DE2826767A1

DE2826767A1 - Schaltungsanordnung zur erzeugung und stabilen verstaerkung breitbandiger rf-signale

Info

Publication number: DE2826767A1
Application number: DE19782826767
Authority: DE
Inventors: S Hardial Gill; Othmar Tegel
Original assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Current assignee: Bosch Telecom GmbH
Priority date: 1978-06-19
Filing date: 1978-06-19
Publication date: 1979-12-20
Also published as: US4270099A; BR7903840A; CA1139851A; FR2429519B1; JPS551797A; FR2429519A1; DE2826767C3; ATA429079A; DE2826767B2; AT378870B

Description

Licentia Patent-Verwaltungs-GmbH NE2-BK/Th/jo

BK 77/11¹I + 78/22

Schaltungsanordnung zur Erzeugung und stabilen Verstärkung breitbandiger RF-Signale

Gegenstand der Erfindung ist eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung und stabilen Verstärkung breitbandiger RF-Signale, die als ein- oder mehrkreisige Ausführung ein oder.mehrere aktive Halbleiterbauelemente und eine oder mehrere Abstimmvorrichtungen enthält, die in einem für den Betriebsfrequenzbereich unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen rechteckförmigen Hohlleiter angeordnet sind.

Zur Erzeugung und Verstärkung von RF-Signalen mit Halbleiterbauelementen stehen neben bipolaren Transistoren für Frequenzen bis ca. 5 GHz für höhere Frequenzbereiche vorwiegend FET-Transistoren sowie Gunn- und Impatt-Dioden zur Verfügung.

Will man im Frequenzbereich größer als 5 GHz mit FDM-Anlagen bei Ausgangsleistungen > 1 W und gleichzeitig hoher Stufenverstärkung (20 dB) z. B. mehr als 1000 Gesprächskanäle oder andere Breitbandsignale übertragen, so verwendet man injektionssynchronisierte

-H-

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Λ-

Impatt-Oszillatoren. Für die obigen Forderungen sind Synchronisierbandbreiten von über 100 MHz notwendig, um eine verzerrungsfreie Übertragung zu gewährleisten. Der Zusammen-, hang zwischen Synchronisierbandbreite B , , dem Verhältnis von Eingangs- und Ausgangsleistung (Stufenverstärkung)

ei ri
ρ , der Frequenz des freilaufenden Oszillators f_n und der

aus
externen Güte Q ist für den lnjektionssynchronisierten Os-

2f P zillator durch die bekannte Beziehung B , = -j-^- ( )^1/2 gegeben.

Gunn- und Impatt-Dioden finden genauso wie in injektionssynchronisierten Oszillatoren auch in breitbandigen Reflexionsverstärkern Anwendung. Den grundsätzlichen Aufbau, der für einen lnjektionssynchronisierten Oszillator bzw. einen Reflexionsverstärker der gleiche ist, zeigt die Fig. 1 mit einer an Tor 3 des Zirkulators angeschlossenen Schaltungsanordnung 1, die ein oder mehrere aktive Halbleiterbauelemente - z. B. Gunn- oder Impatt-Dioden - enthält.

Prinzipielle Ersatzschaltbilder von Impatt- und Gunn-Dioden mit Gehäuse sind in den Fig. 2a und 2b angegeben. Dabei stellt in Fig. 2a das Netzwerk 2 das Ersatzschaltbild der Impatt-Diode mit dem negativen Widerstand 3 und das Netzwerk 4 das Ersatzschaltbild des Diodengehäuses dar (vgl. M.S. Gupta: "Large signal equivalent circuit for Impatt-Diode characterization and its application to amplifiers." IEE-Trans. Microwave Theory Tech. vol. MTT-21, Nov. 1973, PP- 689 - 694).

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Ebenso zeigt die Fig. 2b das Ersatzschaltbild 5 der Gunn-Diode mit dem negativen Widerstand 6 (vgl. Gunn Diode Circuit Handbook, Microwave Association /HB 9000/ Febr. 1971, S. 8) und das Gehäuseersatzschaltbild 7· Die Eingangsimpedanz der beiden Ersatzschaltungen sei Z-. = R~ + jX_D> wobei R_D einen negativen Wert annimmt, aufgrund des negativen Wirkwiderstandes der Impatt- bzw. Gunn-Diode. Die Reaktanz X„ kann sowohl kapazitiv als auch induktiv sein.

In dem Bereich, in dem die Verstärkerstufe eine stabile Ver-

R₁ R

L +

Stärkung nach der bekannten Beziehung G = [ -5

] , mit

R. dem Lastwiderstand, haben soll, muß durch eine Schaltungsanordnung im Bereich des aktiven Halbleiterbauelements dafür gesorgt werden, daß die Reaktanz X_ß durch den Blindanteil der Last X. kompensiert wird (X. = -Xr₅)- Schwierigkeiten bestehen vorwiegend bei der breitbandigen Realisierung der erwünschten Lasttransformation, da einmal der Betrag des Diodenwirkwiderstandes z. B. bei Impatt-Dioden sehr niederohmig C= 0,8q) und der induktive oder kapazitive Blindanteil relativ hochohmig (20Q- 40 0) sein kann, was einer hohen Diodengüte von etwa 20 entspricht. Zudem stellen die Dioden mit Gehäuse, wie aus Fig. 2a und 2b hervorgeht, mehrkreisige Anordnungen dar, die ihre Impedanz auch noch durch Fertigungsstreuungen und durch die Wahl des Arbeitspunktes bzw. der Aussteuerung erheblich ändern (Unterschied zwischen Klein- und Großsignalbetrieb).

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Aus der Literatur (HP Application Note 935 3/1972) sind injektionssynchronisierte Oszillatoren und Reflexionsverstärker bekannt, die Koaxial- oder Koaxial-Hohlleiter-Anordnungen verwenden, bei denen die Transformation der Diodenimpedanz meistens einkreisig erfolgt. Es sind auch mehrkreisige Koaxial- und Streifenleitungsschaltungen bekannt, bei denen aber keine ausreichenden Abgleichmöglichkeiten vorhanden sind, die Frequenzänderungen, Halbleiter- und Fertigungsstreuungen ausreichend aufnehmen können. Bei diesen Ausführungen werden externe Güten erreicht, die den Anforderungen an Breitbandigkeit nicht genügen.

Es wurde bereits ein breitbandiger Mikrowellen-Oszillator vorgeschlagen in P 27 10 164.0, der aus einem unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter besteht, mit einem-Längsschlitz in der Schmalseite des Hohlleiters, durch den die Energie in einen Koppelhohlleiter ausgekoppelt wird, dessen Querschnitt die Existenz der ausgekoppelten Grundwelle zuläßt. In der Nähe dieser Auskopplung befinden sich das aktive Halbleiterbauelement und mindestens eine veränderbare Zusatzkapazität. Mit Hilfe dieser Anordnung lassen sich zwar kleinere externe Güten als mit älteren Lösungen erreichen, es ist aber nicht möglich, eine externe Güte zu erhalten, die kleiner ist als die Güte des.Halbleiterbauelements. Um z. B. 1800 Gespräche mit einem injektionssynchronisierten Oszillator mit einer Stufenverstärkung von

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20 dB zu übertragen, ist nach der Beziehung zwischen Synchronisierbandbreite, externer Güte und Stufenverstärkung (Formel s. o.) eine externe Güte Q ^ 10 erforderlich, womit diese weit unterhalb der Eigengüte ("*20) z. B. einer Impatt-Diode liegt. Die obige Schaltungsanordnung läßt sich zudem nur sehr schwer mehrkreisig realisieren und ist in diesem Fall nicht einfach abzustimmen.

Die Aufgabe der Erfindung ist daher, eine ein- oder mehrkreisige Schaltungsanordnung zu schaffen, die entweder als injektionssynchronisierter RF-Leistungsoszillator zur übertragung von breitbandigen Signalen oder als breitbandiger stabiler Reflexionsverstärker einfach aufgebaut ist, mit guten Abgleichmöglichkeiten für die Frequenz- und Lasttransformation, um auch externe Güten zu erreichen, die kleiner sind als die Eigengüte der Halbleiterbauelemente.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Schaltungsanordnung aus einem weit unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Rechteckhohlleiter mit einer Einrichtung zur Gleichspannungszuführung für das (die) Halbleiterbauelement (e) besteht, an den sich in axialer Richtung ein oder mehrere Hohlleiterabschnitte zur Querschnittsanpassung auf den für die Betriebsfrequenz ausgelegten Rechteckhohlleiter anschließen, die die gleiche Breite wie dieser Hohlleiter, aber eine ihm gegenüber reduzierte Höhe besitzen,

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daß die Abstimmvorrichtungen der Schaltung aus einer oder mehreren kapazitiv wirkenden Abstimmschrauben besteht und aus einem auf der dem Ausgang des Hohlleiters abgewandten Seite angeordneten induktiv wirkenden Kurzschlußschieber oder einer Blindleitung mit verschiebbarem Dielektrikum.

Eine vorteilhafte Weiterbildung der Schaltungsanordnung ist dadurch gegeben, daß die kapazitiv wirkende(n) Abstimmschraube (n) beidseitig des (der) Halbleiterbauelements(e) im unterhalb der Grenzfreqaenz betriebenen Hohlleiter und/oder in dem (den) zur Querschnittsanpassung dienenden Hohlleiterabschnitt(en) angebracht sind.

Eine zusätzliche Weiterbildung ergibt sich dadurch, daß die Gleichspannungszuführung über sin unmittelbar an dem (den) Halbleiterbauelement(en) angeordnetes, mindestens zweikreisiges Sperrfilter mit λ/4 Kopplung, mit einem integrierten Absorber und einem Transformationsstück geschieht und daß eine Vorspannungsschaltung zwischen Gleichspannungsquelle und Sperrfilter angeordnet ist, besonders wenn als aktives Halbleiterbauelement eine Impatt-Diode verwendet wird.

Die Erfindung wird anhand des in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert.

Fig. 1 zeigt den prinzipiellen Aufbau eines injektions-BK 77/114 + 78/22 QO9851/O50S - 9 -

synchronisierten Oszillators bzw. eines Reflexionsverstärkers,

Fig.2a,2b stellen die bekannten Ersatzschaltbilder der Impatt-Diode 2a bzw. Gunn-Diode 2b unter Berücksichtigung des Diodengehäuses dar,

Fig. 3 zeigt die Draufsicht und

Fig. U die Seitenansicht eines erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels der Schaltungsanordnung für einen injektionssynchronisierten Oszillator bzw. Reflexionsverstärker,

Fig. 5 die Ersatzschaltung der Anordnung nach Fig. 3, 4

Fig. 6 stellt ein zweikreisiges Sperrfilter dar, welches direkt an der Diode angeordnet wird, zur Unterdrückung von Schwingungen außerhalb des Betriebsbereichs und

Fig. 7 zeigt eine Vorspannungsschaltung, besonders für Impatt-Dioden, zur Unterdrückung von Schwingungen in den tieferen Frequenzbereichen.:

In Fig. 3 bzw. 4 ist eine Hohlleiteranordnung wiedergegeben, die aus einem für den Betriebsfrequenzbereich unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter 8 und einem Übergang 9 zur Querschnittsanpassung auf den für die Betriebsfrequenz ausgelegten Hohlleiter 10 besteht. Die hier dargestellte Schaltung ist eine zweikreisige Anordnung mit einer Diode 11 im unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter 8, die induktiv gekoppelt ist,

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mit einer im übergang 9 angeordneten kapazitiv wirkenden Abstimmschraube 12. Als induktiv wirkende Abstimmvorrichtung ist ein Kurzschlußschieber 13 an der dem Ausgang des Hohlleiters 8 abgewandten Seite angebracht. Neben den Abstimmvorrichtungen, Abstimmschraube und Kurzschlußschieber, haben die Dimensionierung des unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiters 8 und des Übergangs 9 und der Abstand zwischen der Diode 11 und der Abstimmschraube 12 Einfluß auf die Last- und Frequenztransformation.

Fig. 5 zeigt das Ersatzschaltbild der zweikreisigen Schaltungsanordnung, in dem die der Diode parallelgeschaltete veränderbare Induktivität 14 die Wirkung des Kurzschlußschiebers 13 und die variable Kapazität 15 die Wirkung der Abstimmschraube 12 wiedergibt. Die in den Längszweig geschaltete Induktivität 16 charak* terisiert die Hohlleiterabmessungen und den Abstand zwischen Diode und Abstimmschraube.

Da einige der in Frage kommenden Halbleiterbauelemente außer in dem Betriebsfrequenzbereich auch bis zu sehr tiefen und sehr hohen Frequenzen einen negativen Widerstand bieten, ist es notwendig, durch eine entsprechende Schaltung in der Gleichspannungszuführung Schwingungen außerhalb des Betriebsbereichs zu verhindern. Dazu wird eine mehrkreisige koaxiale Bandsperre verwendet.

In Fig. 6 handelt es sich um eine zweikreisige λ/4 gekoppelte Bandsperre mit einem integrierten Abschlußwiderstand 17 und einem Transformationsstück 18, das unmittelbar mit der Dioden-

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ebene kurzgeschlossen ist. Fig. 4 zeigt, wie die Bandsperre 20 in der Vorrichtung für die Gleichspannungszuführung 21 an der Diode 11 angeordnet ist. Die Gleichstromspeisung, die je nach Art des Halbleiterbauelements, d.h. bei Gunn- oder Impatt-Dioden aus Konstant-Spannungs- oder Konstant-Stromquellen erfolgt, muß besonders bei Impatt-Dioden durch eine zusätzliche Schaltung ergänzt werden, damit niederfrequente Schwingungen in der Gleichspannungszuführung, die von der Bandsperre nicht mehr erfaßt werden, vermieden werden. Eine solche Schaltung 19 wird, wie Fig. 7 zeigt, an die Bandsperre 20 angeschlossen.

Die oben beschriebene Schaltungsanordnung bietet die Vorteile eines einfachen konzentrierten Aufbaus und ermöglicht es mit relativ einfachen Mitteln genügend Abstimmelemente unterzubringen für ein- oder mehrkreisige Schaltungen. Schon die einfache, zweikreisige Anordnung des Ausführungsbeispiels ist in der Lage, externe Güten zu erreichen, die weit unterhalb der Diodeneigengüte liegen. Ein lnjektionssynchronisierter Oszillator hatte mit dieser Schaltung unter der Verwendung einer Impatt-Diode mit einer Eigengüte von etwa 25 im 6 GHz-Bereich folgende Daten: Ausgangsleistung ·£ 2 W, Verstärkung ^ 20 dB, Synchronisierbandbreite 5· 150 MHz, externe Güte Ii 10, Durchstimmbereich in der RF-Ebene > 10 %.

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Claims

Licentia Patent-Verwaltungs-GmbH NE2-BK/Th/jo

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Schaltungsanordnung zur Erzeugung und stabilen Verstärkung breitbandiger RF-Signale

Patentansprüche

Schaltungsanordnung zur Erzeugung und stabilen Verstärkung breitbandiger RF-Signale, die als ein- oder mehrkreisige Ausführung ein oder mehrere aktive Halbleiterbauelemente und eine oder mehrere Abstimmvorrichtungen enthält, die in einem für den Betriebsfrequenzbereich unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen rechteckförmigen Hohlleiter angeordnet sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung aus einem weit unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Rechteckhohlleiter (8) mit einer Einrichtung zur Gleichspannungszuführung (21) für das (die) Halbleiterbauelement(e) (11) besteht, an den sich in axialer Richtung ein oder mehrere Hohlleiterabschnitte (9) zur Querschnittsanpassung auf den für die Betriebsfrequenz ausgelegten Rechteckhohlleiter (10) anschließen, die die gleiche Breite wie dieser Hohlleiter (10) aber eine ihm gegenüber reduzierte Höhe besitzen, daß die Abstimmvorrichtungen der Schaltung aus einer oder mehreren kapazitiv wirkenden Abstimmschrau-

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ORIGINAL INSPECTED

ben besteht und aus einem auf der dem Ausgang des Hohlleiters (8) abgesandten Seite angeordneten induktiv wirkenden Kurzschlußschieber (13) oder einer Blindleitung mit verschiebbarem Dielektrikum.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die kapazitiv wirkende(n) Abstimmschraube(n) beidseitig des (der) Halbleiterbauelements(e) im unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter (8) und/oder in dem (den) zur Querschnittsanpassung dienenden Hohlleiterabschnitt(en) angebracht sind.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichspannungszuführung über ein unmittelbar an dem (den) Halbleiterbauelement(en) (11) angeordnetes, mindestens zweikreisiges Sperrfilter (20) mit λ/4 Kopplung, mit einem integrierten Absorber (17) und einem Transformationsstück (18) geschieht.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine Vorspannungsschaltung (19) zwischen Gleichspannungsquelle und Sperrfilter (20) angeordnet ist, besonders wenn als aktives Halbleiterbauelement eine Impatt-Diode verwendet wird.

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