JP5127362B2

JP5127362B2 - ２倍波発振器

Info

Publication number: JP5127362B2
Application number: JP2007217020A
Authority: JP
Inventors: 伸介渡辺; 晃井上
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2007-08-23
Filing date: 2007-08-23
Publication date: 2013-01-23
Anticipated expiration: 2027-08-23
Also published as: US20090051448A1; DE102008021331B4; DE102008021331A1; JP2009055085A; US7629857B2

Description

この発明は、主に、マイクロ波、ミリ波領域で動作する２倍波発振器に関するものである。

車載レーダー等の民生用レーダーや、携帯電話の普及により、出力周波数１ＧＨｚ超の発振器の小型化及び高性能化の要求が高まっている。「発振器」とは、回路内部で電気信号の発振を起こし、電気信号を外部へ発信する回路である。

基本波発振器において、所望の周波数の電気信号を良好な特性（高出力、低位相雑音）で発生させる場合には、トランジスタが所望の周波数で充分な利得を有することが必要である。しかし、周波数が高くなるほど一般的にトランジスタの利得は減少する。そこで、高調波発振器が一般的に使用される。「高調波発振器」とは、周波数が所望の周波数の整数分の１である電気信号を発振させて、高調波信号を出力端子から取り出す発振器のことである。この高調波発振器では、基本波発振器と比較してトランジスタに対する高周波特性の要求が厳しくないため特性の良い発振器ができる。

図５は、従来の２倍波発振器の構成を示す図である。図５中の整合回路４は、トランジスタ１から出力端子５に向かう基本波信号を反射し、２倍波信号を外部へ取り出すための回路である。２倍波発振器の場合では、整合回路４の例として、基本波信号の波長の４分の１に相当する線路長の先端開放スタブを用いた回路（例えば、非特許文献１参照）などがある。

上記の整合回路４を用いた２倍波発振器以外にも、２倍波信号を取り出す発振器としてｐｕｓｈ−ｐｕｓｈ型発振器（例えば、非特許文献２参照）などがある。

また、低い周波数（１ＧＨｚ以下）のエミッタフォロワ構成のコルピッツ型高調波発振器において、高調波出力電力を向上させる手法として発振器トランジスタのエミッタに、基本波周波数で開放状態、高調波周波数で短絡状態となる回路の設置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。これにより、コルピッツ型高調波発振器の高調波信号の帰還を遮断し、高調波出力電力の向上が可能となると報告されている。

特開平８−２３２２９号公報 "A Low Phase Noise 19GHz-band VCO using Two Different Frequency Resonators",IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Digest,pp.2189-2191,2003. "A monolithic integrated 150 GHz SiGe HBT Push-Push VCO with simultaneous differential V-band output",IEEE MTT-S International. Microwave Symposium. Digest,pp.877-880,2003.

発振器には位相雑音が抑制されていることが要求される。すなわち、出力信号の周波数スペクトルがデルタ関数的に鋭いことが要求される。さらに、近年では、低位相雑音の他に高出力電力であることも要求されるようになった。なぜならば、民生用レーダーや携帯電話内で用いられる発振器の出力電力が向上することによって、発振器の出力電力を増幅するために使用される多段増幅器の段数を減らすことができる。これによって、システム全体の低コスト化及び低消費電力化が図れるためである。

発振器の物理的サイズに上限が無ければ、物理的サイズの大きい共振器を用いて高出力かつ低位相雑音の発振器を作成することが可能である。また、複数の発振器の出力電力を合成するという手法も可能となる。

しかしながら、実際の多くの場合おいて、発振器には物理的サイズの上限がある程度決められている。発振器の物理的サイズが決められている場合には、出力電力を向上させるための手法の多くは位相雑音を劣化させる。

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、その目的は、回路全体の物理的サイズをほとんど変えることなく、かつ位相雑音を劣化させることなく出力電力を向上させることができる２倍波発振器を得るものである。

この発明に係る２倍波発振器は、直列正帰還構成であり、かつ基本波信号の出力を抑制して回路内部で発生した１ＧＨｚ以上２００ＧＨｚ以下の２倍波信号を出力する２倍波発振器であって、ベース端子、第１及び第２のエミッタ端子、並びにコレクタ端子を有するトランジスタと、前記ベース端子に接続された共振回路と、前記コレクタ端子に接続され、基本波信号を反射する整合回路と、前記第１のエミッタ端子に接続され、線路長が基本波信号の半波長の整数倍に基本波信号の波長の４分の１を加えた長さのマイクロ波線路ショートスタブと、前記第２のエミッタ端子に接続され、前記第１のエミッタ端子に接続されたマイクロ波線路ショートスタブの線路長とは異なる任意の線路長を有するマイクロ波線路ショートスタブによって構成された接地回路とを備え、前記第１のエミッタ端子からグラウンド側を見た２倍波信号の負荷インピーダンスと、前記第２のエミッタ端子からグラウンド側を見た２倍波信号の負荷インピーダンスとの合成インピーダンスは、実部が０Ωから＋２０Ωまでの範囲、虚部が−２０Ωから＋２０Ωまでの範囲であるものである。

この発明に係る２倍波発振器は、回路全体の物理的サイズをほとんど変えることなく、かつ位相雑音を劣化させることなく出力電力を向上させることができるという効果を奏する。

実施の形態１．
この発明の実施の形態１に係る２倍波発振器について図１から図４までを参照しながら説明する。図１は、この発明の実施の形態１に係る２倍波発振器の構成を示す図である。なお、各図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。

図１において、この発明の実施の形態１に係る２倍波発振器は、直列正帰還構成であって、２つのエミッタ端子（Ｅ）を有するトランジスタ１と、共振回路２と、接地回路３と、整合回路４と、信号の出力端子５と、λ／４ショートスタブ６とが設けられている。

トランジスタ１が、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）の場合、エミッタ端子（Ｅ）、ベース端子（Ｂ）、及びコレクタ端子（Ｃ）は、ソース端子、ゲート端子、及びドレイン端子とそれぞれ読み替える。

共振回路２は、ベース端子（Ｂ）に接続してもよいし、２つのエミッタ端子（Ｅ）のいずれか一方に接続してもよい。

接地回路３は、マイクロ波線路ショートスタブであり、共振回路２とは逆に、２つのエミッタ端子（Ｅ）のいずれか一方に接続してもよいし、ベース端子（Ｂ）に接続してもよい。

λ／４ショートスタブ６は、線路長が基本波信号の半波長の整数倍に基本波信号の波長の４分の１を加えた長さのマイクロ波線路ショートスタブであり、２つのエミッタ端子（Ｅ）のいずれか一方に接続される。

トランジスタ１の入力端から共振回路２側を見た負荷インピーダンスをＺｂ、トランジスタ１の出力端から出力端子５側を見た負荷インピーダンスをＺｃ、トランジスタ１のエミッタ端子（Ｅ）からグラウンド側を見た負荷インピーダンスをＺｅと記す。また、基本波周波数（基本波信号）に対する負荷インピーダンスである場合にはＺｂ（１ｆ）、Ｚｃ（１ｆ）、Ｚｅ（１ｆ）と記し、２倍波周波数（２倍波信号）に対する負荷インピーダンスである場合にはＺｂ（２ｆ）、Ｚｃ（２ｆ）、Ｚｅ（２ｆ）と記す。

つぎに、この実施の形態１に係る２倍波発振器の動作について図面を参照しながら説明する。

回路解析及び回路シミュレーションの結果、直列正帰還構成の２倍波発振器の出力電力は、負荷インピーダンスＺｅ（２ｆ）に強く依存することが判明した。特に、負荷インピーダンスＺｅ（２ｆ）をショート近傍とすることで出力電力の最大値が得られることが判明した。直列正帰還構成の２倍波発振器では、基本波信号の正帰還を生じさせるために、負荷インピーダンスＺｅ（１ｆ）は、ショート以外のインピーダンスに設計する必要がある。この時、負荷インピーダンスＺｅ（２ｆ）も一般にショート以外のインピーダンスとなってしまう。

そこで、位相雑音を支配的に決める負荷インピーダンスＺｂ（１ｆ）、Ｚｃ（１ｆ）、Ｚｅ（１ｆ）は一定値に保ったまま、負荷インピーダンスＺｅ（２ｆ）のみをショート近傍のインピーダンスに変換するλ／４ショートスタブ（線路長が基本波信号の半波長の整数倍に基本波信号の波長の４分の１を加えた長さのマイクロ波線路ショートスタブ）６を付加することで位相雑音の劣化を伴わずに出力電力を向上させることができる。

背景技術の欄で述べたコルピッツ型高調波発振器で、トランジスタのエミッタに、基本波周波数で開放状態、高調波周波数で短絡状態となる回路の設置が提案されているが、今回、直列正帰還構成の２倍波発振器においても、エミッタにλ／４ショートスタブのような２倍波周波数で短絡状態となる回路を設置することが有用であることが判明した。しかしながら、上記のコルピッツ型高調波発振器で提案された手法と同様の手法を出力周波数が高い（１ＧＨｚ以上）発振器で用いた場合、負荷インピーダンスＺｅ（２ｆ）をショート近傍のインピーダンスにするためには、λ／４ショートスタブをエミッタ端子の直近に取り付ける必要がある。高い出力周波数の発振器において、１つのエミッタ端子直近に複数の回路や線路を取り付けると、トランジスタ周辺の線路同士が干渉を起こすために、発振器の特性が逆に低下することが予想される。

そこで、多くのトランジスタは、エミッタ端子を２箇所以上有することを利用して、１箇所のエミッタ端子には負荷インピーダンスＺｅ（１ｆ）を設定するための接地回路３を、別の１箇所のエミッタ端子には負荷インピーダンスＺｅ（２ｆ）を設定するためのλ／４ショートスタブ６を接続することで、トランジスタ１の周辺の線路同士の干渉を低減することができる。

このλ／４ショートスタブ６は、基本波信号に対してはオープンとして機能する（何も付いていない状態と同じように機能する）。従って、λ／４ショートスタブ６の接続により負荷インピーダンスＺｅ（１ｆ）を変えることなく、負荷インピーダンスＺｅ（２ｆ）を変化させることが可能となる。

λ／４ショートスタブ６を接続した効果を示すために、まず、図５の直列正帰還構成の２倍波発振器の発振特性をシミュレートしたので、その計算例を示す。

図２は、負荷インピーダンスＺｅ（２ｆ）の変化時における直列正帰還構成の２倍波発振器の出力電力ロードプル・シミュレーション結果を示す図である。図２において、（ａ）は、Ｚｅ（２ｆ）＝１７．３５−ｊ１４４．０５［Ω］、（ｂ）は、Ｚｅ（２ｆ）＝０［Ω］の場合を示す。

基本波周波数１ｆ＝１９．９ＧＨｚ、２倍波周波数２ｆ＝３９．８ＧＨｚとなるよう、負荷インピーダンスＺｂ（１ｆ）、Ｚｃ（１ｆ）、Ｚｅ（１ｆ）を設定した。基本波周波数１ｆ＝１９．９ＧＨｚで充分な正帰還を得るために、トランジスタ１の接地端子（エミッタ端子）とグラウンドの間の線路長は２１９０μｍとした。このとき、負荷インピーダンスＺｅ（２ｆ）は、Ｚｅ（２ｆ）＝１７．３５−ｊ１４４．０５［Ω］となり、Ｚｅ（２ｆ）＝０（ショート）とは大きく異なった値となっている。

図２（ａ）は、以上の従来の２倍波発振器において、負荷インピーダンスＺｃ（２ｆ）を変化させた時の出力電力のシミュレーション結果を、０．５ｄＢ間隔の等高線で示す。出力側の整合回路４の２倍波インピーダンス整合を行い、負荷インピーダンスＺｃ（２ｆ）を最適化させた場合には、最大１４．９４ｄＢｍの出力電力が得られる計算結果となった。

次に、λ／４ショートスタブ６を接続することにより、負荷インピーダンスＺｅ（１ｆ）は変化させずに、負荷インピーダンスＺｅ（２ｆ）のみをショート近傍にして上記と同じシミュレーションを行なった。この結果を図２（ｂ）に示す。負荷インピーダンスＺｅ（２ｆ）をショート近傍とすることで、出力電力の最大値は１７．９３ｄＢｍに向上する計算結果が得られた。

λ／４ショートスタブ６を接続しても、発振周波数及び位相雑音を支配的に決める基本波インピーダンスは変化しない。従って、λ／４ショートスタブ６の接続による、発振周波数の変動や位相雑音の増大は生じない。

図３は、負荷インピーダンスＺｅ（２ｆ）の変化時における直列正帰還構成の２倍波発振器のスペクトル及び位相雑音シミュレーション結果を示す図である。図３において、（ａ）は、Ｚｅ（２ｆ）＝１７．３５−ｊ１４４．０５［Ω］、（ｂ）は、Ｚｅ（２ｆ）＝０［Ω］の場合を示す。

つまり、図３（ａ）はλ／４ショートスタブ６を接続する前、図３（ｂ）は接続した後のシミュレーション結果である。λ／４ショートスタブ６の接続によって、発振周波数の変動や位相雑音の増大は生じていないことがわかる。

従来の直列正帰還型２倍波発振器（図５）と、本実施の形態１（図１）を比較してもわかるように、追加する回路はλ／４ショートスタブ６だけであり、発振器の物理的サイズはほぼ変化しない。

図４は、各負荷インピーダンスＺｅ（２ｆ）における直列正帰還構成の２倍波発振器の出力電力ロードプル・シミュレーション結果を示す図である。図４において、（ａ）は、Ｚｅ（２ｆ）＝２０［Ω］、（ｂ）は、Ｚｅ（２ｆ）＝２０＋ｊ２０［Ω］、（ｃ）は、Ｚｅ（２ｆ）＝２０−ｊ２０［Ω］の場合を示す。

負荷インピーダンスＺｅ（２ｆ）は、図４（ａ）〜（ｃ）に示すように、厳密にショートでなくとも、実部が０〜＋２０Ω、虚部が−２０〜＋２０Ωの範囲であれば出力電力の向上が見込める。

２倍波発振器におけるトランジスタ１のエミッタ端子（Ｅ）群のうち、接地回路３が接続されたエミッタ端子（Ｅ）とは別のエミッタ端子（Ｅ）にλ／４ショートスタブ６を接続することにより、エミッタ端子から見た２倍波信号の負荷インピーダンスを最適化させ、回路全体の物理的サイズの変化、位相雑音の劣化、トランジスタ周辺の線路の干渉を抑制して２倍波信号の出力電力を向上させることが可能となる。

すなわち、この発明の実施の形態１に係る２倍波発振器は、トランジスタ１の２つのエミッタ端子のうち１箇所に接地回路３を、別の１箇所にλ／４ショートスタブ６を接続することにより、発振器の物理的サイズを変えることなく、かつ位相雑音を劣化させることなく高調波出力電力を向上させることができる。

実施の形態２．
この発明の実施の形態２に係る２倍波発振器について説明する。

上記の実施の形態１では、基本波信号に対してオープンとなるλ／４ショートスタブ６について説明したが、基本波信号に対して非オープンのマイクロ波線路ショートスタブを接続しても良い。ただし、この場合には、接地回路３の基本波信号の負荷インピーダンスを再度設計する必要がある。例えば、接地回路３の長さを変える。

この発明の実施の形態１に係る２倍波発振器の構成を示す図である。負荷インピーダンスＺｅ（２ｆ）の変化時における直列正帰還構成の２倍波発振器の出力電力ロードプル・シミュレーション結果を示す図である。負荷インピーダンスＺｅ（２ｆ）の変化時における直列正帰還構成の２倍波発振器のスペクトル及び位相雑音シミュレーション結果を示す図である。各負荷インピーダンスＺｅ（２ｆ）における直列正帰還構成の２倍波発振器の出力電力ロードプル・シミュレーション結果を示す図である。従来の２倍波発振器の構成を示す図である。

符号の説明

１トランジスタ、２共振回路、３接地回路（マイクロ波線路ショートスタブ）、４整合回路、５出力端子、６ λ／４ショートスタブ（マイクロ波線路ショートスタブ）。

Claims

直列正帰還構成であり、かつ基本波信号の出力を抑制して回路内部で発生した１ＧＨｚ以上２００ＧＨｚ以下の２倍波信号を出力する２倍波発振器であって、
ベース端子、第１及び第２のエミッタ端子、並びにコレクタ端子を有するトランジスタと、
前記ベース端子に接続された共振回路と、
前記コレクタ端子に接続され、基本波信号を反射する整合回路と、
前記第１のエミッタ端子に接続され、線路長が基本波信号の半波長の整数倍に基本波信号の波長の４分の１を加えた長さのマイクロ波線路ショートスタブと、
前記第２のエミッタ端子に接続され、前記第１のエミッタ端子に接続されたマイクロ波線路ショートスタブの線路長とは異なる任意の線路長を有するマイクロ波線路ショートスタブによって構成された接地回路と
を備え、
前記第１のエミッタ端子からグラウンド側を見た２倍波信号の負荷インピーダンスと、前記第２のエミッタ端子からグラウンド側を見た２倍波信号の負荷インピーダンスとの合成インピーダンスは、実部が０Ωから＋２０Ωまでの範囲、虚部が−２０Ωから＋２０Ωまでの範囲である
ことを特徴とする２倍波発振器。
直列正帰還構成であり、かつ基本波信号の出力を抑制して回路内部で発生した１ＧＨｚ以上２００ＧＨｚ以下の２倍波信号を出力する２倍波発振器であって、
ゲート端子、第１及び第２のソース端子、並びにドレイン端子を有する電界効果トランジスタと、
前記ゲート端子に接続された共振回路と、
前記ドレイン端子に接続され、基本波信号を反射する整合回路と、
前記第１のソース端子に接続され、線路長が基本波信号の半波長の整数倍に基本波信号の波長の４分の１を加えた長さのマイクロ波線路ショートスタブと、
前記第２のソース端子に接続され、前記第１のソース端子に接続されたマイクロ波線路ショートスタブの線路長とは異なる任意の線路長を有するマイクロ波線路ショートスタブによって構成された接地回路と
を備え、
前記第１のソース端子からグラウンド側を見た２倍波信号の負荷インピーダンスと、前記第２のソース端子からグラウンド側を見た２倍波信号の負荷インピーダンスとの合成インピーダンスは、実部が０Ωから＋２０Ωまでの範囲、虚部が−２０Ωから＋２０Ωまでの範囲である
ことを特徴とする２倍波発振器。