DE2240859C3 - Mikrowellen-Reflexionsverstärker - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Mikroweln-Reflexionsverstärker gemäß dem Oberbegriff des nspruchs 1.

Ein derartiger Verstärker ist in IEEE-Journal of Solid täte Circuits, Bd. SC-5, Nr. 6, Dezember 1970, S. 354 ff Eschrieben. Die der Leistungserhöhung dienende Par- ^h0 llelschallung der Mitlaufoszillatoren erfordert bei dem ekannten Verstärker umfangreiche und komplizierte inrichtungen zur Aufspaltung der Eingangsleistung, ie den einzelnen Verstärkerelementen zugeführt weren soll, und zur Vereinigung der Ausgangsleistung die- ^6s ;r Verstärkerelemente. Außerdem ist es schwierig, die arallelgeschalteten Verstärkerelemente so zu justieen, daß sie in richtiger Phasenbeziehung zueinander

859 stellen. Diese i'hasenbc/k'hunji muß überdies wühlend des Betriebs erhalten bleiben.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Mikrowellen-Reflexionsverstärker der eingangs genannten Art derart weiterzubilden, daß eine gerätetechnisch einfachere Parallelschaltung der einzelnen Verstärkerschaltungen ermöglicht wird. Die Lösung dieser Aufgabe ist im Anspruch 1 gekennzeichnet.

Vorteilhafte Ausgestaltungen bzw. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird im folgenden an Hand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der zugehörigen Zeichnung erläutert, in der Zeichnung zeigt

F i g. 1 eine Schaltung eines zweistufigen Verstärkers,

Fig. IA eine Schaltung eines zweistufigen Verstärkers mit elektrisch abstimmbaren 1. und 2. Stufen gemäß einer anderen Ausführungsform,

F i g. 2 eine Aufsicht auf den Aufbau des Verstärkers nach Fi g. 1,

F i g. 3 eine perspektivische Ansicht der zusammengefügten Packung des Verstärkers nach F i g. 1 und 2,

F i g. -1 eine Verstärkerführung mit negativem Widerstand,

F i g. 5 eine andere Ausführungsform der Erfindung,

F i g. 6 eine weitere Abwandlung, die in einer der Ausführungsformen vorgenommen werden kann.

Gemäß F i g. 1 und 2 weist die Mikrowellen-Verstärkereinheit erste und zweite Verstärkerstufen 11 und 12 und zwei Mikrowellen-Ferritzirkulatoren 13 und 14 auf, die auf einer leitenden metallischen Basis 15 angeordnet sind. Die Schaltungen für die erste und zweite Stufe sind in Dünnfilmtechnik auf Saphirsubstraten 16 und 17 mit 0,25 mm Dicke hergestellt, wobei diese Substrate auf Kupferträger 18 bzw. 19 mit 0,8 mm Stärke aufgeklebt sind.

Der Eingang der ersten Verstärkerstufe 11 ist über eine Eingangsdurchführung 21 zugänglich, die mit dem ersten Zirkulatorelement 22 über eine Eingangsöffnung 23 in Verbindung steht. Die eigentliche erste Verstärkerstufe ist über eine zweite Öffnung 24 an das Zirkulatorelement 22 angeschlossen. Die erste Verstärkerstufe umfaßt eine Wellenleitung 20 mit 50 Ω, die mit einem Kondensator 25 von ungefähr 18,6 pF verbunden ist, der sich am Eingangsende einer anderen Wellenleitung 26 mit einem Wellenwiderstand von ungefähr 109 Ω befindet und bei 11 GHz eine Viertelwellenlänge lang ist. Die Wellenleitung 26 dient dazu, den 50-Ω-Είη-gang auf eine niedrigere Impedanz von 2 Ω herabzusetzen. Eine Varaktor-Diode 27, eine Induktivitätsleitung 28 von ungefähr 0,6 μH und eine Avalanche-Diode 29 sind mit dem inneren Ende der Wellenleitung 26 in Reihe geschaltet.

Die Avalanche-Diode 29 ist als integrierter Bestandteil einer austauschbaren Trag- und Kühlvorrichtung 18 angeordnet, die auch als elektrische Masse für die Diode dient. Dies ergibt einen wesentlichen Vorteil be züglich des thermischen und elektrischen Verhalten; gegenüber herkömmlichen Anordnungen, bei denen di( Avalanche-Dioden auf unabhängigen Kühlvorrichtun gen angeordnet sind und eine elektrische Verbindungs schaltung mit dem System erfordern. Die Avalanche Diode ist auf dem Träger 18 neben dem Rand de: Schaltungssubstrates 16 angeordnet, wo nur eine kurz« Induktivitätsleitung 28 zur Verbindung der beiden Di öden erforderlich ist.

Die Schallung zur Abgabe einer Gleichspannung für die Dioden umfaßt ein Quarzsubstrat 30, auf dem eine Leitung hoher Impedanz mit einem Widerstand 31 von 10 Ω und eine Wellenleitung 32 angeordnet ist, die bei jcr Miticnfrcqucn/ eine Viertelwellenlünge lang isi. Außerdem befindet sich auf dem Substrat 30 der auf dem Träger 18 angeordnete Kondensator 33 m^:t 18 pF. Diese Leitung hoher Impedanz ist an einem Ende mit der Verbindungsstelle der Varaktor-Diode 27 und der Induktionsspule 28 und am anderen Ende mit einer Spannungsquelle für +80 V über eine Durchführung 33' verbunden. Eine ähnliche Wellenleitung hoher Impedanz umfaßt einen Widerstand 34 mit 10Ω, eine Vicriclwcllenleitung 35 und den Kondensator 36 mit !8 pF und ist mit der Varaktor-Diode 27 an deren Verbindungssteile mit der Wellenieitung 25 verbunden. Diese Leitung hoher Impedanz ist gleirhspannungsmäßig über eine Durchführung 36' und das externe Potentiometer 37 von ungefähr 25 kΩ mit der Gleichspannungsquelle verbunden. Durch Einstellung des Polentiometerabgriffs kann die Spannung an der Varaktor-Diode 27 über einen Bereich von 0 bis 60 V verstellt und die Oszillatorschaltung mit der Avalanche-Diode über das Betriebsfrequenzband des Systems verstimmt werden.

Um das Betriebsverhalten der Oszillatorschaltung mit der Avalanche-Diode optimal zu machen, ist es erforderlich, die parasitären Effekte zu überwachen. Die Wellenleitung 26 formt den Realteil der Eingangsimpedanz von 50 Ω auf ungefähr 2 Ω um. Der Reihenwiderstand der Varaktor-Diode 27 ist ungefähr 1,9 Ω bei 0 V und ungefähr 0,9 Ω bei der Durchbruchsspannung. Dieser Reihenwiderstand wird direkt zu dem Realteil der auf 2 Ω transformierten Leitungsimpedanz hinzugefügt. Da der negative Widerstand der Avalanche-Diode mit zunehmender Frequenz abnimmt, was einer zunehmenden Varaktor-Spannung entspricht, und dann der Reihenwiderstand der Varaktor-Diode abnimmt, wird über den Frequenzbereich eine direkte Abstimmung des Realteils erreicht, so daß eine gleichförmige Ausgangsleistung abgegeben wird. Die Induktivität der Induktionsspule 28, welche mit der Avalanche-Diode 29 verbunden ist, bestimmt primär die Frequenz des Oszillators und wird direkt durch die Spannung an der Varaktor-Diode 27 verändert, was eine serielle Abstimmung der Avalanche-Diode darstellt. Wenn die Varaktor-Diode anders angeordnet wird, als mit dem Ende der Eingangsleitung 26 in Reihe geschaltet zu werden, würde die Impedanz transformiert und eine unerwünschte Änderung des Wirkwiderstandes im Abstimmungsbereich bewirkt werden.

Um zu verhindern, daß parasitäre Effekte den über eine Varaktor-Diode niedriger Impedanz abgestimmten Oszillator beeinträchtigen, steht die Leitung hoher Impedanz, welche die Vorspannung zuführt, mit dem Oszillator nur an einem Punkt in Verbindung, und zwar mit der Reihenabstimminduktivität 28, welche die Varaktor- und Avalanche-Dioden miteinander verbindet. Die Viertelwellenleitung 32 stellt bei der Betriebsmittenfrequenz eine sehr hohe Impedanz dar; selbst bei der zweiten harmonischen Frequenz, bei welcher die Impedanz der Leitung 32 niedrig ist, hält der Widerstand 31 von 10 Ω die Leitungsimpedanz bezüglich der Vorrichtung mit negativem Widerstand hoch, um die Schwingungen mit der zweiten harmonischen Frequenz zu unterdrücken. Eine ähnliche Leitung hoher Impedanz führt der Varaktorschaltung die veränderliche Gleichspannung über das äußere Potentiometer 37 zu.

ohne Verluste zu verursachen. Der Betrieb wird noch verbessert, weil jegliche Blockkondensatoren in der Leitung für die Vorspannung und derjenigen für die rückgeführte Gleichspannung fehlen.

Dieser Oszillator ergibt eine Ausgangsleistung von ungefähr 22 dB und einen Abstimmbereich von ungefähr 2 GHz, obgleich dieses gesamte Verstärkersystem nur bei einer Bandbreite von ungefähr 500MHz, d.h. 10.7 bis 11,2 GHz arbeitet.

Wenn man die Varaktor-Diode 27 und die Schaltung mit den Bauteilen 34, 35, 36 und 37 fort läßt, die zur Änderung der Spannung an der Varaktor-Diode dienen, und die Leitung 26 mit der Induktivität 38 direkt verbindet, ergibt sich ein Oszillator mit fester Frequenz mit allen wünschenswerten Eigenschaften einer abstimmbaren Anordnung.

Das Ausgangssignal der ersten Stufe gelangt in das Zirkulaforeiement 22 über die zweite Öffnung 24 und durch die dritte Öffnung 41 und weiter zu der ersten Öffnung 42 des zweiten Zirkulatorelements 43 und aus der zweiten Öffnung 44 zur der die Einzelleistungen verbindenden Stufe 12. Die Schaltung weist eine Wellenleitung 45 von ungefähr 35 Ω auf, welche die Eingangsimpedanz von 50 Ω auf ungefähr 25 Ω heruntertransformiert.

In der zweiten Stufe sind zwei Avalanche-Dioden-Oszillatorschaltungen vorgesehen. Die Elemente des zweiten Oszillators haben die gleichen jedoch gestrichenen Bezugszeichen wie die ähnlichen Komponenten des ersten Oszillators. Eine Avalanche-Diode 46 und eine Induktionsspule 47 mit 0,6 μΗ sind in Reihe mit einer Wellenleitung 48 mit 10,9 Ω, welche bei der Mittenfrequenz eine Viertelwellenlänge lang ist, und einem Kondensator 52 geschaltet, der über eine Durchführung 50 mit einer Quelle für 80 V verbunden ist. Wie bei der ersten Verstärkerstufe sind die Avalanche-Dioden zur Verbesserung des elektrischen und thermischen Betriebsverhaltens direkt auf der Kühlvorrichtung und für eine optimale elektrische Verbindung neben dem Saphir-Schaltungsträger angeordnet.

Die beiden Oszillatorschaltungen sind beide orthogonal zu der Eingangs/Ausgangswellenleitung 45 und sind mit dieser über Kondensatoren 53, 53' verbunden, welche gleichstrommäßig die Schaltungen isolieren, so daß sie mit unabhängigen Gleichspannungen gespeist werden können.

Die Schaltung weist einen Lastwiderstand 54 und Kondensatoren 55, 55' zum Abblocken der Gleichspannung an dem Ende der Wellenleitungen 48, 48' an einem Punkt auf, der symmetrisch zu der Eingangs/Ausgangsleitung 45 ist, um die Leistungsvernichtung oder Auslöschung zwischen den Oszillatoren zu verhindern. Wenn die Oszillatoren in Phase arbeiten und ihre Ausgänge an die Wellenleitung 45 angeschlossen sind, hat der Lastwiderstand keine Wirkung. Falls die Oszillatoren jedoch außer Phase sind und der eine Oszillator dazu neigt, Leistung in den anderen zu speisen, um dessen Leistung auszulöschen, erscheint der Widerstand 54, der zur Hälfte auf jeder Seite der Symmetrielinie zwischen den Oszillatoren und der Übertragungsleitung 45 liegt, als ein 50-O-Abi>chluß für den zugeordneten Oszillator und nimmt jegliche Leistung auf, welche sonst in den anderen Oszillator gelangen würde.

Die Oszillatoren der zweiten Stufe können bei dem speziellen dargestellten System elektrisch ungefähr auf die Mittenfrequenz des Betriebsbandes, d.h. 10,7 bis 11,2GHz abgestimmt werden, wobei die tatsächliche Betriebsfrequenz weiter zur Frequenz des von der er-

sten Stufe eintreffenden Signals hin verändert wird. Die erste Stufe liefert ein Signal von ungefähr 22 dBm an die Verbindungsstufe, welche das an die Verbraucherschaltung abgegebene Signal über das zweite Zirkulatorelement 43 auf ungefähr 3OdBm verstärkt. Daher wird eine wesentliche Leistungsverstärkung durch dieses System erreicht, wobei nur einige Avalanche-Diodcn verwendet werden.

Es wird eine Kopplungsschaltung verwendet, um das Ausgangssignal der ersten Stufe 11 abzutasten und mit demjenigen der zweiten Stufe 12 zu vergleichen und zu bestimmen, ob das System in Phase oder außer Phase arbeitet. Ein Kopplungsglied mit einer Wellenleitung 61, deren Kopplungsende ungefähr 8 χ 10⁵ mm vom Zirkulator 43 beabstandet ist, ist an das Signal im Zirkulator von der ersten Stufe und auch an das Signal im Zirkulator von der Verbindungsstufe angeschlossen. Die Kopplungsschaltung 61 befindet sich im gleichen Abstand zwischen der Eingangsöffnung 42 und der Ausgangsöffnung 62 des Zirkulators 43, um eine gleiche Kopplung für die beiden Signale zu ergeben. Diese Anordnung ergibt eine Kopplung von ungefähr -2OdB, so daß ein Signal vom +2 dBm vom Eingangssignal der zweiten Verstärkerstufe erhalten wird und ein Signal von +1OdBm vom Ausgang der zweiten Stufe erhalten wird. Diese Signale werden über die Leitung 61 einer Mischschaltung zugeführt, die eine Diode 63 in Reihe mit der Parallelschaltung einer Induktionsspule 64 und eines Kondensators 65 aufweist. Wenn die beiden Frequenzen gleich sind, d. h. wenn das System in Phase ist, ergibt sich am Ausgang der Mischstufe eine Gleichspannung. Wenn die Frequenzen verschieden sind, ergibt sich am Ausgang der Mischstufe eine Wechselspannung, die dazu dient, diesen Zustand anzuzeigen. Diese Kopplungsschaltung ergibt ein einziges Kopplungsglied für die beiden Signale mit gleicher Kopplung und mit einer Isolierung zwischen der Mischstufe und den Eingangs- und Ausgangsleitungen.

Ein dünnes Kupferblech 56 und metallische Wandabschnitte 56' ergeben eine Isolation zwischen den verschiedenen Stufen dieser Anordnung.

In Fig. 1A ist eine Weiterbildung der Anordnung nach F i g. 1 und 2 dargestellt. Sofern die gleichen Elemente wie in F i g. 1 und 2 verwendet wurden, wurden sie mit den gleichen Bezugszeichen wie dort versehen. Es sind zusätzliche Zirkulatoren 90, 92 und 94 vorhanden, die jeweils einen mit einem Abschlußwiderstand verbundenen Einlaß besitzen und mit den beiden übrigen Einlassen vor den Einlaß 23 des Zirkulatorelementes 22, zwischen den Ausgang 41 des Zirkulatorelementes 22 und den Eingang 42 des Zirkulatorelementes 43 bzw. hinter den Ausgang 62 des Zirkulatorelementes 43 geschaltet sind. Die abgeschlossenen Zirkulatoren 90, 92 und 94 wirken als Isolatoren, um die Auswirkung von Impedanz-Fehlanpassungen zu vermeiden, welche beispielsweise bei einer Quelle niedriger Impedanz oder einer mit dem Eingang 21 oder dem Ausgang 62 verbundenen Last entstehen.

Weiterhin ist eine Avalanche-Diode 42" über eine Induktionsspule 47" und einen Kondensator 96 parallel zur Diode 46 eines der Oszillatoren geschaltet, um eine Möglichkeit zur elektrischen Abstimmung zu erhalten. Zwischen der Spannungsquelle für 80 V und Masse ist ein Potentiometer 98 angeschlossen, und das einstellbare Vorspannungspotential wird über eine Wellenleitung 100 in der vorstehend beschriebenen Weise einer zusätzlichen Avalanche-Diodc 46" bezüglich des der Diode 46 /u^'cführtcn Potentials zugeführt. Auf diese Weise ist die äquivalente Impedanz der durch die Spannung abgestimmten Dioden 46 und 46" bei niedrigen Leistungen in einem weiten Abstimmbereich niedrig gehalten, da die Vorspannung an der zusätzlichen Diode 46" von 0 bis auf die volle Spannung verändert wird.

Die Einheit oder Packung ist derart ausgelegt, daß sie mit koaxialen Eingangs- und Ausgangsleitungen, einer koaxialen Eingangsleitung und einer Hohlleiterausgangsleitung oder umgekehrt oder Eingangs- und Ausgangshohlleitern gemäß F i g. 3 verwendet werden kann. Die Kupferträger 18, 19 sind auf einer rechteckförmigen Aluminiumbasis 57 angeordnet, und die Eingangs- und Ausgangsverbindungen werden durch diese Basis 57 hergestellt. Auf der Basis ist ein Deckel 57'

'5 vorgesehen. Ein weiterer Basisabschnitt 58 weist Hohlleiterabschnitte 59, 59' auf, die an der Basis 57 befestigt sind und Eingangs- und Ausgangshohlleiter bilden. Dieser Abschnitt 58, 59, 59' kann fortgelassen werden, und es können koaxiale Verbindungen mit den Eingangs- und Ausgangssteckern hergestellt werden, die sich in die Basis 57 hinein erstrecken.

Der Aufbau der Stufe 11 ergibt in etwas anderer Form eine andere Form eines Verstärkers mit negativem Widerstand gemäß F i g. 4. Bei dieser Verstärkeranordnung werden nicht nur die Varaktor-Diode und die deren Steuerspannung abgebende Schaltung fortgelassen, sondern auch der Impedanzwert der Leitung 26' derart gewählt (ungefähr 17 Ω). daß sich eine transformierte Leitungsimpedanz von ungefähr 6 Ω im Gegensatz zu 2 Ω transformierter Leitungsimpedanz ergibt, die in der Oszillatorschaltung verwendet wird. Daher ist der Realteil der Eingangsimpedanz, wie er von der Diodenschaltung aus gesehen wird, größer als die eigene negative Impedanz und kann nicht zu Schwingungen führen. Dieser Verstärker kann in integrierter Schaltung aufgebaut werden, wobei das Substrat 16 und die Kühlvorrichtung 18 verwendet werden, um gute elektrische und thermische Eigenschaften zu erhalten.
Bei der Verbindungsschaltung der zweiten Stufe können die beiden Vorrichtungen als Verstärker mit negativem Widerstand statt als Oszillatoren betrieben werden, indem die Impedanz der Leitungen 48 und 48' erhöht wird, wie für die erste Stufe beschrieben wurde, d. h. indem die Impedanz der Schaltung erhöht wird, so daß der Eingangswirkwiderstand von den Diodenschaltungen aus gesehen größer als die negative Impedanz der Schaltung ist.

In F i g. 5 ist eine Oszillatorschaltung für eine erste Stufe ähnlich der ersten Stufe der F i g. 1 dargestellt,

mit der Ausnahme, daß die Avalanche-Diode 29 durch eine Gunn-Diode 29' ersetzt ist. Die beiden Widerstände 31 und 34 werden in den Schaltungen zur Erzeugung der Spannung für die Varaktor-Diode 27 und die Gunn-Diode 29' nicht benötigt

Die Ausführungsform mit der Gunn-Diode hat einen Vorteil gegenüber derjenigen mit der Avalanche-Di ode. da bei der Verwendung in einem negativen Verstär ker der in F i g. 4 dargestellten Art sich eine geringen Rauschzahl ergibt Beispielsweise wird bezüglich de

Rauschzahl eine Verbesserung von wenigstens 15 dl erreicht, wenn die Schaltung als Verstärker mit negati vem Widerstand verwendet wird, und es ergibt siel eine entsprechende Verbesserung bei der Verwendunj als Injektions-Mitlaufoszillator. Zusätzlich wird ein ^(>s größere Mitlaufbandbreite bei der Ausführungsforr mit der Tunneldiode erreicht, beispielsweise eine Band breite von 400 bis 450MHz für die Gunn-Diode ir Vergleich zu 200MHz für die Avalanchc-Diodc. wen

der Eingangsleistungspegel ungefähr +5dBm beträgt. Indessen ergibt die Schaltung mit der Gunn-Diode eine etwas geringere Ausgangsleistung und daher eine kleinere Mitlaufbandbreite für die zweite Stufe.

Die Schaltung der F i g. 5 enthält eine Belastungsschaltung für den Betrieb außerhalb des Mitlaufbereichs, die gewünschtenfalls auch in den Schaltungen gemäß F i g. 1 und 4 vorgesehen werden kann. Diese Belastungsschaltung ersetzt die Wellenleitung 20 im Eingang zur ersten Stufe und umfaßt eine Reihenwellenleitung 71 von ungefähr 84 Ω und ungefähr einer halben Wellenlänge, zwei parallele Wellenleitungen 72 und 73 von je ungefähr 60 Ω, die bei der Mittenfrequenz je eine Viertelwellenlänge lang sind, und Widerstände 74 und 75 von 45 Ω in Reihe mit den parallelen Leitungen. Bei der Betriebsfrequenz, beispielsweise 11 GHz, sind die beiden parallelen Leitungen offen, und die beiden Widerstände sind daher effektiv von der Schaltung getrennt, und die in Reihe geschaltete Leitung ist eine einfache Transformationsschaltung, was zu einem sehr kleinen Verlust von beispielsweise 0,3 bis 0,4 dB über dem Betriebsfrequenzband führt. Auf jeder Seite des Betriebsfrequenzbandes nimmt die Einfügungsdämpfung bis auf ungefähr 1OdB bei der halben und doppelten Betriebsfrequenz zu. Daher ergibt diese Schaltung eine Isolation für die Diodenschaltung außerhalb des Betriebsfrequenzbandes, ,insbesondere bei der zweiten harmonischen und den ünterharmonisehen Frequenzen. Diese Schaltung ergibt nicht nur eine Isolation bei Fehianpassungen außerhalb des Frequenzbandes, sondern hilft auch bei der Unterdrückung der zweiten harmonischen oder subharmonischen Frequenzen zwischen der ersten und zweiten Stufe des Systems.

Um eine zusätzliche Isolation zwischen den beiden Stufen zu erreichen und dadurch die Avalanche-Dioden zu verbessern kann ein Bandsperrfilter (F i g. 6) für die zweite harmonische Frequenz, bezogen auf die Grundfrequenz, in die Leitung zwischen den beiden öffnungen 41 und 42 der beiden Zirkulatoren 22 und 43 an Stelle des in Fig. IA dargestellten Zirkulator eingefügt werden. Diese Filterschaltung umfaßt eine in Reihe geschaltete Wellenleitung mit ungefähr 50 Ω, die bei der Betriebsfrequenz eine Viertelwellenlänge lang ist und zwei parallelgeschaltete offene Stichleitungen 82 und 83 von ungefähr 75 Ω, die bei der doppelten Betriebsfrequenz eine Viertelwellenlänge lang sind.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

Patentansprüche: 22

1. Mikrowellen-Reflexionsverstärker mit mehreren parallelbetriebenen als Millaufoszillatoren ausgebildeten Verstärkerschaltungen, von denen jede eine Diode mit negativem Widerstand sowie eine separate Spannungsversorgung aufweist, d a durch gekennzeichnet, daß die Verstärkerschaltungen (46 bib 52,46' bis 52') gleichstrommäßig ic entkoppelt gemeinsam sowohl an das eine Ende einer Wellenleitung (45) angeschlossen sind, deren anderes Ende zur Signalein- und -ausgabe dien', als auch an einen Lastwiderstand (54) angeschlossen sind.

2. Verstärker nach Anspruch !, dadurch gekennzeichnet, daß die Wellenleitung (45) auf einem isolierenden Substrat (17) angeordnet ist, das auf einem metallischen Träger (19) befestigt ist, und daß die Dioden (46,46') auf dem Träger angeordnet sind und mit der Wellenleitung über Induktivitäten (47, 47') verbunden sind.

3. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß er eine vorgeschaltete, an die Frequenz des Eingangssignals gekoppelte Reflexionsverstärkerstufe (27, 28, 29) enthält, die ihrerseits eine Diode (29) mit negativem Widerstand aufweist.

4. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung zur Frequenzeinstellung vorgesehen ist, die ein riurch eine Spannung steuerbares, veränderliches Element (46") und eine Einrichtung (50, 98) zur Abgabe der entsprechenden Spannung an eine der Dioden (46) mit negativem Widerstand aufweist.

5. Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gskenn- ^s zeichnet, daß das Element eine Avalanchediode ist und eine zusätzliche Induktivität (47") die Avalanchediode mit der Diode (46) mit negativem Widerstand verbindet.

6. Verstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die zusätzliche Induktivität (47"), die Avalanchediode (46") und ein Kondensator (96) in der genannten Reihenfolge von der Verbindungsstelle der Diode mit negativem Widerstand (46) und der Induktivität (47) zu dem Masseanschluß in Reihe geschaltet sind und die Einrichtung zur Abgabe einer Spannung eine Quelle (98) für eine veränderliche Spannung aufweist, die mit der Verbindungsstelle der Avalanchediode (46") und dem Kondensator (96) verbunden ist.