DE112004001614B4

DE112004001614B4 - 90° Hybrid

Info

Publication number: DE112004001614B4
Application number: DE112004001614.2T
Authority: DE
Inventors: Michael Glück; Erich Pivit; Christian Fritsch
Original assignee: Trumpf Huettinger GmbH and Co KG
Current assignee: Trumpf Huettinger GmbH and Co KG
Priority date: 2003-09-12
Filing date: 2004-09-10
Publication date: 2016-07-28
Anticipated expiration: 2024-09-11
Also published as: DE10342611A1; US20060208827A1; JP2007505533A; JP5038715B2; DE112004001614D2; WO2005027258A1; US7151422B2

Abstract

90° Hybrid zum Splitten oder Zusammenschalten von Hochfrequenzleistung, der als Viertor mit vier Toranschlüssen aufgebaut ist, wobei der 90° Hybrid ausgebildet ist, zwei an den Toranschlüssen 1 und 2 eingegebene Hochfrequenzsignale gleicher Frequenz, die um 90° phasenverschoben sind, am Toranschluss 3 zu einer Gesamtleistung zusammenzuführen, ohne dass am Toranschluss 4 Leistung abfällt, und Kapazitäten und Induktivitäten zur elektrischen kapazitiven Kopplung und zur magnetischen induktive Kopplung aufweist, sowohl die elektrische kapazitive Kopplung (5, 6) als auch die magnetische induktive Kopplung (7, 8) durch eine Anordnung von etwa parallel zueinander angeordneten Leiterbahnen (17, 18) gebildet sind, deren Enden (23) Toranschlüsse bilden und deren Abmessungen und Abstände zueinander zur Bildung der für den 90° Hybrid erforderlichen elektrisch kapazitiven und magnetisch induktiven Kopplungen dimensioniert sind und wobei zur Erhöhung der induktiven Kopplung ein die Leiterbahnen (17, 18) umgreifender Ferritring vorgesehen ist, wobei die Länge der Leiterbahnen (17, 18) < λ/8 ist.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen 90° Hybrid. Ein solcher dient zum Splitten oder Zusammenführen von Hochfrequenzleistung und ist als Viertor mit vier Toranschlüssen aufgebaut und weist Kapazitäten und Induktivitäten zur elektrischen kapazitiven Kopplung und zur magnetischen induktiven Kopplung auf.
Im Bereich der Laseranregungs- oder Plasmaprozesse sind Hochfrequenzverstärker mit den üblichen Industriefrequenzen 13,56 MHz und 27,12 MHz und Ausgangsleistungen von 1 kW bis 50 kW bekannt. Die Verwendung von Hochfrequenzverstärkern größerer Leistung und höheren Frequenzen wird angestrebt, lässt sich aus unterschiedlichen Gründen nur schwer realisieren.
Ein Grund ist die Nichtlinearität und die dynamische, oftmals unvorhersehbare Änderung der Lastimpedanzen von Laseranregungs- oder Plasmaprozessen. Diese dynamischen Änderungen der Impedanz erzeugen Reflektionen, die im Verstärker zu Verlusten führen. Hohe Blindenergien, die in den Blindelementen von den Verstärkern, in den Zuleitungen und in Blindelementen von Anpassungsnetzwerken gespeichert sind, können sich dabei entladen und zu hohen Spannungen oder Strömen aufbauen und den Verstärker zu Oszillationen anregen oder Bauteile zerstören.
Solche Lastimpedanzänderungen treten beispielsweise beim Zünden der Laseranregungs- oder Plasmaprozesse oder beim Arcen im Plasmaprozess auf. Zusätzlich muss berücksichtigt werden, dass Hochfrequenz-betriebene Laseranregungen und im zunehmenden Maße auch Hochfrequenz-angeregte Plasmaprozesse gepulst betrieben werden, also die Hochfrequenzverstärker mit Pulsfrequenzen von beispielsweise 100 Hz bis 300 kHz ein- und ausgeschaltet werden oder zwischen zwei Leistungsbereichen geschaltet werden. Bei jedem Schaltvorgang entstehen dann kurzzeitige Reflektionen, die zum größten Teil in den Verstärkern in Verlustenergie also Wärmeentwicklung umgesetzt werden.
Ausgangsstufen solcher Hochfrequenzverstärker werden für kleine Leistungen (1–6 kW) bereits mit Transistoren realisiert, für größere Leistungen werden üblicherweise Röhren eingesetzt. Röhren sind robuster gegenüber Reflektionen und können die Verlustenergie besser abführen als Transistoren, sie sind aber teuerer und unterliegen einem betriebsbedingten Verschleiß. Außerdem sind sie relativ groß. Zusammen mit Ansteuerschaltung und Kühlung werden Röhren-Hochfrequenzverstärker in Schaltschränken in Baugrößen von ca. 0,8 m × 1 m × 2 m angeboten.
Daher wird zunehmend versucht auch Hochfrequenzverstärker größerer Leistung mit Transistorausgangsstufen auszurüsten. Mit dem Einsatz von transistorisierten Verstärkern hat der Einsatz von geschalteten Verstärkern, die im Resonanzbetrieb arbeiten, stark zugenommen. Dabei werden die Transistoren so geschaltet, dass nur eine sehr geringe Verlustenergie produziert wird. Damit lassen sich Verstärker mit sehr geringen Abmessungen und vergleichsweise hoher Leistung aufbauen. 13,56 MHz 3 kW Verstärker mit Baugrößen von ca 0,3 m × 0,2 m × 0,2 m sind realisierbar. Solche Verstärker können auf Grund ihrer Baugröße besser in Plasmaanlagen oder Laseranregungsanordnungen integriert werden.
Große Leistung mit transistorisierten Ausgangsstufen lassen sich mit der Zusammenschaltung mehrere synchron laufender Hochfrequenzverstärker erzielen. Die Zusammenschaltung erfolgt durch sogenannte Combiner. Es gibt unterschiedliche Bauarten solcher Combiner.
Aus EP 0 962 048 B1 ist beispielsweise eine Zusammenschaltung mehrerer Hochfrequenz-Leistungsverstärker bekannt und mittels sogenannter Transmission-line-Combiner realisiert.
In EP 0 731 559 A1 ist das Zusammenschalten von zwei Verstärkern über einen 0° Combiner beschrieben, bei dem das Eingangssignal eines Verstärkers in der Phase verschoben wird und das Ausgangssignal des gleichen Verstärkers ebenfalls wieder verschoben wird, damit die Phasen am Eingang des Combiners wieder gleichphasig sind. Als Phasenschieber werden Kabel mit definierten Längen vorgeschlagen. Diese wären für 13,56 MHz mit einem üblichen Kabel mit einer Phasengeschwindigkeit von 0,69·c₀ (c₀ = Lichtgeschwindigkeit im Vakuum) ca. 4 m lang. Dies ist ein hoher Aufwand, der ganz erheblichen Raum beansprucht und dem zunehmenden Ziel der immer kleiner werdenden Baugröße der Verstärker entgegenwirkt.
Ein in der Mikrowellentechnik oder Radiosendertechnik häufig verwendeter Combiner ist der sogenannte 90° Hybrid, der auch als 3 dB Koppler bezeichnet wird. Bei dem 90° Hybrid handelt es sich um ein Viertor, das heißt er besitzt vier Tore.
Bei der Verwendung des 90° Hybrid als Combiner werden an zwei Tore jeweils ein Hochfrequenz-Leistungsverstärker mit jeweils gleichem Innenwiderstand, gleicher Ausgangsfrequenz und einem um 90° phasenverschobenen Ausgangssignal angeschlossen.
An einem dritten Tor wird eine Last mit einem Lastwiderstand angeschlossen.
An dem vierten Tor wird ein Lastausgleichswiderstand angeschlossen.
Lastwiderstand, Lastausgleichswiderstand und Innenwiderstände der Verstärker sind gleich. Die ausschließlich passiven Bauelemente des 90° Hybriden (Leitungen, Kapazitäten, Übertrager oder Induktivitäten) werden so ausgelegt, dass an der Last die Leistung der beiden Verstärker zusammengeführt wird, dass am Lastausgleichswiderstand keine Leistung abgegeben wird und dass die beiden Verstärker entkoppelt sind und sich gegenseitig nicht beeinflussen können. Der 90° Hybrid ist selbst idealerweise verlustfrei, das heißt, die Leistung der beiden Hochfrequenzverstärker wird vollständig der am dritten Tor anliegenden Last zugeführt.
Aus DE 11 43 873 A ( GB 966 629 A ) ist eine Anwendung für das Zusammenführen von den Ausgängen von zwei Leistungsverstärkern für einen Kurzwellensender bekannt. Es ist ein Koppler bestehend aus vier Leitungen in λ/4 langen Leitungsstücken beschrieben ebenso wie eine verkürzte Bauform bestehend aus λ/8 Leitungen mit zusätzlichen Kondensatoren.
Dabei ist λ die Wellenlänge der mittleren übertragenen Frequenz. Diese wäre für 13,56 MHz mit einem üblichen Kabel mit einer Phasengeschwindigkeit von 0,69·c₀ 15,27 m (c₀ = Lichtgeschwindigkeit im Vakuum). λ/8 beträgt dann immer noch fast 2 m, was für die üblichen Baugrößen der Verstärker zu groß wäre und zudem auch zu aufwendig.
Aus der FR 1 447 091 A ist ein 3 db Koppler bekannt, der in einem Kopplungsbereich zwei parallele Leiterstücke aufweist. Die Leiterstücke sind in geringem Abstand zueinander angeordnet, sodass eine kapazitive Kopplung vorliegt.
Aus der DE 691 22 903 T2 ist eine Hochfrequenzgleichtaktsperre beziehungsweise eine Hochfrequenzgegentaktsperre bekannt. In der DE 691 22 903 T2 ist offenbart, dass zur Erhöhung der Induktivität ein Ferritring eingesetzt werden kann.
Aus der US 4 701 716 A ist eine Anordnung bestehend aus zwei 90° Hybriden bekannt, wobei ein HF-Leitungssignal in den ersten 90° Hybrid eingespeist wird, das eine Ausgangssignal unmittelbar an einen ersten Verstärker und das andere Ausgangssignal über einen Phasenschieber an einen zweiten Verstärker gegeben werden. Die Ausgangssignale der Verstärker werden wiederum in den zweiten 90° Hybrid gekoppelt.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen 90° Hybrid zum Zusammenschalten oder Splitten von Hochfrequenzleistung zu schaffen, wobei die Abmessungen des 90° Hybriden deutlich kleiner als ein achtel der Wellenlänge der Grundfrequenz sein sollen. Außerdem soll der Aufbau einfach sein und eine günstig zu produzierende Bauweise aufweisen.
Schließlich sollen problemlos Lasten mit wechseldem Lastwiderstand wie zum Beispiel Laser- oder Plasmaanregung betreibbar sein und es sollen auch Hochfrequenzleistungsverstärker mit Transistorausgangsstufen einsetzbar sein.
Zur Lösung dieser Aufgabe wird ein 90° Hybrid mit den Merkmalen des Anspruchs 11 vorgeschlagen. Dadurch können die Abmessungen des 3 dB Kopplers für Frequenzen unter 50 MHz deutlich reduziert werden. Sie werden kleiner als λ/4 aber auch kleiner als λ/8 und sogar kleiner als λ/10. Damit hat man es nun nicht mehr mit einem Leitungskoppler zu tun, wie er aus dem Stand der Technik bekannt ist, sondern die Kopplung zwischen den elektrischen Leitern entspricht einer Kapazitive Kopplung zwischen den Leitern, abhängig von Fläche und Abstand der Leiter und einer Induktiven Kopplung abhängig von der Länge der Leiter und von den zusätzlichen induktivitätserhöhenden Elementen.
Dabei kann das induktivitätserhöhende Element eine beliebige Form haben. Vorzugsweise umgibt es die Leiter im Kopplungsbereich zumindest teilweise. Es kann z. B. parallel zu ihnen liegen. Dadurch kann eine besonders einfache und effektive Kopplung erreicht werden. Bevorzugt wird das induktivitätserhöhende Element die Leiter im Kopplungsbereich ringförmig umgeben. Dabei ist mit ringförmig gemeint, dass die Leiterbahnen von einer geschlossenen Geometerie umgeben sind, sie kann kreisförmig, ellipsoid, rechteckig oder anders geformt sein. Der Vorteil einer ringförmigen Geometrie ist die Reduzierung von Streufeldern. Bei einer rechteckigen Bauweise der Ringform kann die Wärme, die im induktivitätserhöhenden Element entsteht, besonders gut an eine planare Kühlplatte abgeführt werden.
Die rechteckige Bauform kann aus mehreren Teilen zusammengesetzt sein, z. B. aus vier Quadern oder aus zwei U-förmigen Teilen oder aus einem U-förmigen Teil und einem Quader. Bei den aus mehreren Teilen zusammengesetzten Bauformen ist eine vereinfachte Fertigung möglich, außerdem können zur Einstellung der Induktivität einstellbare Spalte zwischen den Teilen vorgesehen werden.
Zur Lösung der Aufgabe wird weiterhin als eigenständige Lösung ein 90° Hybrid mit den Merkmalen des Anspruchs 1 vorgeschlagen.
Damit kann sowohl die Koppelkapazität als auch die Koppelinduktivität fertigungstechnisch einfach und doch mit der ausreichenden Genauigkeit hergestellt werden.
Der 90° Hybrid besteht somit in seiner Grundausführung aus wenigstens zwei Leiterbahnen und es sind keine weiteren passiven oder aktiven Bauelemente in diskreter Form erforderlich bis auf Induktivitätserhöhungselement insbesondere der die Leiterbahnen umgreifende Ferritring. Die wenigstens zwei Leiterbahnen bilden durch ihre geometrischen Abmessungen und ihre Anordnung relativ zueinander sowohl die Induktivitäten als auch die Kapazitäten.
Dieser einfache Aufbau vereinfacht die Herstellung und hierbei insbesondere auch eine reproduzierbare Anordnung, welche für die Funktion von wesentlicher Bedeutung ist, da die vorgegebenen Werte für die elektrisch kapazitiv Kopplung und die magnetisch induktive Kopplung von den Abmessungen und der Lage der Leiterbahnen abhängig ist.
In US 4 482 873 A ist ein 3 dB Koppler bestehend aus einem Übertrager mit zwei Kapazitäten beschrieben. Realisiert ist dieser Übertrager in planar geführten Leiterbahnen auf zwei Ebenen mit Durchkontaktierungen.
Bei diesem 3 dB Koppler ist eine komplette Trennung zwischen der magnetischen Kopplung und der elektrischen Kopplung vorgesehen. Demnach zeigt die US 4 482 873 A eine Anordnung mit Kondensatoren als diskrete Bauelemente. Die diskreten Kapazitäten müssen auch in dieser Anordnung sehr enge Toleranzen aufweisen. Diskrete Kapazitäten mit sehr engen Toleranzen sind insbesondere für hohe Leistungen jedoch schwer zu beschaffen.
Schließlich sind für eine ausreichend große Induktivität insbesondere für hohe Leistungen bei gleichzeitig ausreichender Kopplung große Aufwendungen und viel Platz erforderlich. Insgesamt ist dieser Koppler vergleichsweise aufwendig.
Der erfindungsgemäße 90° Hybrid weist einen ersten Anschluss für einen ersten Hochfrequenzverstärker, einen zweiten Anschluss für einen zweiten Hochfrequenzverstärker, einen dritten Anschluss für eine Last mit einem Lastwiderstand sowie einen vierten Anschluss für einen Lastausgleichswiderstand auf, wobei der 90° Hybrid einen induktiven Übertrager aufweist, dessen eine Koppelinduktivität einerseits an den ersten Anschluss und andererseits an den vierten Anschluss und dessen andere Koppelinduktivität parallel zu einer Induktivität sowie einerseits an den dritten Anschluss und andererseits an den zweiten Anschluss angeschlossen sind, und wobei jeweils zwischen dem ersten und dem dritten sowie dem vierten und dem zweiten Anschluss Koppelkapazitäten vorgesehen sind.
Dabei ist gemäß der Erfindung die Induktivität im wesentlichen durch die Leiterbahnlänge zwischen dem dritten Anschluss für die Last und dem zweiten Anschluss für den zweiten Hochfrequenzverstärker bestimmt, wobei die magnetische induktive Kopplung im Verhältnis 1:1 im wesentlichen durch den Abstand zwischen den benachbarten Leiterbahnen bestimmt ist und die Kapazitäten im wesentlichen durch die Fläche der gegenüberstehenden Leiterbahnen sowie deren Abstand voneinander bestimmt sind.
Dadurch ist eine gute induktive Kopplung und gleichzeitig eine genügende Kapazität gebildet. Zusätzliche diskrete Bauelemente für die Koppelkapazitäten sind nicht erforderlich. Es werden lediglich zur Erhöhung der Induktiven Kopplung Induktivitätserhöhungselemente insbesondere ein die Leiterbahnen umgreifender Ferritring vorgesehen.
Um den induktiven Übertrager herzustellen, ist eine enge induktive Kopplung notwendig, d. h. die Primär- und die Sekundärleitung müssen so nah wie möglich beieinander liegen.
Nach einer bevorzugten Ausführungsform können zwischen den benachbarten Leiterbahnen flächige Abstandhalter bzw. Isolatoren, vorzugsweise aus einem Isoliermaterial mit einem ε_r von etwa 2,33 (oder von 2–2,6) und einer Dicke von etwa 0,5 mm bis 3 mm vorgesehen sein.
Für eine hohe Güte und eine hohe Durchschlagfestigkeit kann als Isoliermaterial bevorzugt Polytetrafluoräthylen (PTFE), wie es unter der Handelsbezeichnung ”Teflon” bekannt ist, verwendet werden.
Damit kann ein definierter und vor allem konstanter Abstand zwischen den Leiterbahnen sehr einfach realisiert werden.
Zweckmäßigerweise weisen die zwischen benachbarten Leiterbahnen befindlichen Isolatoren einen über den Leiterbahnumriss überstehenden Überstand auf, der vorzugsweise etwa 0,5 mm bis etwa 3 mm beträgt.
Damit ist eine sichere Luftstrecke und Kriechstrecke zwischen den Leiterbahnen sichergestellt.
Nach einer Ausführungsform können die Leiterbahnen jeweils auf eine Trägerschicht aus Isolationsmaterial aufkaschiert, bedruckt oder beschichtet und mehrere dieser Anordnungen übereinander gestapelt sein.
Wie bereits vorerwähnt, kann damit ein definierter, konstanter Abstand zwischen den Leiterbahnen sichergestellt werden. Die Leiterbahnen mit einer Trägerschicht als Dielektrikum kann mittels eines Platinenentwurfs und Leiterplattenfertigung einfach realisiert werden.
Bei der Übereinanderstapelung können, verursacht durch Luftspalte, Ungenauigkeiten in der Kapazität entstehen. Dieser Nachteil kann umgangen werden, wenn die Trägerschicht beidseitig bedruckt, beschichtet oder kaschiert wird. Dann ist der Abstand dieser beiden Leiterbahnen auf der Trägerschicht definiert. Werden mehrere solcher beidseitig beschichteten Trägerschichten gestapelt, so berühren sich immer zwei Beschichtungen von zwei aufeinanderliegenden Trägerschichten mehr oder weniger gut. Auf besonders guten Kontakt braucht aber hier kein all zu großer Wert gelegt zu werden, da die sich berührenden Schichten auf gleichem Potential liegen. Auch stört bei dieser Anordnung ein Luftspalt nicht mehr.
Um die Baugröße des 90° Hybrids zu reduzieren, kann zur Erhöhung der Induktivität wenigstens ein die Leiterbahnen vorzugsweise umgreifender Ferritring oder dergleichen Induktivitätserhöhungselement vorgesehen sein, der vorzugsweise einen A_L-Wert etwa zwischen 40 nH und 200 nH aufweist.
Je nach den zu koppelnden Leistungen können Ferritringe mit relativ hohen oder niedrigen magnetischen Verlusten eingesetzt werden. Während bei vergleichsweise kleinen Leistungen Ferritringe mit noch relativ hohen magnetischen Verlusten eingesetzt werden können, muss für hohe Leistungen Ferritmaterial mit extrem niedrigen magnetischen Verlusten eingesetzt werden. Bei gleicher Baugröße weisen Ferritkörper mit niedrigen magnetischen Verlusten in der Regel auch niedrigere A_L Werte auf, weshalb zur Erzielung der gleichen Induktivität entsprechend mehr Ferritkörper eingesetzt werden müssen.
Während also bei vergleichsweise kleinen Leistungen Ferritringe mit großem A_L Wert von zum Beispiel 200 nH einsetzbar sind und damit nur wenige Ferritringe erforderlich sind, um die notwendige Induktivität von zum Beispiel 500 nH zu erreichen, müssen für hohe Leistungen (z. B. 5 kW) mit entsprechend großen Strömen in den Leiterbahnen Ferritringe mit geringerem A_L Wert verwendet werden, weil sonst entsprechend hohe ferromagnetische Verluste in den Ferritkernen auftreten. Bekanntermaßen steigen die magnetischen oder auch gyromagnetischen Verluste im Ferritkern materialabhängig bei bestimmten Frequenzen an bis zu einer magnetischen Resonanzfrequenz. Liegt diese ferromagnetische Resonanzfrequenz zu niedrig und zu nah an der Betriebsfrequenz, so erwärmen die Verluste den Ferrit.
Es werden deshalb bei hohen Leistungen Ferritringe mit geringerem A_L Wert verwendet und dafür eine entsprechend höhere Anzahl.
Damit sind bei einer Leistung von bis zu 10 kW und einer Betriebsfrequenz von 13,56 MHz 90° Hybrid mit einer Grundfläche von 7 cm × 20 cm oder kleiner realisierbar.
Weiter sind bei einer Leistung von bis zu 50 kW und einer Betriebsfrequenz von 13,56 MHz 90° Hybrid mit einer Grundfläche von 10 cm × 15 cm oder kleiner realisierbar.
Dabei ist die Höhe in beiden Fällen kleiner oder ungefähr gleich 10 cm. Die Betriebsfrequenz ist nicht auf 13,56 MHz beschränkt, sondern kann im Bereich 1 bis 100 MHz liegen. Der große Vorteil dieser Anordnung ist aber, dass das Prinzip auch für noch deutlich niedrigere Frequenzen anwendbar ist. Weil die Leiterbahnen nicht als Leitungskoppler funktionieren, sondern als Koppelkapazitäten und Koppelinduktivitäten. Würden die Leiterbahnen als Leitungskoppler arbeiten, müsste mindestens eine Leitungslänge von λ/4 genutzt werden, in speziellen Aufbauten wäre vielleicht auch eine Leitungslänge von λ/8 möglich, aber keinesfalls kleiner. Solche Leitungslängen sind aber um so länger, je niedriger die Frequenz ist. Das würde bei Leitungskopplern immer größere Bauformen bedeuten. Nach diesem Konzept muss aber die Bauform mit verringern der Frequenz nicht verlängert werden, es müssen nur die Kapazitäts- und Induktivitätswerte angepasst werden.
Für einen besonders kompakten Aufbau können zur Erhöhung der Kapazitäten mehr als zwei Leiterbahnen in einem ganzzahligen Vielfachen der zwei Leiterbahnen mit ihren Flachseiten zueinanderweisend angeordnet sein.
Dabei ist ein aus wenigstens vier Leiterbahnen gebildetes Leiterbahnpaket gebildet, von denen jeweils zwei nicht unmittelbar benachbarte Leiterbahnen an den Enden elektrisch miteinander verbunden sind und an den jeweils verbundenen Enden Toranschlüsse bilden.
Zweckmäßig ist es dabei, wenn die miteinander an den Enden verbundenen Leiterbahnen an ihren Anschlussenden seitlich versetzte Anschlussfahnen aufweisen und dass direkt benachbarte Leiterbahnen an gleichen Seiten in entgegengesetzte Richtung seitenversetzte Anschlussfahnen aufweisen.
Dadurch können die Hochfrequenzanschlüsse (Toranschlüsse) gut angebracht werden. Bei Verwendung von Platinen mit Leiterbahnen können die elektrischen Verbindungen der Leiterbahnen, die nicht unmittelbar benachbart angeordnet sind, mittels einfacher Durchkontaktierungen, wie sie in der Leiterplattentechnik bekannt sind, vorgenommen werden. Pro Verbindungsstelle sind vorzugsweise mehrere solcher Durchkontaktierungen zur Verringerung des Übergangswiderstands vorgesehen.
Die Erfindung bezieht sich auch auf die Verwendung eines 90° Hybrids, insbesondere nach einem der Ansprüche 1 bis 12 zur Plasma- oder Laseranregung, insbesondere zum Zusammenkoppeln transistorisierter Leistungsverstärker.
Die in Verbindung mit Plasma- oder Laseranregung auftretenden, unterschiedlichen Lastzustände können zu Reflexionen und Schwingungen führen. Die Ausgangsstufen der dafür verwendeten Verstärker sind dadurch gefährdet.
Der 90° Hybrid kommt in den unterschiedlichsten Bauformen und Anwendungen vor. In der Anwendung zum Zusammenschalten von transistorisierten Leistungsverstärkern für die Plasma- oder Laseranregung ist er bislang noch nicht bekannt.
Wie bereits vorerwähnt, sind bei dem 90° Hybrid aus der US 4 482 873 diskrete Kapazitäten vorgesehen, die in dieser Anordnung sehr enge Toleranzen aufweisen müssen. Solche eng tolerierten Bauelemente sind insbesondere für hohe Leistungen schwer zu beschaffen. Offensichtlich wurde auch aus diesen Gründen nie versucht, Leistungsverstärker für das beschriebene Einsatzgebiet Laseranregung oder Plasmaanregung zu verwenden.
Dabei weist der 90° Hybrid einen bekannten, entscheidenden Vorteil gegenüber vielen anderen Kopplern auf. Im idealen Betrieb ist der Lastwiderstand, die Innenwiderstände der Verstärker sowie der Lastausgleichswiderstand gleich groß. Dabei wird davon ausgegangen, dass die Last einen statischen Wert besitzt. In der Praxis ist jedoch selten solch eine ideale Last anzutreffen. Beispielsweise bei der Speisung von Plasmaprozessen ist die hierbei „sichtbare” Last für den Verstärker ein sehr großes Problem. Ein Plasma bietet im ungezündeten Zustand eine gänzlich andere Last, als im gezündeten. Auch wenn dieses Problem mittels aufwendigen Matching-Systemen gemindert wird, ist es nicht möglich, dem Verstärker immer eine ideale Last zu bieten. Somit treten Reflektionen auf. Diese Reflektionen werden auf die Verstärker verteilt zurückgeleitet. Somit erscheint an den Eingangstoren anteilig die volle Reflektion.
Da ein Verstärker im Normalfall einen hohen Blindanteil im Verstärkerinnenwiderstand hat, besitzt ein Verstärker einen Reflektionsfaktor. Sind die zu kombinierenden Verstärker gleich aufgebaut, so sind auch deren Reflektionsfaktoren gleich. Die von der Last reflektierte Spannung wird somit wieder von den Verstärker reflektiert. Verursacht durch die Phasendrehung bei den Reflektionen wird die reflektierte Leistung nun aber nicht an die Last am dritten Tor weitergeleitet, sondern auf den Lastausgleichswiderstand am vierten Tor. Schließt man dieses mit einem idealen Absorberwiderstand R ab, so wird die von der Last reflektierte Leistung in dem Absorberwiderstand vollständig verbraucht und nicht nochmals reflektiert. Dies ist einer der bedeutendsten Vorteile einer Kombination zweier Verstärker über einen 90° Hybrid.
Der 90° Hybrid bildet dabei eine Schutzschaltung, die bei auftretenden Reflexionen durch unterschiedliche Lastzustände ein Zerstören der angeschlossenen Hochfrequenz-Verstärker verhindert und so auch bei diesen Anwendungen einen sicheren Betrieb von transistorisierten Ausgangsstufen ermöglicht.
Zusätzliche Ausgestaltungen der Erfindung sind in den weiteren Unteransprüchen aufgeführt.
Nachstehend ist die Erfindung mit ihren wesentlichen Einzelheiten noch näher erläutert.
Es zeigt:
1 eine Aufsicht einer Ausführungsform eines erfindungsgemäßen 90° Hybrids,
2 eine schematische Darstellung eines 90° Hybrids in perspektivischer Ansicht mit einem aus vier Leiterbahnen gebildeten Leiterbahnenpaket,
3 ein Schaltbild eines 90° Hybrids,
4 zwei für einen 90° Hybrid vorgesehenen Leiterbahnen in demontierter Lage,
5 eine Anordnung von zwei für einen 90° Hybrid vorgesehenen Leiterbahnen in Funktionsstellung mit dazwischen befindlichem Isolator,
6 eine Anordnung von vier für einen 90° Hybrid vorgesehenen Leiterbahnen in Funktionsstellung mit dazwischen befindlichem Isolatoren,
7 eine schematische Darstellung eines 90° Hybrids in perspektivischer Ansicht mit einem Leiterbahnpaket und einem Ringkern aus Ferrit zur Erhöhung der Induktivität und
8 eine Seitenansicht eines im Umriss rechteckigen Ferrit-Ringkerns mit einem Leiterbahnpaket.
Ein Ausführungsbeispiel eines 90° Hybrids 100, der ein Viertor mit vier Toranschlüssen bildet, ist in 1 gezeigt.
Dieser 90° Hybrid weist eine Anordnung mit zwei parallel zueinander angeordneten Leiterbahnen 17, 18 auf, die plattenförmig ausgebildet sind, wie dies gut in 4 erkennbar ist. Die Abmessungen und Abstände der Leiterbahnen zueinander sind zur Bildung der für den 90° Hybrid erforderlichen elektrisch kapazitiven und magnetisch induktiven Kopplungen dimensioniert. Die elektrische kapazitive Kopplung und die magnetische induktive Kopplung sind somit integriert in eine einzige Anordnung von parallel gekoppelten, planaren Leiterbahnen.
Die Enden 23 der Leiterbahnen 17, 18 bilden die vier Anschlüsse 1 bis 4 des Viertors und sind mit Koaxialbuchsen 1a bis 4a verbunden. Ferrit-Ringkerne 15 dienen zur Erhöhung der Induktivität der Leiterbahnen. Der 90° Hybrid 100 ist auf einer Grundplatte 19 aufgebaut, die mit Masse verbunden ist.
In 3 ist das Schaltbild des 90° Hybrids 100 dargestellt. Er weist einen ersten Anschluss 1 für einen ersten Hochfrequenzverstärker 9, einen zweiten Anschluss 2 für einen zweiten Hochfrequenzverstärker 10, einen dritten Anschluss 3 für eine Last 16 mit einem Lastwiderstand 13 sowie einen vierten Anschluss 4 für einen Lastausgleichswiderstand 14 auf. Die Widerstände 11 und 12 repräsentieren die Innenwiderstände der gekoppelten Hochfrequenzverstärker 9, 10.
Die induktive Kopplung oder Koppelinduktivität ist durch einen induktiven Übertrager 7 dargestellt, dessen eine Koppelinduktivität einerseits an den ersten Anschluss 1 und andererseits an den vierten Anschluss 4 und dessen andere Koppelinduktivität parallel zu einer Induktivität 8 sowie einerseits an den dritten Anschluss 3 und andererseits an den zweiten Anschluss 2 angeschlossen sind. Die Koppelkapazitäten sind durch Kondensatoren 5, 6 dargestellt, die jeweils zwischen dem ersten und dem dritten sowie dem vierten und dem zweiten Anschluss vorgesehen sind.
Die Induktivität 8 ist im wesentlichen durch die Leiterbahnlänge zwischen dem dritten Anschluss 3 für die Last 16 und dem zweiten Anschluss 2 für den zweiten Hochfrequenzverstärker 10 bestimmt. Die magnetische induktive Kopplung im Verhältnis 1:1 ist im wesentlichen durch den Abstand zwischen den flachseitig benachbarten Leiterbahnen 17, 18 bestimmt. Die Koppelkapazitäten 5, 6 sind im wesentlichen durch die Fläche der gegenüberstehenden Leiterbahnen 17, 18 sowie deren Abstand voneinander bestimmt.
Um einen solchen Übertrager herzustellen ist eine enge induktive Kopplung notwendig, d. h. die Primär- und die Sekundär-Zeiterbahnen müssen so nah wie möglich beieinander liegen. Insbesondere mittels eines Platinenentwurfs und Leiterplattenherstellung kann ein definierter und vor allem konstanter Abstand zwischen den Leiterbahnen 17, 18 sehr einfach realisiert werden.
Da jedoch nicht nur eine hohe induktive Kopplung, sondern auch eine definierte elektrische Kopplung für die Realisierung eines 90° Hybrids notwendig ist, sind die Leiterbahnen 17, 18 nicht nebeneinander sondern flachseitig übereinander angeordnet und vorzugsweise entsprechend 5 auf einer Platine 21 als Isolator 20 angeordnet. Zwei benachbarte Flächen verschiedenen Potentiales erzeugen dabei in bekannter Weise einen Plattenkondensator.
Prinzipiell wurde das Layout einer Koppelleitung so gestaltet, dass jeweils zwei Flächen entstehen, welche sich mit der Fläche a·b im Abstand d gegenüber stehen (5). Zum einen wird somit ein Übertrager mit dem Verhältnis 1:1 realisiert und zum anderen erreicht man eine gewisse Koppelkapazität. Die Kapazität berechnet sich in grober Näherung wie bei einem Plattenkondensator nach der Formel: C = ε₀·ε_r·a·b/d
wobei a die Breite und b die Länge der Koppelleitungen (Leiterbahnen 17, 18) sind und d der Abstand der beiden Koppelleitungen. ε₀ ist die Dielektrizitätskonstante und ε_r die relative Dielektrizitätskonstante des Platinenmaterials, das sich als Isolator und Abstandhalter zwischen den Leiterbahnen 17, 18 befindet. Da die Leitung durch die Ferritkerne führen muss, wurde die Breite der Leitung auf a = 18 mm begrenzt. Die Länge der Leitung wurde ebenfalls so kurz wie nötig gehalten.
Prinzipiell können die Leiter oder Leiterbahnen 17, 18, wie in den 2 und 7 gezeigt, luftisoliert, also durch einen Zwischenraum zueinander beabstandet sein. Ein dazwischen befindlicher Abstandhalter, z. B. ein Festkörperisolator ergibt jedoch eine höhere Spannungsfestigkeit und eine höhere Kapazität. Außerdem ist, wie bereits vorerwähnt, ein definierter und vor allem konstanter Abstand zwischen den Leiterbahnen 17, 18 gegeben.
Um näherungsweise die Randstreuung zu berücksichtigen, wird a durch a + d/2 und b durch b + d/2 ersetzt.
Um eine Kapazität hoher Güte zu realisieren wird als Dielektrikum ein hochfrequenztaugliches, verlustarmes Platinenmaterial (zum Beispiel RT-Duroid 5870 der Firma Rogers) vorzugsweise mit einer relativen Dielektrizitätskonstante ε_r = 2,33 in der Dicke d = 0,5 mm eingesetzt.
Für eine genaue Fertigung der Kapazitäten mit einer möglichst engen Toleranz ist ein Platinenmaterial notwendig, dass erstens möglichst wenig dielektrische Verluste erzeugt und zweitens eine möglichst exakt festgelegtes ε_r besitzt. Es stehen dazu Materialien mit einer Dielektrizitätskonstante von 2,33 bei einer Toleranz von ±0,02 zur Verfügung, die sich in praktischen Versuchen bewährt haben.
Zur Erhöhung der Kopplungskapazitäten bei gegebener Grundfläche können, wie in den 2, 6 und 7 erkennbar, mehr als zwei Leiterbahnen 17, 18 in einem ganzzahligen Vielfachen der zwei Leiterbahnen mit ihren Flachseiten zueinander angeordnet sein.
Die Kapazität erhöht sich mit jeder Lage um C = ε₀·ε_r·a·b/d1. Mit der Breite a der Leiterbahnen kann die Kapazität voreingestellt werden. Ein Abgleich auch zu Kompensationszwecken kann dann bedarfsweise mit konzentrierten Bauteilen erfolgen, die dann aber nur noch geringe Werte im Vergleich zu der gesamten Kapazität aufweisen, zum Beispiel 1/10 bis 1/100 der Gesamtkapazität.
In den gezeigten Ausführungsbeispielen von 2, 6 und 7 ist ein aus vier Leiterbahnen bestehendes Leiterbahnpaket mit Leiterbahnen 17, 18 und 17a, 18a gebildet, von denen jeweils zwei nicht unmittelbar benachbarte Leiterbahnen 17, 17a bzw. 18, 18a an den Enden elektrisch miteinander verbunden sind und an den jeweils verbundenen Enden Toranschlüsse 1 bis 4 bilden. Die elektrischen Verbindungen 22 können, wie in den 2 und 7 erkennbar, durch Drahtbrücken oder bei Verwendung von Platinen durch Durchkontaktierungen gebildet sein.
Die Leiterbahnanordnung in 6 kann für die technische Realisierbarkeit verbessert werden. Wird wie in den 6 immer zwischen einer leitenden Schicht 17, 18, 17a, 18a ein Isoliermaterial oder Abstandhalter 20 gelegt, so besteht der Nachteil, dass sich, verursacht durch die Montagetoleranz, eine unkontrollierbare Toleranz der Kapazität ergibt, wenn die Leiterbahnen nicht fest auf dem Isoliermaterial aufliegen, und sich z. B. noch ein zusätzlicher Luftspalt ausbildet.
Um diesen Nachteil zu umgehen, können Leiterbahnen fest auf dem Isoliermaterial oder Abstandhalter aufgebracht werden, wie aus der Platinenfertigung in der Elektronik bekannt (Kupferkaschierung).
Damit wird die Koppelkapazität allein durch die Dicke des Abstandhalters bzw. Isoliermaterials festgelegt und nicht durch Montagetoleranzen.
Im Prinzip können die Leiterbahnen dann in eine Multilayer-Platine wie in 6 gezeigt aufgebaut werden. Da ein spezielles verlustarmes Isoliermaterial verwendet werden soll, für das Multilayertechnologie nicht oder nur schwer bzw. unter sehr kostspieligen Bedingungen einsetzbar ist, werden bevorzugt Leiterbahnen 17, 18 ausschließlich auf Ober- und Unterseite des Isoliermaterials 20 angebracht, wie in 5 gezeigt.
Das Isoliermaterial kann an allen vier Seiten überstehen, um einen Überschlag bei hohen Spannungen zu verhindern (nicht gezeigt in 5).
Zur Erhöhung der Kapazität wird eine zweite Platine gefertigt. Diese besitzt die gleichen Abmessungen wie die Platine in 5, nur dass die Aussparungen der Leiterbahnen spiegelverkehrt angebracht werden. Wird eine solche Platine direkt auf die erste Platine gelegt, so sind die sich dann berührenden Leiterbahnflächen deckungsgleich. Die deckungsgleichen sich berührenden Leiterbahnen liegen auf dem selben Potenzial. Um die notwendige Koppelkapazität zu erreichen, werden mehrere solcher Platinen übereinander angeordnet, wobei alle geradzahligen Platinen spiegelbildlich zu den ungeradzahligen Platinen sind. Die Koppelkapazität entsteht nur innerhalb der Platinen zwischen dem Isoliermaterial und wird durch die Montagetoleranzen der aufeinanderliegenden Platinen nicht beeinflusst.
Elektrisch ergeben sich die gleichen Verhältnisse, wie in 6, mechanisch sind die innenliegenden Leiterbahnen 17, 18, 17a, 18a jedoch jeweils doppelt vorhanden.
Zur Erhöhung der Induktivität sind die Leiterbahnen 17, 17a, 18, 18a umgreifender Ferrit-Ringkerne 15 vorgesehen (1 und 7).
Versuche haben gezeigt, dass sich ein Aufbau mit 12 Kernen und Abmessungen von ca. 7 × 20 cm Leistungen zusammenkoppeln lassen, die bis zu 7 kW am Ausgang erzeugen. Bei weiterer Optimierung sind Leistungen bis zu 10 kW möglich.
Jeder Leiter besitzt auf Grund seiner Länge eine Eigeninduktivität, die ungefähr 7 nH/cm beträgt. Um die sich aus der für den 90° Hybrid errechneten Induktivität ergebende Länge der Leiterbahnen verkürzen zu können, werden Ferrit-Ringkerne 15 über die Koppel-Leiterbahnen geschoben, so dass bei einer vorgebbaren Leiterbahnlänge die notwendige Induktivität erreicht wird, die im vorliegenden Ausführungsbeispiel etwa 590 nH beträgt.
Hersteller von Ferritringen geben den A_L Wert an, mit dem sich die Erhöhung der Induktivität durch den Ferritring berechnen lässt. L = A_L·n² (L = Induktivität mit Ferrit, n = Anzahl Windungen) In unserem Fall ist n = 1
Ein typischer Ringkern in den Dimensionen 36 × 23 × 15 mm (dA × dI × b) besitzt laut Herstellerangaben (Ferroxcube) einen A_L-Wert von 170 nH. Somit kann mit drei Ringkernen eine Induktivität von 510 nH erzeugt werden.
Mit einem Ringkern der Firma Fair-Rite (Material 67) und den vergleichbaren Abmessungen (35,55 × 23 × 12,7 mm) kann ein A_L Wert von ca 44,5 nH erreicht werden. Für eine erforderliche Induktivität von 590 nH sind also 11 oder 12 Kerne dieser Bauart erforderlich.
Zu große oder zu kleine Induktivitäten lassen sich durch Kapazitäten kompensieren.
In 7 ist zur Verdeutlichung nur ein Ferrit-Ringkern 15 eingezeichnet. Für eine erhebliche Verkürzung der Baulänge des 90° Hybrids 100 können, wie in 1 erkennbar, eine ganze Reihe solcher Ferrit-Ringkerne 15 vorgesehen sein, beispielsweise zwölf Ferrit-Ringkerne 15.
Die Anordnung nach 7 kann weiter verbessert werden, wenn anstatt des runden Ferrit-Ringkerns 15 ein Ferrit-Ringkern 15a mit rechteckigem Umriss gemäß 8 verwendet wird. Auf eine Kühlplatte 29 ist der im Umriss rechteckige Ferritkörper montiert, der aus den U-förmig angeordneten Teilen 27, 26 sowie einem die freien U-Schenkelenden der Teile 26 verbindenden Querschenkel 25 besteht. Diese Teile 25 bis 27 weisen einen quadratischen oder rechteckigen Querschnitt auf oder haben zumindest plane Außenseiten. In der Mitte des Ferritkörpers ist in einer rechteckförmigen Aussparung das Leiterbahnenpaket 24 montiert. Zum Induktivitätsabgleich kann ein Spalt 28 zwischen den freien U-Schenkelenden der Teile 26 und dem Querschenkel 25 vorgesehen sein, dessen Dicke in bekannter Form mittels Folie sehr exakt eingestellt werden kann. Aus dieser Anordnung ergeben sich die folgenden Vorteile:
Der Aufbau kann kompakter erfolgen.
Die Wärme aus dem Ferritkörper kann durch die flächige Anlage an der Kühlplatte 29 besser an diese abgegeben werden.
Die Induktivität kann durch Variieren des Luftspalts 28 eingestellt werden.
Weiterhin besteht die Möglichkeit, dass das Induktionserhöhungselement, im Ausführungsbeispiel der Ferritkörper selbst als Kühlkörper ausgebildet ist. Dazu kann beispielsweise zumindest die Außenkontur des Induktionserhöhungselementes oberflächenvergrößert ausgebildet sein, indem eine Profilierung, insbesondere einstückig mit dem übrigen Körper verbundene Rippen vorgesehen sind. Diese Ausbildung kann auch in Kombination mit zusätzlichen Kühlmaßnahmen vorgesehen sein.
Außerdem kann das Induktionserhöhungselement einen Kühlkörper aufweisen, also z. B. einen Kühlkörper integriert haben. Beliebige Anordnungen sind denkbar.
Um die Hochfrequenz-Anschlüsse (Tore 1 bis 4) gut anbringen zu können sind die Leiterbahnen 17, 18, 17a, 18a an ihren Enden 23 auf jeweils etwa der halben Leiterbahnbreite a/2 zu Anschlussfahnen verlängert und seitenversetzt angeordnet.
Bei Verwendung von Leiterplatten können die einzelnen Leiterbahnen 17, 18, 17a, 18a mittels einfacher Durchkontaktierungen, wie sie in der Leiterplattentechnik bekannt sind, verbunden werden und an die Anschlüsse 1a bis 4a geführt werden.
Kurz zusammengefasst ergeben sich unter anderem die nachfolgenden Vorteile:
Sehr exakte Einstellung der Kapazität mit geringem Streufeld;
Kompakte Bauform;
Fehlanpassungen können über Strom- und Spannungsmessung am Lastausgleichswiderstand sehr leicht ermittelt werden;
Zum Schutz der Leistungsverstärker kann eine Steuerung bei zu hohen Pegeln an diesem Widerstand die Leistungsverstärker herunterfahren und ggf. abschalten;
Geringe Streuinduktivität.

Claims

90° Hybrid zum Splitten oder Zusammenschalten von Hochfrequenzleistung, der als Viertor mit vier Toranschlüssen aufgebaut ist, wobei der 90° Hybrid ausgebildet ist, zwei an den Toranschlüssen 1 und 2 eingegebene Hochfrequenzsignale gleicher Frequenz, die um 90° phasenverschoben sind, am Toranschluss 3 zu einer Gesamtleistung zusammenzuführen, ohne dass am Toranschluss 4 Leistung abfällt, und Kapazitäten und Induktivitäten zur elektrischen kapazitiven Kopplung und zur magnetischen induktive Kopplung aufweist, sowohl die elektrische kapazitive Kopplung (5, 6) als auch die magnetische induktive Kopplung (7, 8) durch eine Anordnung von etwa parallel zueinander angeordneten Leiterbahnen (17, 18) gebildet sind, deren Enden (23) Toranschlüsse bilden und deren Abmessungen und Abstände zueinander zur Bildung der für den 90° Hybrid erforderlichen elektrisch kapazitiven und magnetisch induktiven Kopplungen dimensioniert sind und wobei zur Erhöhung der induktiven Kopplung ein die Leiterbahnen (17, 18) umgreifender Ferritring vorgesehen ist, wobei die Länge der Leiterbahnen (17, 18) < λ/8 ist.
90° Hybrid nach Anspruche 1, dadurch gekennzeichnet, dass der (8) Ferrit-Ringkern (15) vorzugsweise einen A_L-Wert etwa zwischen 40 nH und 200 nH aufweist.
90° Hybrid nach einem der Ansprüche 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, dass zur Erhöhung der Koppelkapazitäten (5, 6) mehr als zwei Leiterbahnen (17, 18) mit ihren Flachseiten zueinander angeordnet sind.
90° Hybrid nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass ein aus wenigstens vier Leiterbahnen (17, 18, 17a, 18a) gebildetes Leiterbahnpaket gebildet ist, von denen jeweils zwei nicht unmittelbar benachbarte Leiterbahnen (17, 18; 17a, 18a) an den Enden (23) elektrisch miteinander verbunden sind und an den jeweils verbundenen Enden Toranschlüsse (1 bis 4) bilden.
90° Hybrid nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die miteinander an den Enden verbundenen Leiterbahnen (17, 18; 17a, 18a) an ihren Anschlussenden (23) seitlich versetzte Anschlussfahnen aufweisen und dass direkt benachbarte Leiterbahnen an gleichen Seiten in entgegengesetzte Richtung seitenversetzte Anschlussfahnen aufweisen.
90° Hybrid nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen den benachbarten Leiterbahnen (17, 18; 17a, 18a) flächige Isolatoren (20), vorzugsweise aus einem Isoliermaterial mit einem ε_r von 2 bis 2,6 und einer Dicke von etwa 0,5 mm bis 3 mm vorgesehen sind.
90° Hybrid nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die zwischen den benachbarten Leiterbahnen (17, 18; 17a, 18a) befindlichen Isolatoren (20) einen über den Leiterbahnumriss überstehenden Überstand aufweisen, der vorzugsweise etwa 0,5 mm bis etwa 3 mm beträgt.
90° Hybrid nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Leiterbahnen (17, 18, 17a, 18a) jeweils auf eine Trägerschicht aus Isolationsmaterial aufkaschiert, gedruckt oder beschichtet sind und mehrere dieser Anordnungen übereinander gestapelt sind.
90° Hybrid nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass jeweils zwei nicht unmittelbar benachbarte Leiterbahnen (17, 17a; 18, 18a) die jeweils auf eine Trägerschicht (21) aus Isolationsmaterial aufkaschiert, gedruckt oder beschichtet sind, bei einem Leiterbahnpaket mit mehr als zwei Leiterbahnen an ihren Anschlussenden mittels Durchkontaktierungen verbunden sind.
90° Hybrid nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass er bei einer Betriebsfrequenz von kleiner 100 MHz bevorzugt von 1 bis 100 MHz besonders bevorzugt bei 13,56 MHz und einer Ausgangsleistung von etwa 10 bis 50 kW eine Größe von kleiner 10 cm × 10 cm × 15 cm aufweist.
90° Hybrid, wobei der 90° Hybrid ausgebildet ist, zwei an den Toranschlüssen 1 und 2 eingegebene Hochfrequenzsignale gleicher Frequenz, die um 90° phasenverschoben sind, am Toranschluss 3 zu einer Gesamtleistung zusammenzuführen, ohne dass am Toranschluss 4 Leistung abfällt, mit mindestens einem ersten und mindestens einem zweiten elektrischen Leiter, die voneinander beabstandet sind und die in einem Kopplungsbereich kapazitiv und induktiv miteinander gekoppelt sind, wobei im Kopplungsbereich zur Erhöhung der Induktivität der Leiter zumindest ein Induktivitätserhöhungselement vorgesehen ist, wobei die Länge des mindestens einen ersten und/oder mindestens einen zweiten Leiters < λ/8 ist.
90° Hybrid nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass das zumindest eine Induktivitätserhöhungselement die Leiter im Kopplungsbereich zumindest teilweise umgibt.
90° Hybrid nach einem der Ansprüche 11 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass das zumindest eine Induktivitätserhöhungselement ringförmig ausgebildet ist.
90° Hybrid nach einem der Ansprüche 11 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass das zumindest eine Induktivitätserhöhungselement zumindest einen einstellbaren Spalt aufweist.
90° Hybrid nach einem der Ansprüche 11 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass das zumindest eine Induktivitätserhöhungselement aus ferritischem Material ausgebildet ist.
90° Hybrid nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass das Induktivitätserhöhungselement als Ferrit-Ringkern ausgebildet ist.
90° Hybrid nach einem der Ansprüche 11 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass das Induktionserhöhungselement einen Kühlkörper aufweist oder mit einem solchen verbunden ist oder selbst als Kühlkörper ausgebildet ist.
90° Hybrid nach einem der Ansprüche 11 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass die Leiter sich parallel zueinander erstrecken.
90° Hybrid nach einem der Ansprüche 11 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass die Leiter in parallelen Ebenen angeordnet sind.
90° Hybrid nach einem der Ansprüche 11 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest ein Abstandshalter vorgesehen ist, der den zumindest einen ersten und den zumindest einen zweiten Leiter in einem vorgegebenen Abstand beabstandet hält.
90° Hybrid nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass der Abstandshalter als elektrischer Isolator ausgebildet ist.
90° Hybrid nach einem der Ansprüche 11 bis 21, dadurch gekennzeichnet, dass die Leiter als Leiterbahnen ausgebildet sind.
90° Hybrid nach einem der Ansprüche 20 bis 22, dadurch gekennzeichnet, dass der Abstandshalter flächig ausgebildet ist und ein erster Leiter auf der einen und ein zweiter Leiter auf der gegenüber liegenden Seite des Abstandshalters angebracht, insbesondere der Abstandshalter mit dem ersten und zweiten Leiter bedruckt, beschichtet oder kaschiert ist.
90° Hybrid nach einem der Ansprüche 11 bis 23, dadurch gekennzeichnet, dass mehrere erste und mehrere zweite Leiter vorgesehen sind, wobei jeweils die ersten Enden der ersten Leiter und die zweiten Enden der ersten Leiter elektrisch leitend miteinander verbunden sind und an den verbundenen Enden jeweils einen Toranschluss bilden und jeweils die ersten Enden der zweiten Leiter und die zweiten Enden der zweiten Leiter elektrisch leitend miteinander verbunden sind und an den verbundenen Enden jeweils einen Toranschluss bilden.
90° Hybrid nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten und zweiten Leiter in einem Leiterstapel angeordnet sind, wobei die ersten und zweiten Leiter abwechselnd übereinander angeordnet sind.
90° Hybrid nach Anspruch 24 oder 25, dadurch gekennzeichnet, dass die miteinander an den Enden verbundenen ersten und zweiten Leiter seitlich versetzte Anschlussfahnen aufweisen, wobei benachbarte erste und zweite Leiter an der gleichen Seite zueinander versetzte Anschlussfahnen aufweisen.
90° Hybrid nach einem der Ansprüche 24 bis 26, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen benachbarten Leitern als elektrische Isolatoren ausgebildete Abstandshalter vorgesehen sind.
90° Hybrid nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, dass die Abstandshalter einen über den Leiterumriss überstehenden Überstand aufweisen.
90° Hybrid nach einem der vorhergehenden Ansprüche 25 bis 28, dadurch gekennzeichnet, dass mehrere vorzugsweise beidseitig mit Leitern versehene Abstandshalter gestapelt sind, wobei die Leiter von sich gegenüber liegender Seiten benachbarter Abstandshalter im wesentlichen deckungsgleich sind und sich berühren.
Verwendung eines 90° Hybriden nach einem der vorhergehenden Ansprüche, zur HF-Leistungsversorgung für Plasma- und/oder Laseranregungsprozesse mit mindestens zwei HF-Generatoren, deren Ausgangsleistungen durch den 90° Hybriden gekoppelt sind.
Verwendung eines 90° Hybriden nach einem der vorhergehenden Ansprüche, für eine HF-Leistungsversorgung eines Plasma- und/oder Laseranregungsprozesses zur Kopplung von mindestens zwei HF-Generatoren, insbesondere von transistorisierten Leistungsverstärkern.