DE831418C

DE831418C - Anordnung zur Verstaerkung, Erzeugung und Modulation oder Demodulation von elektromagnetischen Wellen ultrahoher Frequenzen

Info

Publication number: DE831418C
Application number: DEP28895A
Authority: DE
Inventors: William Humphrey Doherty
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1941-09-27
Filing date: 1948-12-31
Publication date: 1952-02-14
Also published as: GB592402A; US2426185A; CA450478A; FR938430A; NL66227C; BE469438A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf elektrische Systeme für die Übertragung elektromagnetischer Wellen von ultrahoher Frequenz und insbesondere auf Systeme, die einen Verstärker zur Verstärkung von Wellen in dem Wellenlängenbereich unter einem Meter enthalten.

Die mit der Erfindung verfolgten Ziele beziehen sich auf die Neutralisation verschlechternd wirkender Gegenkopplung in einem Verstärker mit geerdetem Gitter, die Verringerung der Folgen eines wirksamen Eingangsverlustes und eines Verlustes, der durch elektronische Gitterströme in solchen Verstärkern auftritt, und die Neutralisation von zwischen den Elektroden liegenden Impedanzen, wo diese Impedanzen nicht unmittelbar zugänglich sind. Ein noch anderes Ziel der Erfindung besteht in der Verringerung des Einflusses der Impedanzänderungen der angeschlossenen Belastung auf den Verstärker.

Die Erfindung hat eine Anordnung zur Verstärkung, Erzeugung und Modulation oder Demodulation bei elektromagnetischen Wellen ultrahoher Frequenz zum Gegenstand.

Die Besonderheit dieser Anordnung besteht darin, daß unter Verwendung von koaxialen Rohrleitungen, die in einem geschlossenen Leitungszug den Eingangskreis, die elektronische Entladungsstrecke und den Ausgangskreis miteinander verbinden, der geschlossene Leitungszug mindestens eine Wellenlänge lang ist, daß die Entladungsstrecke in die Rohrleitung eingesetzt ist, derart, daß das Steuergitter mit dem äußeren Leiter direkt ver-

bunden ist und daß der Lastanschluß 9 von der Entladungsstreake in einem Abstand von λ/4 oder einem ungeraden Vielfachen davon bezüglich der Betriebswellenlänge vorgesehen ist, und daß die Länge des Leitungsstückes 21 zwischen Ausgangskreis 20 und Eingangskreis 22 sowie der Wellenwiderstand dieses Stückes 21 so bemessen sind, daß eine Rückkopplung (positive Kopplung) erzielt wird. Das Wesen der Erfindung und ihre verschiedenen Merkmale, Ziele und Vorzüge ergeben sich vollständiger in Verbindung mit den Ausführungsbeispielen, die für die Erläuterung der Erfindung ausgewählt und in der Zeichnung veranschaulicht worden sind; in der Zeichnung zeigt

Fig. ι in schematischer Schaltung einen erfindungsgemäßen Verstärker mit geerdetem Gitter,

Fig. 2 Konstruktionsdetails unter Darstellung zusätzlicher Merkmale,

Fig. 3 die Kaskadenanordnung von Verstärkerteilen nach Fig. 2,

Fig. 4 und 5 einen Oszillator und einen Frequenzumformer, die bestimmte Merkmale der Erfindung enthalten.

In Fig. ι sind in schematischer Form die Hochfrequenzkreise eines Mikrowellenverstärkers dargestellt, der eine als Verstärker wirkende Raumentladungsanordnung ι mit drei Elektroden enthält, und zwar zusammen mit dem Erzeuger 2 der zu verstärkenden Wellen und der Nutzlast 3, die an dem Ausgang des Verstärkers angeschlossen ist. Der Eingangskreis 4 des Verstärkers ist einerseits an die Kathode 5 der Entladungsvorrichtung und andererseits an das geerdete Gitter 6 angeschlossen. Der Ausgangskreis 8 ist in ähnlicher Weise mit dem Gitter 6 und der Anodej verbunden. Ein Kennzeichen eines Verstärkers mit geerdetem Gitter wie des vorliegenden besteht in der günstigen Verteilung der zwischen den Elektroden liegenden Impedanz, denn die vergleichsweise große Gitteranodenkapazität ist als Gegenkopplungsquelle ausgeschaltet, sofern die Reaktanz der Gitterleitung vernachlässigbar ist, und die Kathoden-Anoden-Impedanz, die Gegenkopplung bewirken kann, ist klein, zumal die Kathode durch das zwischenliegende Gitter abgeschirmt ist.

Infolge des Umstandes, daß in einem Verstärker mit geerdetem Gitter der Hochfrequenzstrom im Anodenkreis auch durch die Eingangselektroden, also durch die Kathode fließt, so bildet sich an der Kathode eine Nebenkonduktanz, die die Neigung hat, den Eingangskreis aufzuladen und die endgültige Verstärkung zu reduzieren.

Es handelt sich dabei um eine dem System anhaftende negative Kopplung (Gegenkopplung). Eine positive Kopplung (Rückkopplung) wird mit Bezug auf Fig. ι erhalten, wenn man im Ausgangskreis 8 einen Punkt auswählt, wo die Wechselspannung um 90 elektrische Grade von dem zur Anode 7 fließenden Wechselstrom abweicht, und von diesem Punkt aus einen Teil des Ausgangsstroms zum Eingang zurückspeist über einen Weg von solcher elektrischen Länge, daß die Kopplung positiv oder rückkoppelnd wird. Im einzelnen wird dazu bemerkt: Zwischen der Verstärkervorrichtung ι und den Ausgangsklemmen 9 ist ein vierpoliges Netzwerk 10 eingeschaltet, welches geeignet ist, in die durchgeleiteten Ströme eine Phasenverschiebung von 90⁰ einzuführen, die über dem in Frage stehenden Frequenzbereich besteht. Ein zweiter 9O°-Phasenschieber 11 ist zwischen den Ausgang des Phasenschiebers 10 und die Eingangselektroden der \'^rerstärkervorrichtung 1 geschaltet. Mit Bezug auf Richtung und Vorzeichen der Phasenverschiebungen in den Vorrichtungen 10 und 11 ist es erwünscht, daß die totale Phasenverschiebung in der Rückkopplungsverbindung von der Anode 7 bis zur Kathode 5 entweder o°, 360⁰ oder ein Vielfaches von 360° ist. Die Vorrichtung 10 kann hiernach eine positive Phasenverschiebung und die Vorrichtung 11 eine negative Phasenverschiebung einführen, so daß die resultierende Phasenverschiebung in der Rückkopplung gleich Null ist.

Wenn der Wellenwiderstand des Netzwerkes 10 mit Z₁, der Anodenwechselstrom mit /,, bezeichnet wird, so ist die Wechselspannung E₁ am Ausgang des Netzwerks 10

E₁ = Jl_nZ₁. (i)

Es handelt sich um eine grundlegende Beziehung, die für 90°-Phasenschieber durchweg gilt, ohne Rücksicht auf die Größe und den Phasenwinkel der Lastimpedanz oder anderer Abschlußimpedanzen. Wenn in ähnlicher Weise der Wellenwiderstand des Netzwerkes 11 durch Z₂ dargestellt wird, dann gilt für den zur Kathode zurückfließenden Strom Iff, die Beziehung '

I_n = j E₁IZ₂ (2)

(3)

Auch diese Beziehung ist grundlegend und gilt ohne Rücksicht auf eine etwaige an der Kathode liegende Spannung oder irgendeine Impedanz, die zwischen Kathode und Erde geschaltet sein mag. Wenn nunmehr die beiden Wellenwiderstände Z₁ und Z₂ einander genau gleich gemacht werden, so ist nach Gleichung (3) ersichtlich, daß der Rückkopplungsstrom genau gleich und entgegengesetzt dem Anodenstrom ist, und dadurch eine Ladewirkung des Anodenstroms auf die Treiberquelle vollständig ausfällt. Es ist wiederum wichtig zu bemerken, daß die auf diese Weise gesicherte Neutralisation der vorhandenen negativen Gegenkopplung ganz unabhängig ist von der Art der Lastimpedanz und daher nicht beeinträchtigt wird, wenn die Last 3 sich einmal ändert oder absichtlich geändert wird, sei es hinsichtlich Größe oder Phasenwinkel oder beider.

Die vorangehenden Betrachtungen zeigen auch, daß der relative Wellenwiderstand der Netzwerke 10 und 11 gesteuert werden kann, um den Betrag der Gegenkopplung oder den Grad der Neutralisation einzustellen, ohne daß dadurch die vorhandene Unempfänglichkeit des Kreises gegenüber Änderungen des Lastimpulses gestört wird.

Bei der Ausführung der Erfindung, die in Fig. 2 veranschaulicht ist, sind die Abschnitte einer abgeschirmten Übertragungsleitung als Phasenschieberelemente und als Verbindungskreise verwendet. Die als Verstärker wirkende Entladungsvorrichtung ist selbst in die abgeschirmte Leitung verlegt, wodurch der ganze Verstärker vollständig abgeschirmt ist und aus einer eingeschlossenen Übertragungsschleife besteht. Die koaxiale Form der abge- schirmten Leitung ist besonders gut für die Zwecke der Erfindung geeignet; Leitungsstücke solcher Art sind bei dem Gerät nach Fig. 2 benutzt.

Gemäß Fig. 2 besteht die geschlossene Übertragungsschleife aus den Abschnitten 20, 21 und 22 einer koaxialen Übertragungsleitung. Der Eingangskreis des Verstärkers besteht aus einer koaxialen Leitung 4, die an die Schleife an der Verbindungsstelle der Abschnitte 21 und 22 angeschlossen ist; der AusgangSkreis besteht aus einem koaxialen Leiter 9, welcher an der Verbindungsstelle der Abschnitte 20 und 21 mit der Schleife in Verbindung steht. An der dritten Verbindungsstelle befindet sich die als Verstärker wirkende und mit einem geerdeten Gitter ausgestattete Raumas entladungsvorrichtung 1. Letztere ist vollständig in dem Außenteil der koaxialen, die Übertragungsschleife bildenden Leitung angeordnet, wobei das Gitter 6 als Scheidewand oder Sperre ausgeführt ist, die sich über den Querschnitt dieses äußeren Leiters erstreckt. Die elektronische Kathode 5 und die Anode 7 sind auf entgegengesetzten Seiten der Gitterscheidewand angeordnet, und zwar symmetrisch in dem äußeren Leiter; beide sind an den inneren Leiter des schleifenförmigen, koaxialen Leiterpaares angeschlossen und können im Prinzip eine Verlängerung dieses inneren Leiters bilden. Gasdichte Verschlüsse 23 aus Glas o. dgl. bilden zusammen mit dem äußeren Leiter eine Umhüllung oder Kammer, welche die verschiedenen Elektroden umschließt. Entladungsvorrichtungen dieser allgemeinen Art sind in der Technik bekannt, und es ist nicht die Absicht, die Erfindung durch die bisherige Beschreibung einer typischen Form einer solchen Vorrichtung zu beschränken.

Der koaxiale Leitungsabschnitt 20, welcher zwischen dem Ausgang des Verstärkers und dem Ausgangskreis 9 angeordnet ist, und zwar an der Stelle, wo nach Fig. 1 das Phasenschiebernetzwerk 10 liegt, hat eine Länge, die angenähert gleich '/4 Wellenlänge der zu verstärkenden Wellen oder einem ungeraden Vielfachen davon ist; insbesondere ist die Länge derart, daß die Phase der verstärkten, an den Ausgangskreis 9 gelieferten Wellen um 90° gegenüber den Wellen phasenverschoben ist, die an der Anode auftreten. Im einfachsten Falle ist der Abschnitt 20 eine Viertelwellenlänge lang und arbeitet demzufolge als positiver 9O°-Phasenschieber. Der aus den Abschnitten 21 und 22 bestehende Leitungsteil hat eine solche elektrische Gesamtlänge, daß die zum Eingang des Verstärkers durch die Übertragungsleitung zurückgespeiste Hochfrequenzleistung in solcher Phase ist, daß die Kopplung positiv oder rückkoppelnd ist. Für den dargestellten Fall bedeutet das, daß die elektrische Länge der Übertragungsschleife äquivalent ist einer ganzen Zahl von Wellenlängen bei der Betriebsfrequenz. Hinsichtlich der Art, nach welcher die erforderliche elektrische Gesamtlänge für die Abschnitte 21 und 22 auf diese Abschnitte aufgeteilt werden sollte, lassen sich dadurch Vorteile erzielen, daß man den Abschnitt 22 gleich V2 Wellenlänge lang oder einem Vielfachen davon macht und Abschnitt 21 gleich ¹A Wellenlänge lang oder einem ungeraden Vielfachen davon. Im einfachsten Falle ist die Länge des Abschnitts 21 gleich ¹U Wellenlänge lang und die Länge des Abschnitts 22 gleich V2 Wellenlänge, wie das auch der Darstellung entspricht.

In einer Hinsicht kann man das in Fig. 2 gezeigte System so ansehen, als ob es zwei positive Phasenschieber 20 und 21 für 90⁰ mit gleichem Wellenwiderstand enthält, die in der Art der entsprechenden Netzwerke 10 und 11 der Fig. 1 angeordnet sind, mit V2 Wellenlänge Leitung, die einen vollkommenen Phasenumkehrtransformator vom Impedanzverhältnis eins bildet, der zwischen den Eingangsklemmen der Verstärkervorrichtung und dem Punkt liegt, an welchem der Rückkopplungskreis angeschlossen ist.

Die Impedanz, in welcher die Verstärkervorrichtung arbeitet, ist eine Funktion der Impedanz, die durch den Ausgangskreis an der Verbindungsstelle mit der Übertragungsschleife gebildet wird, und dem Wellenwiderstand der die Schleife bildenden Längsabschnitte; daher kann man einen oder beide dieser Faktoren einstellen zwecks Erzielung einer maximalen Ausgangsleistung oder einer Impedanzanpassung. In einem der Fig. 2 entsprechenden, zur Illustration gegebenen Fall, wo alle Abschnitte der koaxialen Leitung einen Wellenwiderstand von 200 Ohm haben und die widerstandsfähige Impedanz des Lastkreises 40 Ohm beträgt und angenommen wird, daß die Verstärkervofrichtung eine Spannungsverstärkung von 10 gibt, wenn mit geerdetem Gitter gearbeitet wird, kann man rasch zeigen, daß die Impedanz am Ausgang der Verstärkervorrichtung 1100 Ohm beträgt.

Das erläuterte System der Fig. 2 und andere Merkmale, die noch beschrieben werden, beruhen auf der Ausnutzung einer besonderen Eigenschaft der Halbwellenleiter, und zwar der Tatsache, daß der Strom an einem Ende einer gleichförmigen verlustlosen Halbwellenleitung nach Größe genau gleich und nach Phase entgegengesetzt ist dem Strom am anderen Ende, ungeachtet der Art, in welcher die Enden des Leiters abgeschlossen sind, und ungeachtet irgendwelcher Querimpedanz, die an seiner Mitte angeschlossen sein mag. Hiernach hat die Querimpedanz infolge der Last an der Mitte der aus den Abschnitten 20 und 21 bestehenden Leitung keinen Einfluß auf die Leistungsfähigkeit der beiden Abschnitte als ein vollkommener Phasenumkehrtransformator vom Impedanzverhältnis eins. Genau wie in Fig. 1 ist die Beziehung zwischen I_!b und I„ nach der Formel (3) ganz unabhängig von der Querimpedanz 3, die am Ver-

bindungspunkt der beiden 9O°-Netzwerke angeschlossen ist. Eine weitere Eigenschaft der HaIbwellenleitung besteht darin, daß die Spannung an einem Ende einer gleichförmigen, verlustfreien Halbwellenleitung nach der Größe genau gleich und nach der Phase entgegengesetzt ist der Spannung am anderen Ende, ungeachtet des Abschlusses der Enden und irgendwelcher Reihenimpedanz, die an der Mitte angeschlossen sein mag. Wenn die

ίο beiden 'A-Wellenabschnitte, die die Halbwellenleitung bilden, von unterschiedlichem Wellenwiderstand sind, bleiben diese beiden Eigenschaften bestehen mit der Ausnahme, daß ein Transformationsverhältnis erhalten wird, das von eins abweicht.

Zwischenelektrodenadmittanzen in der Verstärkervorrichtung können in einigen Fällen so wesentlich sein, daß sie die Leistungsfähigkeit des Verstärkers nachteilig beeinflussen. Wenn sonach die Admittanz der Kapazität zwischen Anode 7 und Gitter 6 bzw. Erde vergleichbar ist mit der Admittanz, in welche die Verstärkervorrichtung arbeitet, so wird der an den Abschnitt 20 abge-' gebene Strom nicht mit dem Anodenstrom, den der Eingang beeinflußt, identisch sein. Um diese Wirkung zu kompensieren, ist in der Übertragungsschleife eine konzentrierte Kapazität 24 in Reihe geschaltet, und zwar an der Anschlußstelle der Ausgangsleitung 9. Die Reihenimpedanz Z₃ dieser Kapazität erscheint an der Anode 7 als Querimpedanz Z^IZ_Z, worin Z₁ den Wellenwiderstand des dazwischenliegenden Längsabschnitts von V4 Wellenlänge bedeutet. Die scheinbare Querimpedanz ist induktiv und kann so eingestellt werden, daß sie die kapazitive Anoden-Gitter-Impedanz neutralisiert oder mit derselben eine Stromresonanz bildet.

Die Streukapazität zwischen Kathode 5 und Gitter 6 oder Erde führt zu einer begrenzten, festen Eingangssuszeptanz an der Kathode und ebenso an der Anschlußstelle der Eingangsleitung 4. Diese Streukapazität könnte in gleicher Weise kompensiert werden durch Einschaltung einer Reihenkapazität im Abstand von ¹A Wellenlänge von der Kathode. In Fig. 2 jedoch ist für diesen Zweck eine Querinduktanz an dem Halbwellenpunkt vorgesehen; diese Induktanz besteht aus einem kurzen induktiven Stumpf oder Zweig 25 der koaxialen Leitung an der AnsGhlußstelleder Eingangsleitung 4.

Der Leitungsstumpf 25 ist vorzugsweise so angeordnet, daß er entsprechend der Darstellung eine Verlängerung der Eingangsleitung bildet.

Im Hinblick darauf, daß der Verstärker vollständig abgeschirmt ist, so daß die Eingangs- und Ausgangselektroden für die Einrichtung der Kathodenheizung usw. nicht ohne weiteres zugänglich sind, ist nach Fig. 2 in folgender Weise Vorsorge getroffen. Der elektronischen Kathode 5 ist eine Heizvorrichtung 30 zugeordnet, die in dem hohlen inneren Leiter des Abschnitts 22 der koaxialen Leitung angeordnet ist. Die Stromzuführungsleitungen 31 der Heizvorrichtung führen durch den inneren Leiter des Abschnitts 22 zur Anschlußstelle des Eingangs, wo sie durch den hohlen inneren Leiter des Stumpfs 25 herausgeführt und an eine nicht dargestellte Heizstromquelle angeschlossen sind. Die Gittervorspannung für die Entladungsvorrichtung wird durch den Leitungsabschnitt 22 zugeführt, und zwar von einer Quelle bei dem Nullpotentialende des koaxialen Leiterstumpfes 25, wobei letzterer für Radiofrequenzen, aber nicht für Gleichstrom kurzgeschlossen ist. Wie dargestellt, wird der Kurzschluß durch einen metallischen Reflektor oder Kolben 32 gebildet, welcher verschiebbar auf einer metallischen Hülse 33 sitzt, die von dem inneren Leiter mittels einer Isolierhülse 34 getrennt ist. Der quer über das kurzgeschlossene Ende des Leitungsstutzens angeordnete Widerstand 36 wird von der stetigen Komponente des Anodenstroms durchflossen, und der an seinen Klemmen auftretende Spannungsabfall liefert die gewünschte Gittervorspannung.

Der Anodenstrom wird von einer Batterie oder einer anderen geeigneten Quelle zugeführt, welche über die koaxiale Leitung 39 an den inneren und äußeren Leiter der Ubertragungsschleife angeschlossen ist, und zwar an der Anschlußstelle des Ausgangs. An 'dieser Stelle ist das Potential der Radiofrequenz wesentlich geringer als an der Anode. Der Kondensator 24 kann so bemessen sein, daß er als Blockkondensator dient und geeignet ist, die hohe Anodenbatteriespannung auf den Leitungsabschnitt 20 zu beschränken. Die Leitung 39 ist mittels eines Reflektorkolbens oder einer Sperre 41 abgeschlossen, welche gegenüber dem äußeren Leiter derart isoliert ist, daß sie den Gleichstrom von der Anodenbatterie durchläßt; die Sperre ist etwa ¹U Wellenlänge von der Anschlußstelle des Ausgangs entfernt angebracht; sie kann auch an anderer Stelle liegen derart, daß die ioo Leitung 39 an der Anschlußstelle eine hohe Impedanz darstellt.

Man kann die an dem inneren Leiter der Leitungsabschnitte 21 und 22 mittels des Widerstandes 36 entwickelte Selbstvorspannung von den nachfolgenden Kreisen fernhalten, indem man in den inneren Leiter der Ausgangsleitung 9 einen Bloakkondensator 42 einschaltet. Der Kondensator kann entsprechend der Darstellung in der Weise hergestellt sein, daß man den inneren Leiter unterbricht und zwischen die Innenfläche des einen Leiterstücks und die Außenfläche einer metallischen, mit kleinerem Durchmesser ausgef ührtenVerlängerung des anderen Stücks eine Hülse aus dielektrischem Material einsetzt.

Der Einfluß des aktiven Eingangsverlusts und des elektronischen Gitterstroms auf den Eingang der Verstärkervorrichtung kann durch eine ergänzende positive Rückkopplung verringert werden, d. h. durch eine Überkompensation der vorhandenen negativen Gegenkopplung. Zu diesem Zweck kann der Wellenwiderstand des Leitungsabschnitts 21 mit Bezug auf diejenige des Leitungsabschnitts 20 dadurch verringert werden, daß man den Strom, der gemäß Gleichung (3) zurückgespeist wird, erhöht, ohne daß dadurch andere Eigenschaften des

Systems verschlechtert werden; zu dem gleichen Ergebnis kommt man, wenn man das Einviertelwellenstück des Abschnitts 22, welches an die Kathode anschließt, hinsichtlich seiner Impedanz entsprechend verringert. Das kann z. B. geschehen durch Anwendung eines größeren inneren Leiters auf diesem Stück.

Die in Fig. 2 veranschaulichte Verstärkeranordnung eignet sich ohne weiteres für eine Zusammenfassung von Verstärkerstufen, wie es sich aus Fig. 3 ergibt. Jede der Stufen 45 und 46 kann entsprechend Fig. 2 gestaltet sein, wobei die Ausgangsleitung 9 der einen Stufe sich in der Eingangsleitung 4 der nächsten Stufe fortsetzt. Es lassen sich gedrungene mechanische Anordnungen des mehrstufigen Verstärkers rasch verwirklichen, zumal die Größe der Übertragungsleitung und die Gestaltung der Zwischenstufenleitung gewünschtenfalls anders sein können.

Die positive Rückkopplung kann bei der Anordnung nach Fig. 2 bis zu dem Punkt vergrößert werden, wo eine Schwingung einsetzt; das läßt sich durch Änderung der relativen Impedanzen der verschiedenen Leiterabschnitte verwirklichen. Fig. 4 zeigt in vereinfachter Form einen Oszillator entsprechend diesem Teil der vorliegenden Erfindung. Die Konstruktion ist weitgehend die gleiche wie diejenige nach Fig. 2 mit dem Unterschied, daß der Eingangskreis 4 weggelassen ist. Entsprechend einem Merkmal wird die Impedanz des Leitungsabschnitts 2i dadurch verringert, daß man den inneren Leiter dieses Abschnitts mit größerem Durchmesser ausführt, um die positive Rückkopplung am Schwingungspunkt zu vergrößern. Die Schwingungsfrequenz ist nahezu bestimmt durch die gesamte elektrische Länge der Schleife. Ein grundlegendes Merkmal besteht in der Anwendung eines einzigen Glasabschlusses 50 an Stelle von zwei Abschlüssen, wie im Falle der Fig. 2, und in der Anordnung dieses Abschlusses an einer Stelle außerhalb der Schwingungsschleife, und zwar innerhalb der Ausgangsleitung, wo das Radiofrequenzpotential wesentlich niedriger ist als in der Nähe der Anode.

Die Ausführung nach Fig. 2 ist außerdem geeignet für die Verwendung als Frequenzumformer oder Alodulator, indem eine nichtlineare Verzerrung in der Raumentladungsvorrichtung vorgesehen ist. Wie Fig. 5 schematisch zeigt, ist hierzu die Ausgangsleitungo. weggelassen;die gewünschten Modulationsprodukte werden durch die ¹A-Wellenlängenleitung 39 entnommen. Die miteinander zu modulierenden Wellen, z. B. ein Radiosignal mit Seitenband und örtlich erzeugte Überlagerungsschwingungen, werden gemeinsam über die Eingangsleitung 4 zugeführt. Infolge der Nichtlinearität der Charakteristik der Entladungsvorrichtung werden verschiedene Modulationsprodukte erzeugt; die gewünschten Produkte, wie die Differenzfrequenzen oder das ursprüngliche Radiofrequenzsignal, werden von der Leitung 39 abgetrennt. Die Trennung kann in vielen Fällen mittels einer Sperre 41 allein bewerkstelligt werden; es ist aber War, daß andere und vollkommenere Anordnungen benutzt werden können, welche Gleichstrom und ein gegebenes Frequenzband hindurchlassen, während sie für alle anderen Frequenzen einen Reflektorabschluß bilden.

Claims

PATENTANSPRÜCHE:

i. Anordnung zur Verstärkung, Erzeugung und Modulation oder Demodulation von elektromagnetischen Wellen ultrahoher Frequenzen, dadurch gekennzeichnet, daß unter Verwendung von koaxialen Rohrleitungen, die in einem geschlossenen Leitungszug den Eingangskreis, die elektronische Entladungsstrecke und den Ausgangskreis miteinander verbinden, der geschlossene Leitungszug mindestens eine Wellenlänge lang ist, daß die Entladungsstrecke in die Rohrleitung eingesetzt ist derart, daß das Steuergitter mit dem äußeren Leiter direkt verbunden ist, und daß der Lastanschluß (9) von der Entladungsstrecke in einem Abstand von λ/4 oder einem ungeraden Vielfachen davon bezüglich der Betriebswellenlänge vorgesehen ist, und daß die Länge des Leitungsstücks (21) zwischen Ausgangskreis (20) und Eingangskreis (22) sowie der Wellenwiderstand dieses Stückes (21) so bemessen sind, daß eine Rückkopplung (positive Kopplung) erzielt wird.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Steueranschluß (4) in einem Abstand von der Entladungsstrecke angebracht ist, der λ/2 oder einem Vielfachen davon bezüglich der Betriebswellenlänge entspricht.
3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsleistung über eine λ/4 lange Leitung (9, 39) abgenommen wird, die als Stichleitung an den Ausgangskreis angeschlossen ist.
4. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gelkennzeichnet, daß in die Leitung in einem Abstand von λ/4 von der Entladungsstrecke eine Reihenkapazität (24) zur Neutralisation der Kapazität zwischen Anode und Gitter bzw. Erde eingeschaltet ist.
5. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß gegenüber dem Steueranschluß (4) eine kurze Stichleitung (25) zur Neutralisation der Streukapazität zwischen Kathode und Gitter bzw. Erde angeschlossen ist.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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