JP2020123919A - 増幅回路及び増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】高調波に対する反射係数の位相を電力変換の高効率化に適した範囲に調整することが容易な増幅回路及び増幅器の提供。【解決手段】増幅回路は、信号を増幅するトランジスタと、前記トランジスタの出力側に入力側が接続される伝送線路と、前記伝送線路の出力側に入力側が接続され、前記信号の基本波の２．３〜２．７倍の周波数で共振する並列共振回路と、前記並列共振回路の出力側に接続されるシャントキャパシタとを備える。増幅器は、増幅回路と、前記増幅回路により増幅された送信波を出力するアンテナとを備え、前記増幅回路は、信号を増幅するトランジスタと、前記トランジスタの出力側に入力側が接続される伝送線路と、前記伝送線路の出力側に入力側が接続され、前記信号の基本波の２．３〜２．７倍の周波数で共振する並列共振回路と、前記並列共振回路の出力側に接続されるシャントキャパシタとを備える。【選択図】図６

Description

本発明は、増幅回路及び増幅器に関する。

従来、基本波の２倍の周波数の２次高調波に対して共振する並列共振回路を備える高周波電力増幅器が知られている（例えば、特許文献１参照）。また、基本波の３倍の周波数の３次高調波に対して共振する並列共振回路を備える半導体装置が知られている（例えば、特許文献２参照）。

特開平５−１９１１７６号公報 特開２００５−３１１５７９号公報

しかしながら、従来の技術では、高調波に対する反射係数の位相を電力変換の高効率化に適した範囲に調整することが難しい。

そこで、本開示は、高調波に対する反射係数の位相を電力変換の高効率化に適した範囲に調整することが容易な増幅回路及び増幅器を提供する。

本開示は、
信号を増幅するトランジスタと、
前記トランジスタの出力側に入力側が接続される伝送線路と、
前記伝送線路の出力側に入力側が接続され、前記信号の基本波の２．３〜２．７倍の周波数で共振する並列共振回路と、
前記並列共振回路の出力側に接続されるシャントキャパシタとを備える、増幅回路を提供する。

また、本開示は、
信号を増幅するトランジスタと、
前記トランジスタの入力側に出力側が接続される伝送線路と、
前記伝送線路の入力側に出力側が接続され、前記信号の基本波の２．３〜２．７倍の周波数で共振する並列共振回路と、
前記並列共振回路の入力側に接続されるシャントキャパシタとを備える、増幅回路を提供する。

また、本開示は、
増幅回路と、前記増幅回路により増幅された送信波を出力するアンテナとを備える増幅器であって、
前記増幅回路は、
信号を増幅するトランジスタと、
前記トランジスタの出力側に入力側が接続される伝送線路と、
前記伝送線路の出力側に入力側が接続され、前記信号の基本波の２．３〜２．７倍の周波数で共振する並列共振回路と、
前記並列共振回路の出力側に接続されるシャントキャパシタとを備える、増幅器を提供する。

また、本開示は、
増幅回路と、前記増幅回路により増幅された送信波を出力するアンテナとを備える増幅器であって、
前記トランジスタの入力側に出力側が接続される伝送線路と、
前記伝送線路の入力側に出力側が接続され、前記信号の基本波の２．３〜２．７倍の周波数で共振する並列共振回路と、
前記並列共振回路の入力側に接続されるシャントキャパシタとを備える、増幅器を提供する。

本開示の技術によれば、高調波に対する反射係数の位相を電力変換の高効率化に適した範囲に調整することが容易な増幅回路及び増幅器を提供できる。

一実施形態における増幅器の構成例を示す図である。 一比較形態における増幅回路の構成例を示す図である。 増幅回路の反射係数平面を例示するスミスチャートである。 一比較形態における増幅回路の構成例を具体的に示す図である。 一比較形態における増幅回路の反射係数平面を例示するスミスチャートである。 第１の実施形態における増幅回路の構成例を示す図である。 並列共振回路の位相の周波数特性を例示する図である。 並列共振回路の反射係数平面を例示するスミスチャートである。 第１の実施形態における増幅回路の反射係数平面を例示するスミスチャートである。 並列共振回路の構成例を示す図である。 並列共振回路の共振周波数と、２次高調波に対する反射係数と３次高調波に対する反射係数との間での位相差との関係を例示する図である。 第２の実施形態における増幅回路の構成例を示す図である。 第３の実施形態における増幅回路の構成例を示す図である。

以下、本開示の実施形態を図面を参照して説明する。

図１は、本実施形態における増幅器の構成の一例を示す図である。増幅器１００は、例えば、電波を送受する無線基地局装置等の無線通信装置、レーダーなどのセンサ装置、マイクロ波を送信して物体を加熱するマイクロ波加熱装置として使用することができる。

増幅器１００は、例えば、ベースバンド回路１、ミキサ２、局部発振器３、パワーアンプ４及びアンテナ５を備える。ベースバンド回路１から変調処理されて出力されるベースバンド信号あるいは中間周波数信号は、ミキサ２及び局部発振器３により送信周波数帯にアップコンバートされ、パワーアンプ４により増幅される。パワーアンプ４により増幅された後の信号（送信波）は、パワーアンプ４の出力ノードに接続されるアンテナ５から出力される。ミキサ２は、ベースバンド回路１からのベースバンド信号あるいは中間周波数信号を、局部発振器３から出力される局部発振信号とミキシングし、ミキシング後の信号をパワーアンプ４の入力端子に供給する。パワーアンプ４は、本実施形態における増幅回路の一例である。

次に、本実施形態における増幅回路と比較するため、本実施形態における増幅回路の詳細について説明する前に、一比較形態における増幅回路について説明する。

図２は、一比較形態における増幅回路の構成例を示す図である。

マイクロ波帯の高周波信号を増幅する増幅回路１０では、電力変換の高効率化のために、高調波処理回路１２が用いられる。高調波処理回路１２とは、トランジスタ１１の出力端（図２の場合、ドレインＤ）に発生する高調波に対する終端条件を最適化し、トランジスタ１１の出力端に現れる電圧波形及び電流波形を整形し、トランジスタ１１内で消費される電力を低減する回路である。高調波処理回路１２は、トランジスタ１１の出力端と出力点１３との間に直列に接続される。出力点１３には、不図示の負荷が接続される。

電力変換の高効率化を実現する高調波処理回路１２の種類として、増幅回路１０をＦ級動作させる回路と、増幅回路１０を逆Ｆ級動作させる回路とがある。Ｆ級動作とは、トランジスタ１１の出力端から負荷側を見たインピーダンスを、偶数次高調波に対しては短絡状態とし、奇数次高調波に対しては開放状態とする動作である。逆Ｆ級動作とは、トランジスタ１１の出力端から負荷側を見たインピーダンスを、偶数次高調波に対しては開放状態とし、奇数次高調波に対しては短絡状態とする動作である。

しかしながら、トランジスタ１１によっては、トランジスタ１１の出力端から負荷側を見たインピーダンスを、偶数次高調波に対しても奇数次高調波に対しても開放状態に近づける方が、高効率化を実現できる場合がある。なぜなら、トランジスタ１１の内部寄生容量（例えば、ドレインＤとソースＳとの間の寄生容量Ｃｄｓ）などが、インピーダンスに影響するからである。

トランジスタ１１の出力端から負荷側を見た反射係数Γの位相θを調べると、２次高調波に対する反射係数Γ_２の位相θ_２と３次高調波に対する反射係数Γ_３の位相θ_３を、図３に示すような領域に設定することで、高効率化を実現できる。より具体的には、高効率化の実現には、位相θ_２と位相θ_３は、いずれも、０°＜θ＜１２０°の範囲に設定されることが好ましく、０°＜θ＜９０°がより好ましく、０°＜θ＜６０°がさらに好ましい。位相θ_２と位相θ_３がこれらの範囲から外れると、電力変換の効率が急激に減少する。３次高調波に対する反射係数Γ_３の位相θ_３が２次高調波に対する反射係数Γ_２の位相θ_２よりも大きいのは、周波数が高いほどトランジスタ１１の内部寄生容量の影響を受けやすいためである。なお、点１４は、オープン（開放状態）を、点１５は、ショート（短絡状態）を表す。

例えば、図４は、図２に示す一比較形態における増幅回路１０の構成の具体例を示す。高調波処理回路１２は、基本波３ＧＨｚにおける電気長が４０°で特性インピーダンスが５０Ωの伝送線路１６と、キャパシタンスが２ｐＦのシャントキャパシタ１７とを有する。

図５は、図４に示す増幅回路１０の反射係数平面を例示するスミスチャートである。マーカｍ８１，ｍ８２は、スミスチャート上での反射係数Γの位相（位置）を表す。ｆｒｅｑ．は、周波数の略語である。Ｓ（１，１）は、反射係数Γと等価なＳパラメータである。ｍ８１，ｍ８２のＺは、トランジスタ１１の出力端から負荷側を見たインピーダンスを表す。Ｚ０は、伝送線路１６の特性インピーダンスである。

高効率化を実現するため、図４に示すように、高調波処理回路１２の構成を、シャントキャパシタ１７と伝送線路１６との組み合わせ回路にすることより、高調波に対する反射係数Γの位相θを点１４（オープン）の近くに回転させることができる。しかしながら、図５に示すように、９ＧＨｚの３次高調波に対する反射係数Γ_３の位相θ_３（マーカｍ８１で示す位置）の方が、６ＧＨｚの２次高調波に対する反射係数Γ_２の位相θ_２（マーカｍ８２で示す位置）よりも大きく回ってしまう。つまり、３次高調波の方が２次高調波に比べて反射係数の位相が回りやすく、位相θ_３と位相θ_２との位相差が大きくなりやすい。そのため、図４に示すような構成では、θ_２及びθ_３を、上述の図３で示したような高効率化に適正な範囲（０°＜θ＜１２０°）に調整することは難しい。このような適正な範囲内に両方の位相θを調整するには、伝送線路１６を非常に長くしてもよいが、回路面積が非常に大きくなるので、あまり実用的な調整方法ではない。

このような問題を解決するため、第１の実施形態における増幅回路は、図６に示すような、高調波処理による高効率化を可能にする構成を有する。図６は、第１の実施形態における増幅回路の構成例を示す図である。図６に示す増幅回路２０は、トランジスタ２１、伝送線路２６、並列共振回路２２及びシャントキャパシタ２７を備える。

トランジスタ２１は、信号を増幅する半導体素子である。トランジスタ２１は、例えば、ゲートＧ、ソースＳ、ドレインＤを有するＦＥＴ（Field Effect Transistor）である。トランジスタ２１に、ＳｉＣ（炭化ケイ素）やＧａＮ（窒化ガリウム）などのＷＢＧ（Wide Band Gap）デバイスを使用することによって、増幅回路２０の高周波出力特性が向上する。

伝送線路２６は、トランジスタ２１の出力側に入力側が接続され、図６の場合、トランジスタ２１のドレインＤに入力側が接続されている。

並列共振回路２２は、伝送線路２６の出力側に入力側が接続され、トランジスタ２１から出力される信号の基本波の２．５倍程度の周波数で共振する。図６には、並列共振回路２２が伝送線路２５とキャパシタ２４との並列回路を含む場合が示されている。

シャントキャパシタ２７は、並列共振回路２２の出力側に接続され、図６の場合、並列共振回路２２と出力点２３との間に接続されている。出力点２３には、不図示の負荷が接続される。

ここで、図７は、並列共振回路２２の位相の周波数特性を例示する図である。図７に示すように、並列共振回路２２の共振周波数（この場合、３ＧＨｚの基本波の２．５倍の７．５ＧＨｚ）の前後では、並列共振回路２２の位相が急峻に変化する。マーカｍ８２ａ，ｍ８３ａ，ｍ８１ａは、それぞれ、基本波の２倍波、２．５倍波、３倍波の各周波数での並列共振回路２２の位相を表す。したがって、並列共振回路２２の直前の点２９（図６参照）から負荷側を見たときの２次高調波に対する反射係数の位相と３次高調波に対する反射係数の位相との差（位相差Δ）は、図８に示すように非常に大きくなる。

そこで、基本波の２．５倍程度に設定された共振周波数の前後では並列共振回路２２の位相が急峻に変化することを利用して、図６に示すように、基本波の２．５倍程度の周波数で共振する並列共振回路２２に伝送線路２６を組み合わせる。これにより、トランジスタ２１の出力端２８から負荷側を見たとき、３次高調波に対する反射係数の位相は、２次高調波に対する反射係数の位相よりも３６０゜近く多く回る（図９参照）。例えば図７，８において、マーカｍ８２ａで表される２次高調波に対する位相とマーカｍ８１ａで表される３次高調波に対する位相との差（位相差Δ）は、２６４．６５°（＝１５２．０５°−（−１１２．６０°））である。よって、並列共振回路２２に伝送線路２６を組み合わせることで、図９に示すように、マーカｍ８１で表される３次高調波に対する位相は、マーカｍ８２で表される２次高調波に対する位相に対して（２６４．６５＋α）°回ることになる。αは、伝送線路２６により生ずる位相変化量を表す。したがって、マーカｍ８１で表される３次高調波に対する位相とマーカｍ８２で表される２次高調波に対する位相とが共に上述の範囲（０°＜θ＜１２０°）内になるように、伝送線路２６の長さを設計すれば、増幅回路２０の高効率化を実現できる。

このように、図６に示す回路構成を有する増幅回路２０によれば、２次高調波に対する反射係数Γ_２の位相θ_２及び３次高調波に対する反射係数Γ_３の位相θ_３を、図９に示すように、高効率化に適正な範囲（０°＜θ＜１２０°）に単純な構成で容易に調整できる。

なお、図９において、マーカｍ８２は、トランジスタ２１の出力端から負荷側を見たときの反射係数Γ_２の位相θ_２の位置を表し、マーカｍ８１は、トランジスタ２１の出力端から負荷側を見たときの反射係数Γ_３の位相θ_３の位置を表す。また、図６において、並列共振回路２２の共振周波数は、７．５ＧＨｚ（基本波３ＧＨｚの２．５倍）である。並列共振回路２２は、７．５ＧＨｚにおいて、電気長が５°で特性インピーダンスが５０Ωの伝送線路２５と、キャパシタンスが２ｐＦのキャパシタとの並列回路により形成されている。また、７．５ＧＨｚにおいて、シャントキャパシタ２７のキャパシタンスは２ｐＦであり、伝送線路２６の電気長は３０°で特性インピーダンスは５０Ωである。

図１１は、図１０に示す並列共振回路２２の共振周波数の違いによって、２次高調波に対する反射係数と３次高調波に対する反射係数との間での位相差Δが、どの程度変化するかを計算で求めたグラフである。図１０に示す並列共振回路２２は、伝送線路２５とキャパシタ２４との並列回路である。

図１１において、ｆ_０は、基本波の周波数を表す。並列共振回路２２の共振周波数が、基本波の２．３〜２．７倍であれば、２．５倍の場合とほぼ同程度の位相差Δが生じる。したがって、並列共振回路２２が基本波の２．３〜２．７倍の周波数で共振する場合でも、２次高調波に対する反射係数Γ_２の位相θ_２及び３次高調波に対する反射係数Γ_３の位相θ_３を、図９のように、高効率化に適正な範囲（０°＜θ＜１２０°）に調整できる。

図１２は、第２の実施形態における増幅回路の構成例を示す図である。上述の実施形態と同様の構成及び効果についての説明は、上述の説明を援用することで、省略又は簡略する。図１２に示す増幅回路３０は、図６に示す並列共振回路２２とは構成が異なる並列共振回路３２を備える。図１２に示す並列共振回路３２は、インダクタ３５とキャパシタ２４との並列回路を含み、基本波の２．３〜２．７倍の周波数で共振する。インダクタ３５は、例えば、コイル素子である。このような構成を有する第２の実施形態でも、第１の実施形態と同様、２次高調波に対する反射係数Γ_２の位相θ_２及び３次高調波に対する反射係数Γ_３の位相θ_３を、図９のように、高効率化に適正な範囲（０°＜θ＜１２０°）に単純な構成で容易に調整できる。

図１３は、第３の実施形態における増幅回路の構成例を示す図である。上述の実施形態と同様の構成及び効果についての説明は、上述の説明を援用することで、省略又は簡略する。図１３に示す増幅回路４０は、伝送線路４６と並列共振回路４２とシャントキャパシタ４７とがトランジスタ２１の入力側に配置されている点で、図６に示す構成と異なる。

伝送線路４６は、トランジスタ２１の入力側に出力側が接続され、図１３の場合、トランジスタ２１のゲートＧに出力側が接続されている。

並列共振回路４２は、伝送線路４６の入力側に出力側が接続され、トランジスタ２１に入力される信号の基本波の２．３〜２．７倍の周波数で共振する。図１３には、並列共振回路４２が伝送線路４５とキャパシタ４４との並列回路を含む場合が示されている。なお、伝送線路４５は、コイル素子等のインダクタに置換されてもよい。

シャントキャパシタ４７は、並列共振回路４２の入力側に接続され、図１３の場合、並列共振回路４２と入力点４３との間に接続されている。入力点４３には、高周波信号を入力点４３に供給する不図示の外部回路が接続される。

図１３において、並列共振回路４２は、トランジスタ２１に入力される信号の基本波の２．３〜２．７倍の周波数で共振する。よって、上述の場合と同様に、並列共振回路４２と伝送線路４６との間の点４９から信号入力側を見たときの２次高調波に対する反射係数の位相と３次高調波に対する反射係数の位相との差（位相差Δ）は、非常に大きくなる。この点を利用して、並列共振回路４２に伝送線路４６を組み合わせることにより、トランジスタ２１の入力端４８から信号入力側を見たとき、３次高調波に対する反射係数の位相は、２次高調波に対する反射係数の位相よりも３６０゜近く多く回る。したがって、図１３に示す回路構成を有する増幅回路４０によれば、２次高調波に対する反射係数Γ_２の位相θ_２及び３次高調波に対する反射係数Γ_３の位相θ_３を、図９のように、高効率化に適正な範囲（０°＜θ＜１２０°）に単純な構成で容易に調整できる。

以上、増幅回路及び増幅器を実施形態により説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。

以上の実施形態に関し、更に以下の付記を開示する。
（付記１）
信号を増幅するトランジスタと、
前記トランジスタの出力側に入力側が接続される伝送線路と、
前記伝送線路の出力側に入力側が接続され、前記信号の基本波の２．３〜２．７倍の周波数で共振する並列共振回路と、
前記並列共振回路の出力側に接続されるシャントキャパシタとを備える、増幅回路。
（付記２）
信号を増幅するトランジスタと、
前記トランジスタの入力側に出力側が接続される伝送線路と、
前記伝送線路の入力側に出力側が接続され、前記信号の基本波の２．３〜２．７倍の周波数で共振する並列共振回路と、
前記並列共振回路の入力側に接続されるシャントキャパシタとを備える、増幅回路。
（付記３）
前記並列共振回路は、伝送線路とキャパシタとの並列回路を含む、付記１又は２に記載の増幅回路。
（付記４）
前記並列共振回路は、インダクタとキャパシタとの並列回路を含む、付記１又は２に記載の増幅回路。
（付記５）
２次高調波に対する反射係数の位相と３次高調波に対する反射係数の位相とは、０°よりも大きく１２０°よりも小さい、付記１から４のいずれか一項に記載の増幅回路。
（付記６）
２次高調波に対する反射係数の位相と３次高調波に対する反射係数の位相とは、０°よりも大きく９０°よりも小さい、付記１から４のいずれか一項に記載の増幅回路。
（付記７）
２次高調波に対する反射係数の位相と３次高調波に対する反射係数の位相とは、０°よりも大きく６０°よりも小さい、付記１から４のいずれか一項に記載の増幅回路。
（付記８）
増幅回路と、前記増幅回路により増幅された送信波を出力するアンテナとを備える増幅器であって、
前記増幅回路は、
信号を増幅するトランジスタと、
前記トランジスタの出力側に入力側が接続される伝送線路と、
前記伝送線路の出力側に入力側が接続され、前記信号の基本波の２．３〜２．７倍の周波数で共振する並列共振回路と、
前記並列共振回路の出力側に接続されるシャントキャパシタとを備える、増幅器。
（付記９）
増幅回路と、前記増幅回路により増幅された送信波を出力するアンテナとを備える増幅器であって、
前記増幅回路は、
信号を増幅するトランジスタと、
前記トランジスタの入力側に出力側が接続される伝送線路と、
前記伝送線路の入力側に出力側が接続され、前記信号の基本波の２．３〜２．７倍の周波数で共振する並列共振回路と、
前記並列共振回路の入力側に接続されるシャントキャパシタとを備える、増幅器。

１０，２０，３０，４０ 増幅回路
４ パワーアンプ
５ アンテナ
２１ トランジスタ
２２，４２ 並列共振回路
２５，２６，４５，４６ 伝送線路
２７，４７ シャントキャパシタ
１００ 増幅器

Claims (7)

1. 信号を増幅するトランジスタと、
   前記トランジスタの出力側に入力側が接続される伝送線路と、
   前記伝送線路の出力側に入力側が接続され、前記信号の基本波の２．３〜２．７倍の周波数で共振する並列共振回路と、
   前記並列共振回路の出力側に接続されるシャントキャパシタとを備える、増幅回路。
2. 信号を増幅するトランジスタと、
   前記トランジスタの入力側に出力側が接続される伝送線路と、
   前記伝送線路の入力側に出力側が接続され、前記信号の基本波の２．３〜２．７倍の周波数で共振する並列共振回路と、
   前記並列共振回路の入力側に接続されるシャントキャパシタとを備える、増幅回路。
3. 前記並列共振回路は、伝送線路とキャパシタとの並列回路を含む、請求項１又は２に記載の増幅回路。
4. 前記並列共振回路は、インダクタとキャパシタとの並列回路を含む、請求項１又は２に記載の増幅回路。
5. ２次高調波に対する反射係数の位相と３次高調波に対する反射係数の位相とは、０°よりも大きく１２０°よりも小さい、請求項１から４のいずれか一項に記載の増幅回路。
6. 増幅回路と、前記増幅回路により増幅された送信波を出力するアンテナとを備える増幅器であって、
   前記増幅回路は、
   信号を増幅するトランジスタと、
   前記トランジスタの出力側に入力側が接続される伝送線路と、
   前記伝送線路の出力側に入力側が接続され、前記信号の基本波の２．３〜２．７倍の周波数で共振する並列共振回路と、
   前記並列共振回路の出力側に接続されるシャントキャパシタとを備える、増幅器。
7. 増幅回路と、前記増幅回路により増幅された送信波を出力するアンテナとを備える増幅器であって、
   前記増幅回路は、
   信号を増幅するトランジスタと、
   前記トランジスタの入力側に出力側が接続される伝送線路と、
   前記伝送線路の入力側に出力側が接続され、前記信号の基本波の２．３〜２．７倍の周波数で共振する並列共振回路と、
   前記並列共振回路の入力側に接続されるシャントキャパシタとを備える、増幅器。

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