JP2008124910A

JP2008124910A - 高周波増幅回路

Info

Publication number: JP2008124910A
Application number: JP2006308178A
Authority: JP
Inventors: Kengo Tsushima; 肩吾對馬; Hidenori Takahashi; 英紀高橋; Masayuki Tsujita; 雅之辻田
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2006-11-14
Filing date: 2006-11-14
Publication date: 2008-05-29

Abstract

【課題】合成後の出力高周波信号の劣化を抑えることができる高周波増幅回路を提供する。
【解決手段】信号分離器１２は、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調及び位相変調に応じた位相変調を伴い且つ入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅に応じた位相差を有する位相変調信号対Ｓｂ１(ｔ)，Ｓｂ２(ｔ)を生成する。ミキサ２８−１，２８−２は、発振器２６から出力された高周波信号ＳＬ(ｔ)を用いて位相変調信号対Ｓｂ１(ｔ)，Ｓｂ２(ｔ)をアップコンバートして、位相変調高周波信号対Ｓｐ１(ｔ)，Ｓｐ２(ｔ)を生成する。逓倍回路３２−１，３２−２は、位相変調高周波信号対Ｓｐ１(ｔ)，Ｓｐ２(ｔ)の周波数を２倍することで、増幅器対１４へ入力される高周波信号Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を生成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、高周波増幅回路、特に高効率増幅を図った高周波増幅回路に関する。

高効率な線形増幅器を実現する手段の１つとして、ＬＩＮＣ（Linear Amplification with Nonlinear Components）による飽和増幅器を用いた高周波増幅回路が知られている。以下、関連技術の高周波増幅回路について、図７を用いて説明する。

信号分離器（ＳＣＳ：Signal Components Separator）６２は、入力端子１０に入力された包絡線変動を伴う入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)をその振幅に応じた位相差を有する位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)に分離して出力する。例えば、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)は、振幅変調及び位相変調（角度変調）を伴う変調信号であり、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)は、定包絡線となる定振幅位相変調信号である。ここでの入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)及び位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)は、いずれもベースバンド信号であってもよいし、ＩＦ信号であってもよい。信号分離器６２では、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)がディジタル信号として生成される。

信号分離器６２で生成された位相変調信号対の一方Ｓｃ１(ｔ)は、Ｄ／Ａコンバータ７２−１でディジタル信号からアナログ信号へ変換され、さらに、フィルタ７４−１を通過することで、位相変調信号対の一方Ｓｃ１(ｔ)の周波数帯域に対応する成分が抽出されるとともにそれ以外の周波数成分が抑圧される。同様に、位相変調信号対の他方Ｓｃ２(ｔ)は、Ｄ／Ａコンバータ７２−２でディジタル信号からアナログ信号へ変換され、さらに、フィルタ７４−２を通過することで、位相変調信号対の他方Ｓｃ２(ｔ)の周波数帯域に対応する成分が抽出されるとともにそれ以外の周波数成分が抑圧される。

ミキサ７８−１は、発振器７６から出力された高周波信号（発振信号）ＳＬ(ｔ)を用いて、フィルタ７４−１を通過した位相変調信号対の一方Ｓｃ１(ｔ)を周波数変換（アップコンバート）することで、ＲＦ信号である高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)を生成して出力する。ミキサ７８−１から出力された高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)は、フィルタ３０−１を通過することで、高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)の周波数帯域に対応する成分が抽出されるとともにそれ以外の周波数成分が抑圧される。同様に、ミキサ７８−２は、発振器７６から出力された高周波信号ＳＬ(ｔ)を用いて、フィルタ７４−２を通過した位相変調信号対の他方Ｓｃ２(ｔ)を周波数変換（アップコンバート）することで、ＲＦ信号である高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)を生成して出力する。ミキサ７８−２から出力された高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)は、フィルタ３０−２を通過することで、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)の周波数帯域に対応する成分が抽出されるとともにそれ以外の周波数成分が抑圧される。

ここで、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)を以下の（１）式で表すものとすると、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)及び高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)については、以下の（２）〜（６）式で表すことができる。

Ｓｉｎ(ｔ)＝ａ(ｔ)・cos[θ(ｔ)] （１）
Ｓｃ１(ｔ)＝ａ_max・cos[θ(ｔ)＋ψ(ｔ)] （２）
Ｓｃ２(ｔ)＝ａ_max・cos[θ(ｔ)−ψ(ｔ)] （３）
Ｓ１(ｔ)＝ａ_max・cos[２・π・ｆ_c・ｔ＋θ(ｔ)＋ψ(ｔ)] （４）
Ｓ２(ｔ)＝ａ_max・cos[２・π・ｆ_c・ｔ＋θ(ｔ)−ψ(ｔ)] （５）
ψ(ｔ)＝cos^-1[ａ(ｔ)／(２・ａ_max)] （６）

ただし、（１）〜（６）式において、ａ(ｔ)は入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調分、θ(ｔ)は入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の位相変調分（角度変調分）である。ｆ_cは発振器７６から出力される高周波信号ＳＬ(ｔ)の周波数、つまり高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)のキャリア周波数である。ａ_maxは、後述する増幅器対１４の飽和出力レベルから設定される定数である。このように、信号分離器６２、発振器７６、及びミキサ７８−１，７８−２を含む構成により、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅に応じた位相差２×ψ(ｔ)が生じるように位相変調が与えられた高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)が生成される。

増幅器対１４は、互いに並列に設けられた増幅器１４−１，１４−２によって構成されており、増幅器１４−１と増幅器１４−２とで利得、位相特性は略同一である。増幅器１４−１は、ミキサ７８−１から出力された（フィルタ３０−１を通過した）高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)を増幅し、増幅器１４−２は、ミキサ７８−２から出力された（フィルタ３０−２を通過した）高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)を増幅する。また、ここでの増幅器１４−１，１４−２は飽和増幅器として用いられる。

合成器１６は、増幅器対１４により増幅された高周波信号対Ｇ×Ｓ１(ｔ)，Ｇ×Ｓ２(ｔ)（Ｇは増幅器１４−１，１４−２の利得）の各々を合成し、合成後の信号を出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)として出力端子２０から出力する。高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の通過位相をφとすると、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)については以下の（７）式で表すことができる。

Ｓｏｕｔ(ｔ)＝Ｇ・ａ_max・cos[２・π・ｆ_c・ｔ＋θ(ｔ)＋ψ(ｔ)＋φ]
＋Ｇ・ａ_max・cos[２・π・ｆ_c・ｔ＋θ(ｔ)−ψ(ｔ)＋φ]
＝２・Ｇ・ａ_max・cos[２・π・ｆ_c・ｔ＋θ(ｔ)＋φ]・cos[ψ(ｔ)]
＝Ｇ・ａ(ｔ)・cos[２・π・ｆ_c・ｔ＋θ(ｔ)＋φ] （７）

（７）式に示すように、図７に示す高周波増幅回路によれば、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)を利得Ｇで増幅した出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)を得るとともに、高効率な線形増幅を図っている。なお、このような高周波増幅回路（ＬＩＮＣ）は、下記特許文献１〜３にも開示されている。

特公平８−３１８８６号公報特開平５−３７２６３号公報特開２００４−３４３６６５号公報

図７に示す高周波増幅回路において、信号分離器６２で生成される位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)の帯域幅は、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調分ａ(ｔ)に応じた位相変調分（角度変調分）ψ(ｔ)が与えられることで、元の入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の帯域幅よりも大幅に広くなる。そして、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)の帯域幅が増大するほど、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)の劣化が生じやすくなる。位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)に劣化が生じると、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)をアップコンバートしたＲＦ信号である高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を増幅器対１４で増幅する際に、増幅器対１４のＡＭ／ＡＭ歪みやＡＭ／ＰＭ歪みの影響を受けることで、合成後の出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)が劣化して歪みが発生することになる。

本発明は、合成後の出力高周波信号の劣化を抑えることができる高周波増幅回路を提供することを目的とする。

本発明に係る高周波増幅回路は、上述の目的を達成するために以下の手段を採った。

本発明に係る高周波増幅回路は、振幅変調及び角度変調を伴う入力変調信号を基に、入力変調信号の振幅に応じた位相差が生じるように角度変調が与えられた高周波信号対を生成して出力する高周波信号対生成器と、高周波信号対生成器から出力された高周波信号対を増幅する増幅器対と、増幅器対で増幅された高周波信号対の各々を合成して出力する合成器と、を備える高周波増幅回路であって、高周波信号対生成器は、入力変調信号を基に、入力変調信号の振幅変調に応じた角度変調を伴い且つ入力変調信号の振幅に応じた位相差を有する角度変調信号対を生成する変調信号生成手段と、高周波信号を用いて角度変調信号対を周波数変換する変換手段と、変換手段で周波数変換された角度変調信号対の周波数をｎ倍（ｎは２以上の整数）して、入力変調信号の振幅に応じた位相差を有する高周波信号対を生成する逓倍手段と、を有し、逓倍手段から出力された高周波信号対が増幅器対で増幅されることを要旨とする。ここでの角度変調については、位相変調を用いることもできるし、周波数変調を用いることもできる。

また、本発明に係る高周波増幅回路は、振幅変調を伴う入力変調信号を基に、入力変調信号の振幅に応じた位相差が生じるように角度変調が与えられた高周波信号対を生成して出力する高周波信号対生成器と、高周波信号対生成器から出力された高周波信号対を増幅する増幅器対と、増幅器対で増幅された高周波信号対の各々を合成して出力する合成器と、を備える高周波増幅回路であって、高周波信号対生成器は、入力変調信号を基に、入力変調信号の振幅変調に応じた角度変調を伴う角度変調信号を生成する変調信号生成手段と、高周波信号を用いて角度変調信号を周波数変換して、入力変調信号の振幅に応じた位相差を有する角度変調高周波信号対を生成する変換手段と、変換手段からの角度変調高周波信号対の周波数をｎ倍（ｎは２以上の整数）して、入力変調信号の振幅に応じた位相差を有する高周波信号対を生成する逓倍手段と、を有し、逓倍手段から出力された高周波信号対が増幅器対で増幅されることを要旨とする。ここでの角度変調についても、位相変調を用いることもできるし、周波数変調を用いることもできる。

本発明によれば、入力変調信号の振幅変調に応じた角度変調を伴う角度変調信号の周波数帯域幅を狭めることができるので、角度変調信号の劣化を抑えることができる。その結果、角度変調信号を周波数変換して生成した高周波信号対を増幅器対で増幅する際に、増幅器対のＡＭ／ＡＭ歪みやＡＭ／ＰＭ歪みの影響を受けるのを抑えることができ、合成後の出力高周波信号の劣化を抑えることができる。

以下、本発明を実施するための形態（以下実施形態という）を図面に従って説明する。ただし、図７に示した関連技術と同様の構成または対応する構成には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

図１は、本発明の実施形態に係る高周波増幅回路の概略構成を示す図である。本実施形態に係る高周波増幅回路も、図７に示した関連技術と同様にＬＩＮＣであり、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅に応じた位相差が生じるように位相変調（角度変調）が与えられた高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を増幅器対１４（増幅器１４−１，１４−２）で増幅し、増幅後の高周波信号対Ｇ×Ｓ１(ｔ)，Ｇ×Ｓ２(ｔ)（Ｇは増幅器１４−１，１４−２の利得）の各々を合成器１６で合成して出力することで、線形増幅された出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)を得るものである。

変調信号生成手段として設けられた信号分離器１２は、入力端子１０に入力された包絡線変動を伴う入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)をその振幅に応じた位相差を有する位相変調信号対Ｓｂ１(ｔ)，Ｓｂ２(ｔ)に分離して出力する。例えば、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)は、振幅変調及び位相変調（角度変調）を伴う変調信号であり、位相変調信号対Ｓｂ１(ｔ)，Ｓｂ２(ｔ)は、定包絡線となる定振幅位相変調信号である。ここでの入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)及び位相変調信号対Ｓｂ１(ｔ)，Ｓｂ２(ｔ)は、いずれもベースバンド信号であってもよいし、ＩＦ信号であってもよい。信号分離器１２では、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調及び位相変調に応じた位相変調（角度変調）を伴い且つ入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅に応じた位相差を有する位相変調信号対Ｓｂ１(ｔ)，Ｓｂ２(ｔ)がディジタル信号として生成される。

信号分離器１２で生成された位相変調信号対の一方Ｓｂ１(ｔ)は、Ｄ／Ａコンバータ２２−１でディジタル信号からアナログ信号へ変換され、さらに、フィルタ２４−１を通過することで、位相変調信号対の一方Ｓｂ１(ｔ)の周波数帯域に対応する成分が抽出されるとともにそれ以外の周波数成分が抑圧される。同様に、位相変調信号対の他方Ｓｂ２(ｔ)は、Ｄ／Ａコンバータ２２−２でディジタル信号からアナログ信号へ変換され、さらに、フィルタ２４−２を通過することで、位相変調信号対の他方Ｓｂ２(ｔ)の周波数帯域に対応する成分が抽出されるとともにそれ以外の周波数成分が抑圧される。

ミキサ２８−１は、発振器２６から出力された高周波信号（発振信号）ＳＬ(ｔ)を用いて、フィルタ２４−１を通過した位相変調信号対の一方Ｓｂ１(ｔ)を周波数変換（アップコンバート）することで、位相変調高周波信号対の一方Ｓｐ１(ｔ)を生成する。逓倍回路３２−１は、ミキサ２８−１でＲＦ信号に変換された位相変調高周波信号対の一方Ｓｐ１(ｔ)の周波数を２倍（２逓倍）することで、高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)を生成する。図１は、位相変調高周波信号対の一方Ｓｐ１(ｔ)をミキサ３４−１により２乗することで２逓倍する例を示している。逓倍回路３２−１から出力された高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)は、フィルタ３０−１を通過することで、高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)の周波数帯域に対応する成分が抽出されるとともにそれ以外の周波数成分が抑圧される。増幅器１４−１は、逓倍回路３２−１から出力された（フィルタ３０−１を通過した）高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)を増幅する。

同様に、ミキサ２８−２は、発振器２６から出力された高周波信号ＳＬ(ｔ)を用いて、フィルタ２４−２を通過した位相変調信号対の他方Ｓｂ２(ｔ)を周波数変換（アップコンバート）することで、位相変調高周波信号対の他方Ｓｐ２(ｔ)を生成する。逓倍回路３２−２は、ミキサ２８−２でＲＦ信号に変換された位相変調高周波信号対の他方Ｓｐ２(ｔ)の周波数を２倍（２逓倍）することで、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)を生成する。図１は、位相変調高周波信号対の他方Ｓｐ２(ｔ)をミキサ３４−２により２乗することで２逓倍する例を示している。逓倍回路３２−２から出力された高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)は、フィルタ３０−２を通過することで、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)の周波数帯域に対応する成分が抽出されるとともにそれ以外の周波数成分が抑圧される。増幅器１４−２は、逓倍回路３２−２から出力された（フィルタ３０−２を通過した）高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)を増幅する。このように、信号分離器１２、発振器２６、ミキサ２８−１，２８−２、及び逓倍回路３２−１，３２−２を含む構成により、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅に応じた位相差を有するように位相変調が与えられた高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を生成して増幅器対１４へ出力する高周波信号対生成器が実現される。

本実施形態では、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)を前述の（１）式、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を前述の（４）〜（６）式、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)を前述の（７）式で表すものとすると、信号分離器１２から出力される位相変調信号対Ｓｂ１(ｔ)，Ｓｂ２(ｔ)は、以下の（８）、（９）式で表される。ただし、（８）、（９）式において、Ａは定数である。

Ｓｂ１(ｔ)＝Ａ・cos[θ(ｔ)／２＋ψ(ｔ)／２] （８）
Ｓｂ２(ｔ)＝Ａ・cos[θ(ｔ)／２−ψ(ｔ)／２] （９）

つまり、本実施形態では、信号分離器１２は、位相変調信号対の一方Ｓｂ１(ｔ)の位相が高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)の位相変調分（角度変調分）θ(ｔ)＋ψ(ｔ)の１／２になり、位相変調信号対の他方Ｓｂ２(ｔ)の位相が高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)の位相変調分（角度変調分）θ(ｔ)−ψ(ｔ)の１／２になるように、位相変調信号対Ｓｂ１(ｔ)，Ｓｂ２(ｔ)を生成する。

ミキサ２８−１，２８−２によるアップコンバート後の位相変調高周波信号対Ｓｐ１(ｔ)，Ｓｐ２(ｔ)は、以下の（１０）、（１１）式で表される。

Ｓｐ１(ｔ)＝Ａ・cos[２・π・ｆ_c／２・ｔ＋θ(ｔ)／２＋ψ(ｔ)／２] （１０）
Ｓｐ２(ｔ)＝Ａ・cos[２・π・ｆ_c／２・ｔ＋θ(ｔ)／２−ψ(ｔ)／２] （１１）

つまり、本実施形態では、発振器２６から出力される高周波信号ＳＬ(ｔ)の周波数は、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)のキャリア周波数ｆ_cの１／２に設定されている。そして、位相変調高周波信号対の一方Ｓｐ１(ｔ)の位相は高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)の位相の１／２になり、位相変調高周波信号対の他方Ｓｐ２(ｔ)の位相は高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)の位相の１／２になる。

逓倍回路３２−１，３２−２で２逓倍（ミキサ３４−１，３４−２で２乗）された高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)は、以下の（１２）、（１３）式で表される。

Ｓ１(ｔ)＝Ａ²／２・cos[２・π・ｆ_c・ｔ＋θ(ｔ)＋ψ(ｔ)]＋Ａ²／２（１２）
Ｓ２(ｔ)＝Ａ²／２・cos[２・π・ｆ_c・ｔ＋θ(ｔ)−ψ(ｔ)]＋Ａ²／２（１３）

（１２）、（１３）式の右辺第二項（ＤＣ成分であるＡ²／２）をフィルタ３０−１，３０−２で除去し、ａ_max＝Ａ²／２を満たすようにＡの値を設定することで、増幅器１４−１，１４−２へ入力される高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)は、前述の（４）、（５）式に一致する。

前述のように、図７に示す高周波増幅回路においては、信号分離器６２で生成される位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)の帯域幅は、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調分ａ(ｔ)に応じた位相変調分ψ(ｔ)が与えられることで、元の入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の帯域幅よりも大幅に広くなる。図２のベクトル図に示すように、θ(ｔ)の変化範囲は±πであり、ψ(ｔ)の変化範囲は±π／２であるため、θ(ｔ)±ψ(ｔ)は±１．５×πの範囲で変化し、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)は過度の角度変調状態となる。ＦＭ変調モデルで考えると、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)の変調指数βはθ(ｔ)±ψ(ｔ)の最大値に相当し、９８％電力の周波数帯域幅は、カーソンの法則より２×(１＋β)＝１１．４倍に広がる。一例として、Ｗ−ＣＤＭＡ４波である場合の入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)のスペクトラム（ベースバンド帯域）を図３に示し、この入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)を信号分離器６２で分離した場合の位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)のスペクトラム（ベースバンド帯域）を図４に示す。このような広帯域の位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)を劣化無く信号分離器６２で生成するためには、信号分離器６２に要求されるサンプリングレートは入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の帯域幅の約１５〜２０倍となる。ディジタル回路の消費電力はクロック周波数に概略比例するので、回路全体の消費電力に大きな影響を及ぼすことになる。

また、図７に示す高周波増幅回路においては、信号分離器６２で生成される位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)の帯域幅が増大するほど、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)の劣化が生じやすくなる。例えば、広帯域の位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)をフィルタ７４−１，７４−２に通すことで位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)に対応する周波数成分を抽出する際には、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)の帯域幅が増大するほど、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)の劣化が生じやすくなる。劣化が生じた位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)のＩ−Ｑコンスタレーションは、例えば図５に示すようになり、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)が定振幅信号にならなくなる。このような劣化した位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)をアップコンバートしてＲＦ信号である高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を生成し、この高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を増幅器対１４で増幅すると、増幅器対１４のＡＭ／ＡＭ歪みやＡＭ／ＰＭ歪みの影響を受けることで、例えば図６に示すように、合成後の出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)が劣化して歪みが発生することになる。ただし、図６では、ベースバンド帯域に換算したスペクトラムを図示している。

これに対して本実施形態では、信号分離器１２が位相変調信号対Ｓｂ１(ｔ)，Ｓｂ２(ｔ)をその変調指数βが１／２になるように生成し、ミキサ２８−１，２８−２が高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)のキャリア周波数ｆ_cの１／２の高周波信号（発振信号）ＳＬ(ｔ)で位相変調信号対Ｓｂ１(ｔ)，Ｓｂ２(ｔ)をアップコンバートし、逓倍回路３２−１．３２−２がアップコンバートされた位相変調高周波信号対Ｓｐ１(ｔ)，Ｓｐ２(ｔ)を２逓倍（２乗）することで高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を生成している。これによって、信号分離器１２で生成される位相変調信号対Ｓｂ１(ｔ)，Ｓｂ２(ｔ)の帯域幅を狭めることができる。そのため、信号分離器１２に要求されるサンプリングレートを低くすることができ、回路全体の消費電力を低減することができる。そして、例えば位相変調信号対Ｓｂ１(ｔ)，Ｓｂ２(ｔ)をフィルタ２４−１，２４−２に通す際に、位相変調信号対Ｓｂ１(ｔ)，Ｓｂ２(ｔ)の劣化を抑えることができる。そのため、位相変調信号対Ｓｂ１(ｔ)，Ｓｂ２(ｔ)をアップコンバート及び２逓倍したＲＦ信号である高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を増幅器対１４で増幅する際に、増幅器対１４のＡＭ／ＡＭ歪みやＡＭ／ＰＭ歪みの影響を受けるのを抑えることができ、合成後の出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の劣化を抑えることができる。したがって、本実施形態によれば、高効率な線形増幅を実現することができる。

以上の実施形態の説明では、逓倍回路３２−１．３２−２が位相変調高周波信号対Ｓｐ１(ｔ)，Ｓｐ２(ｔ)の周波数を２倍するものとした。ただし、本実施形態では、逓倍回路３２−１．３２−２が位相変調高周波信号対Ｓｐ１(ｔ)，Ｓｐ２(ｔ)の周波数をｎ倍（ｎは２以上の整数）して高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を生成することもできる。その場合は、信号分離器１２は、位相変調信号対の一方Ｓｂ１(ｔ)の位相が高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)の位相変調分θ(ｔ)＋ψ(ｔ)の１／ｎになり、位相変調信号対の他方Ｓｂ２(ｔ)の位相が高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)の位相変調分θ(ｔ)−ψ(ｔ)の１／ｎになるように（変調指数βが１／ｎになるように）、位相変調信号対Ｓｂ１(ｔ)，Ｓｂ２(ｔ)を生成する。そして、ミキサ２８−１，２８−２は、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)のキャリア周波数ｆ_cの１／ｎの高周波信号（発振信号）ＳＬ(ｔ)を用いて位相変調信号対Ｓｂ１(ｔ)，Ｓｂ２(ｔ)をアップコンバートして、位相変調高周波信号対Ｓｐ１(ｔ)，Ｓｐ２(ｔ)を生成する。入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)を前述の（１）式、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を前述の（４）〜（６）式、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)を前述の（７）式で表すものとすると、位相変調信号対Ｓｂ１(ｔ)，Ｓｂ２(ｔ)、及び位相変調高周波信号対Ｓｐ１(ｔ)，Ｓｐ２(ｔ)は、以下の（１４）〜（１７）式で表される。

Ｓｂ１(ｔ)＝Ａ・cos[θ(ｔ)／ｎ＋ψ(ｔ)／ｎ] （１４）
Ｓｂ２(ｔ)＝Ａ・cos[θ(ｔ)／ｎ−ψ(ｔ)／ｎ] （１５）
Ｓｐ１(ｔ)＝Ａ・cos[２・π・ｆ_c／ｎ・ｔ＋θ(ｔ)／ｎ＋ψ(ｔ)／ｎ] （１６）
Ｓｐ２(ｔ)＝Ａ・cos[２・π・ｆ_c／ｎ・ｔ＋θ(ｔ)／ｎ−ψ(ｔ)／ｎ] （１７）

逓倍回路３２−１．３２−２が位相変調高周波信号対Ｓｐ１(ｔ)，Ｓｐ２(ｔ)をｎ逓倍（ｎ乗）して高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を生成する場合も、信号分離器１２で生成される位相変調信号対Ｓｂ１(ｔ)，Ｓｂ２(ｔ)の帯域幅を狭めることができ、位相変調信号対Ｓｂ１(ｔ)，Ｓｂ２(ｔ)の劣化を抑えることができる。さらに、逓倍数ｎの値を増大させるほど、変調指数βをより小さくすることができ、位相変調信号対Ｓｂ１(ｔ)，Ｓｂ２(ｔ)の帯域幅をより狭めることができる。

以上の実施形態の説明では、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)が振幅変調及び位相変調を伴う変調信号であるものとした。ただし、本実施形態では、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)が振幅変調及び周波数変調を伴う変調信号であってもよい。その場合は、以上の実施形態の説明において、θ(ｔ)を２・π・ｆ(ｔ)・ｔに置き換えたものを考えればよい。ただし、ｆ(ｔ)は、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の周波数変調分である。このように、本実施形態では、角度変調として、位相変調を用いることもできるし、周波数変調を用いることもできる。

さらに、本実施形態では、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)が振幅変調を伴う変調信号であってもよい。その場合は、信号分離器１２は、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)を基に、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調に応じた位相変調（角度変調）を伴う位相変調信号Ｓｂ(ｔ)を生成する。そして、ミキサ２８−１，２８−２は、発振器２６から出力された高周波信号ＳＬ(ｔ)を用いて位相変調信号Ｓｂ(ｔ)を周波数変換（アップコンバート）して、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅に応じた位相差を有する位相変調高周波信号対Ｓｐ１(ｔ)，Ｓｐ２(ｔ)を生成する。ここでは、位相変調高周波信号対の一方Ｓｐ１(ｔ)の位相が発振器２６からの高周波信号ＳＬ(ｔ)の位相と位相変調信号Ｓｂ(ｔ)の位相との和に基づいて決まり（和に等しくなり）、位相変調高周波信号対の他方Ｓｐ２(ｔ)の位相が発振器２６からの高周波信号ＳＬ(ｔ)の位相と位相変調信号Ｓｂ(ｔ)の位相との差に基づいて決まる（差に等しくなる）ように、位相変調高周波信号対Ｓｐ１(ｔ)，Ｓｐ２(ｔ)が生成される。振幅変調（包絡線変動）を伴う入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)を以下の（１８）式で表すものとすると、位相変調信号Ｓｂ(ｔ)、位相変調高周波信号対Ｓｐ１(ｔ)，Ｓｐ２(ｔ)、及び高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)については、以下の（１９）〜（２３）式で表すことができる。ただし、（１９）〜（２３）式において、ｎは２以上の整数である。

Ｓｉｎ(ｔ)＝ａ(ｔ) （１８）
Ｓｂ(ｔ)＝Ａ・cos[ψ(ｔ)／ｎ] （１９）
Ｓｐ１(ｔ)＝Ａ・cos[２・π・ｆ_c／ｎ・ｔ＋ψ(ｔ)／ｎ] （２０）
Ｓｐ２(ｔ)＝Ａ・cos[２・π・ｆ_c／ｎ・ｔ−ψ(ｔ)／ｎ] （２１）
Ｓ１(ｔ)＝ａ_max・cos[２・π・ｆ_c・ｔ＋ψ(ｔ)] （２２）
Ｓ２(ｔ)＝ａ_max・cos[２・π・ｆ_c・ｔ−ψ(ｔ)] （２３）

以上、本発明を実施するための形態について説明したが、本発明はこうした実施形態に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。

本発明の実施形態に係る高周波増幅回路の概略構成を示す図である。ＬＩＮＣの動作を説明するためのベクトル図である。入力変調信号のスペクトラムの一例を示す図である。位相変調信号対のスペクトラムの一例を示す図である。劣化が生じた位相変調信号対のＩ−Ｑコンスタレーションの一例を示す図である。劣化が生じた出力高周波信号の一例を示す図である。関連技術の高周波増幅回路の概略構成を示す図である。

符号の説明

１０入力端子、１２信号分離器、１４増幅器対、１６合成器、２０出力端子、２２−１，２２−２Ｄ／Ａコンバータ、２４−１，２４−２，３０−１，３０−２フィルタ、２６発振器、２８−１，２８−２，３４−１，３４−２ミキサ、３２−１，３２−２逓倍回路。

Claims

振幅変調及び角度変調を伴う入力変調信号を基に、入力変調信号の振幅に応じた位相差が生じるように角度変調が与えられた高周波信号対を生成して出力する高周波信号対生成器と、高周波信号対生成器から出力された高周波信号対を増幅する増幅器対と、増幅器対で増幅された高周波信号対の各々を合成して出力する合成器と、を備える高周波増幅回路であって、
高周波信号対生成器は、
入力変調信号を基に、入力変調信号の振幅変調に応じた角度変調を伴い且つ入力変調信号の振幅に応じた位相差を有する角度変調信号対を生成する変調信号生成手段と、
高周波信号を用いて角度変調信号対を周波数変換する変換手段と、
変換手段で周波数変換された角度変調信号対の周波数をｎ倍（ｎは２以上の整数）して、入力変調信号の振幅に応じた位相差を有する高周波信号対を生成する逓倍手段と、
を有し、
逓倍手段から出力された高周波信号対が増幅器対で増幅される、高周波増幅回路。
振幅変調を伴う入力変調信号を基に、入力変調信号の振幅に応じた位相差が生じるように角度変調が与えられた高周波信号対を生成して出力する高周波信号対生成器と、高周波信号対生成器から出力された高周波信号対を増幅する増幅器対と、増幅器対で増幅された高周波信号対の各々を合成して出力する合成器と、を備える高周波増幅回路であって、
高周波信号対生成器は、
入力変調信号を基に、入力変調信号の振幅変調に応じた角度変調を伴う角度変調信号を生成する変調信号生成手段と、
高周波信号を用いて角度変調信号を周波数変換して、入力変調信号の振幅に応じた位相差を有する角度変調高周波信号対を生成する変換手段と、
変換手段からの角度変調高周波信号対の周波数をｎ倍（ｎは２以上の整数）して、入力変調信号の振幅に応じた位相差を有する高周波信号対を生成する逓倍手段と、
を有し、
逓倍手段から出力された高周波信号対が増幅器対で増幅される、高周波増幅回路。