施の形態１に係わる高周波発振器１と２倍波取り出し型発振器２Ｃが異なり、それにともなって高調波インピーダンス変換回路３を削除しており、それ以外は同様であるので、同様な部分に同じ符号を付記し説明は省略する。
この発明の実施の形態３に係わる２倍波取り出し型発振器２Ｃは、実施の形態１に係わる２倍波取り出し型発振器２に基本波開放高調波インピーダンス変換回路３５を追加したことが異なっており、それ以外は同様であるので、同様な部分に同じ符号を付記し説明は省略する。
この発明の実施の形態３に係わる基本波開放高調波インピーダンス変換回路３５は、基本波出力端子側負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（ｆ）に影響を与えずに２倍波出力端子側負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（２ｆ）を調整する回路である。
図６は、この発明の実施の形態３に係わる基本波開放高調波インピーダンス変換回路３５の例の回路図である。
図６（ａ）に示す基本波開放高調波インピーダンス変換回路は、基本波の波長の４分の１と基本波の半波長の整数倍との和を線路長とした基本波に対して開放した先端短絡スタブ３６である。図６（ｂ）に示す基本波開放高調波インピーダンス変換回路は、キャパシタンスとインダクタンスとを調整して基本波に対して開放したキャパシタ１３およびインダクター１４で構成されるＬＣ回路１５である。このように基本波に対して開放として機能する基本波開放高調波インピーダンス変換回路３５を信号線路に並列に接続することにより、基本波出力端子側負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（ｆ）に影響を与えることなく２倍波出力端子側負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（２ｆ）を調整することができる。
このように基本波開放高調波インピーダンス変換回路３５は、トランジスタ５より出力端子４側の任意の箇所に接続することができる。

実施の形態１に係わる高調波インピーダンス変換回路３は、トランジスタ５より出力端子４側の任意の箇所に接続すると、２倍波出力端子側負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（２ｆ）を調整することができるが、同時に基本波出力端子側負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（ｆ）も変化させてしまうので、基本波反射スタブ９より出力端子４側にだけ接続できる。
一方、実施の形態３に係わる基本波開放高調波インピーダンス変換回路３５は、基本波に対して開放として機能するので、トランジスタ５より出力端子４側の任意の箇所に接続することができ、設計の自由度が大きくなる。

実施の形態４．
図７は、この発明の実施の形態４に係わる高周波発振器の構成を示すブロック図である。
この発明の実施の形態４に係わる高周波発振器１Ｄは、実施の形態２に係わる高周波発振器１Ｂと発振器３２Ｄａ、３２Ｄｂが異なり、それに関連して高調波インピーダンス変換回路３を削除しており、それ以外は同様であるので、同様な部分に同じ符号を付記し説明は省略する。
この発明の実施の形態４に係わる発振器３２Ｄａ、３２Ｄｂは、実施の形態２に係わる発振器３２ａ、３２ｂに基本波開放高調波インピーダンス変換回路３５を追加したことが異なり、それ以外は同様であるので、同様な部分に同じ符号を付記し説明は省略する。
この発明の実施の形態４に係わる基本波開放高調波インピーダンス変換回路３５は、実施の形態３に係わる基本波開放高調波インピーダンス変換回路３５と同様であり、トランジスタ５より出力端子４側の線路に並列に接続しても基本波出力端子側負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（ｆ）に影響を与えることなく２倍波出力端子側負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（２ｆ）を調整することができる。

このように高調波の取り出しがｐｕｓｈ−ｐｕｓｈ型の場合でも、基本波出力端子側負荷インピーダンスに影響を与えずに高調波出力端子側負荷インピーダンスを調整できる基本波開放高調波インピーダンス変換回路３５を適用すれば、トランジスタ５より出力端子４側の任意の箇所に接続することができ、設計の自由度が大きくなる。

実施の形態５．
図８は、この発明の実施の形態５に係わる高周波発振器の構成を示すブロック図である。
この発明の実施の形態５に係わる高周波発振器１Ｅは、実施の形態３に係わる高周波発振器１Ｃと２倍波取り出し型発振器２Ｅが異なり、それ以外は同様であるので、同様な部分に同じ符号を付記し説明は省略する。
この発明の実施の形態５に係わる２倍波取り出し型発振器２Ｅは、実施の形態３に係わる２倍波取り出し型発振器２Ｃに基本波開放高調波インピーダンス変換回路３７を追加したことが異なっており、それ以外は同様であるので、同様な部分に同じ符号を付記し説明は省略する。

この発明の実施の形態５に係わる基本波開放高調波インピーダンス変換回路３７は、トランジスタ５より共振回路８側に介設され、基本波共振回路側負荷インピーダンスＺｓｏｕｒｃｅ（ｆ）に影響を与えることなく２倍波共振回路側負荷インピーダンスＺｓｏｕｒｃｅ（２ｆ）を調整することができる。
２倍波出力電力は、２倍波出力端子側負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（２ｆ）だけではなく、トランジスタ５から見た２倍波共振回路側負荷インピーダンスＺｓｏｕｒｃｅ（２ｆ）の影響も受ける。２倍波出力電力が最大となる最適な２倍波共振回路側負荷インピーダンスＺｓｏｕｒｃｅ（２ｆ）は、増幅器や逓倍器と同様にショート近辺のインピーダンスである。

次に、実施の形態５に係わる高周波発振器１Ｅの特性をシミュレーションした結果について説明する。
最初に比較のために図９に示す高周波発振器４０の特性をシミュレーションした。この高周波発振器４０は、基本波反射スタブ９を用いて出力電力に主眼を置いて最も単純な構成で設計した高調波取り出し型発振器４１を備える。そして、図１０にはこの高周波発振器４０の発振周波数、出力電力、位相雑音および２倍波負荷インピーダンスのシミュレーションの結果を示す。なお、２倍波共振回路側負荷インピーダンスＺｓｏｕｒｃｅ（２ｆ）を白丸、２倍波出力端子側負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（２ｆ）を黒丸で表している。
そして、シミュレーションの結果から高周波発振器４０における２倍波周波数は、３９．０４ＧＨｚ、２倍波出力電力は３．５１４ｄＢｍ、２倍波周波数から１ＭＨｚ離調での位相雑音は−１１２．４ｄＢｃ／Ｈｚである。

次に、実施の形態５に係わる高周波発振器１Ｅの特性をシミュレーションした。図１１は、実施の形態５に係わる高周波発振器１Ｅの発振周波数、出力電力、位相雑音および２倍波負荷インピーダンスのシミュレーションの結果を示す。なお、この基本波開放高調波インピーダンス変換回路３７には先端短絡スタブを使用し、バイアスブロックのためのキャパシタを付加した。
ロードプル発振シミュレーションおよびソースプル発振シミュレーションにより２倍波出力電力が最大となる２倍波共振回路側負荷インピーダンスＺｓｏｕｒｃｅ（２ｆ）および２倍波出力端子側負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（２ｆ）の最適値を算出し、先端短絡スタブおよび取り付け位置の調整により、２倍波共振回路側負荷インピーダンスＺｓｏｕｒｃｅ（２ｆ）および２倍波出力端子側負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（２ｆ）が最適値になるように調整した。
シミュレーションした結果から実施の形態５に係わる高周波発振器１Ｅにおける２倍波周波数は、３９．０１ＧＨｚ、２倍波出力電力は８．４１２ｄＢｍ、２倍波周波数から１ＭＨｚ離調での位相雑音は−１１３．６ｄＢｃ／Ｈｚとなった。

このような実施の形態５に係わる高周波発振器１Ｅは、２倍波取り出し型発振器２Ｅのトランジスタ５から共振回路８側に基本波開放高調波インピーダンス変換回路３７を介設し２倍波の出力電力が増大する最適な２倍波共振回路側負荷インピーダンスに調整できるので、更に位相雑音特性を劣化せずに２倍波の出力電力を増大することができる。

実施の形態６．
図１２は、この発明の実施の形態６に係わる高周波発振器の構成を示すブロック図である。
この発明の実施の形態６に係わる高周波発振器１Ｆは、実施の形態４に係わる高周波発振器１Ｄと２つの発振器３２Ｆａ、３２Ｆｂが異なり、それ以外は同様であるので、同様な部分に同じ符号を付記し説明は省略する。
この発明の実施の形態６に係わる２つの発振器３２Ｆａ、３２Ｆｂは、実施の形態４に係わる２つの発振器３２Ｄａ、３２Ｄｂにそれぞれ基本波開放高調波インピーダンス変換回路３７を追加したことが異なっており、それ以外は同様であるので、同様な部分に同じ符号を付記し説明は省略する。
この発明の実施の形態６に係わる基本波開放高調波インピーダンス変換回路３７は、実施の形態５に係わる基本波開放高調波インピーダンス変換回路３７と同様である。

このような実施の形態６に係わる高周波発振器１Ｆは、２つの発振器３２Ｆａ、３２Ｆｂのトランジスタ５から共振回路８側に基本波開放高調波インピーダンス変換回路３７を介設し２倍波の出力電力が増大する最適な２倍波共振回路側負荷インピーダンスに調整できるので、更に位相雑音特性を劣化せずに２倍波の出力電力を増大することができる。

この発明の実施の形態１に係わる高周波発振器の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１に係わる高調波インピーダンス変換回路の例である。 電圧制御で２倍波出力端子側負荷インピーダンスを調整する高調波インピーダンス変換回路の一例である。 この発明の実施の形態２に係わる高周波発振器の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態３に係わる高周波発振器の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態３に係わる基本波開放高調波インピーダンス変換回路の例の回路図である。 この発明の実施の形態４に係わる高周波発振器の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態５に係わる高周波発振器の構成を示すブロック図である。 比較のための高周波発振器の構成を示すブロック図である。 比較のための高周波発振器の発振周波数、出力電力、位相雑音および２倍波負荷インピーダンスのシミュレーションの結果を示す図である。 実施の形態５に係わる高周波発振器の発振周波数、出力電力、位相雑音および２倍波負荷インピーダンスのシミュレーションの結果を示す図である。 この発明の実施の形態６に係わる高周波発振器の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１ 高周波発振器、２ ２倍波取り出し型発振器、３ 高調波インピーダンス変換回路、４ 出力端子、５ トランジスタ、６ バイアス供給部、７ エミッタ線路、８ 共振回路、９ 基本波反射スタブ、１１ 先端開放スタブ、１２ 先端短絡スタブ、１３ キャパシタ、１４ インダクター、１５ ＬＣ回路、１６ 線路、２１ 高調波インピーダンス変換回路、２２ 可変容量キャパシタ、２３ 電圧端子、２４ ブロック用キャパシタ、３１ ｐｕｓｈ−ｐｕｓｈ型発振器、３２ａ、３２ｂ 発振器、３５ 基本波開放高調波インピーダンス変換回路、３６ 先端短絡スタブ、３７ 基本波開放高調波インピーダンス変換回路、４０ 高周波発振器、４１ 高調波取り出し型発振器。

Claims (6)

1. 能動素子の出力側の信号線路に基本波反射スタブを取り付けた高調波取り出し型の高周波発振器において、
   上記基本波反射スタブと出力端子の間に介設され、高調波出力端子側負荷インピーダンスを高調波出力電力が最大になる予め求められた最適値に変換する高調波インピーダンス変換回路を備えることを特徴とする高周波発振器。
2. 同じ周波数の基本波が互いに逆位相で出力する２つの発振器の出力側信号線路が接続されたｐｕｓｈ−ｐｕｓｈ型の高周波発振器において、
   上記２つの発振器の出力が接続された箇所と出力端子の間に介設され、高調波出力端子側負荷インピーダンスを高調波出力電力が最大になる予め求められた最適値に変換する高調波インピーダンス変換回路を備えることを特徴とする高周波発振器。
3. 能動素子の出力側の信号線路に基本波反射スタブを取り付けた高調波取り出し型の高周波発振器において、
   上記能動素子の出力側の信号線路に付加され、基本波出力端子側負荷インピーダンスに影響を与えずに高調波出力端子側負荷インピーダンスだけを高調波出力電力が最大になる予め求められた最適値に変換する高調波インピーダンス変換回路を備えることを特徴とする高周波発振器。
4. 同じ周波数の基本波が互いに逆位相で出力する２つの発振器の出力側信号線路が接続されたｐｕｓｈ−ｐｕｓｈ型の高周波発振器において、
   上記発振器の能動素子の出力側の信号線路に付加され、基本波出力端子側負荷インピーダンスに影響を与えずに高調波出力端子側負荷インピーダンスだけを高調波出力電力が最大になる予め求められた最適値に変換する高調波インピーダンス変換回路を備えることを特徴とする高周波発振器。
5. 能動素子の出力側の信号線路に基本波反射スタブを取り付けた高調波取り出し型の高周波発振器において、
   上記能動素子の入力側の信号線路に付加され、基本波共振回路側負荷インピーダンスに影響を与えずに高調波共振回路側負荷インピーダンスだけを高調波出力電力が最大になる予め求められた最適値に変換する高調波インピーダンス変換回路を備えることを特徴とする高周波発振器。
6. 同じ周波数の基本波が互いに逆位相で出力する２つの発振器の出力側信号線路が接続されたｐｕｓｈ−ｐｕｓｈ型の高周波発振器において、
   上記発振器の能動素子の入力側の信号線路に付加され、基本波共振回路側負荷インピーダンスに影響を与えずに高調波共振回路側負荷インピーダンスだけを高調波出力電力が最大になる予め求められた最適値に変換する高調波インピーダンス変換回路を備えることを特徴とする高周波発振器。

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