JPH10209901A - 周波数変換器およびこれを用いた無線受信機 - Google Patents
周波数変換器およびこれを用いた無線受信機Info
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- JPH10209901A JPH10209901A JP1411497A JP1411497A JPH10209901A JP H10209901 A JPH10209901 A JP H10209901A JP 1411497 A JP1411497 A JP 1411497A JP 1411497 A JP1411497 A JP 1411497A JP H10209901 A JPH10209901 A JP H10209901A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ダイレクトコンバージョン受信機における自
己混合の問題を回避すると共に、小さい局部発振信号に
より駆動可能な周波数変換器およびこれを用いた無線受
信機を提供する。 【解決手段】 第１の入力信号ＲＦと第２の入力信号Ｌ
ｏとを入力・合成して合成信号を出力する信号合成手段
１０、合成信号に直流オフセットを付加するオフセット
付加手段４０、直流オフセットが付加された合成信号を
増幅して振幅が一定である増幅信号を出力する振幅制限
増幅手段２０、増幅信号を入力し前記増幅信号に含まれ
る不要な信号成分を除去して所望の信号成分を生成して
出力するフィルタ手段３０、を備える。
己混合の問題を回避すると共に、小さい局部発振信号に
より駆動可能な周波数変換器およびこれを用いた無線受
信機を提供する。 【解決手段】 第１の入力信号ＲＦと第２の入力信号Ｌ
ｏとを入力・合成して合成信号を出力する信号合成手段
１０、合成信号に直流オフセットを付加するオフセット
付加手段４０、直流オフセットが付加された合成信号を
増幅して振幅が一定である増幅信号を出力する振幅制限
増幅手段２０、増幅信号を入力し前記増幅信号に含まれ
る不要な信号成分を除去して所望の信号成分を生成して
出力するフィルタ手段３０、を備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信に用いら
れる周波数変換器およびこれを用いた無線受信機に係
り、特に小さい局部発振信号により駆動することのでき
る周波数変換器およびこの周波数変換器を用いることに
よりダイレクトコンバージョン受信機等における自己混
合を回避することのできる無線受信機に関する。
れる周波数変換器およびこれを用いた無線受信機に係
り、特に小さい局部発振信号により駆動することのでき
る周波数変換器およびこの周波数変換器を用いることに
よりダイレクトコンバージョン受信機等における自己混
合を回避することのできる無線受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の周波数変換器は、例えば図１０に
示されるように、無線周波数（ＲＦ）信号入力端子１よ
り入力されるＲＦ信号をそのベースに入力する第１のト
ランジスタTr１と、第１および第２の局部発振（Ｌｏ，
＊Ｌｏ）信号入力端子２および３より入力される局部発
振信号をそれぞれのベースに入力すると共に両者により
差動対４を構成する第２および第３のトランジスタTr２
およびTr３と、を備えている。なお、局部発振信号＊Ｌ
ｏは信号Ｌｏの反転信号である。
示されるように、無線周波数（ＲＦ）信号入力端子１よ
り入力されるＲＦ信号をそのベースに入力する第１のト
ランジスタTr１と、第１および第２の局部発振（Ｌｏ，
＊Ｌｏ）信号入力端子２および３より入力される局部発
振信号をそれぞれのベースに入力すると共に両者により
差動対４を構成する第２および第３のトランジスタTr２
およびTr３と、を備えている。なお、局部発振信号＊Ｌ
ｏは信号Ｌｏの反転信号である。
【０００３】トランジスタ差動対４の動作については、
P.R.Grayおよび R.G.Meyerにより著わされた「Analysis
and Design Analog Integrated Circuits」に述べられ
ているように、第１のトランジスタTr１のコレクタ電流
を第２および第３のトランジスタTr２およびTr３の両ベ
ース間の電位差に基づいて両トランジスタにそれぞれ分
配する。前記コレクタ電流は、負荷回路５によって電圧
出力に変換されて出力ＶOUT として送出される。前記負
荷回路５は、第４および第５のトランジスタTr４および
Tr５より構成されている。
P.R.Grayおよび R.G.Meyerにより著わされた「Analysis
and Design Analog Integrated Circuits」に述べられ
ているように、第１のトランジスタTr１のコレクタ電流
を第２および第３のトランジスタTr２およびTr３の両ベ
ース間の電位差に基づいて両トランジスタにそれぞれ分
配する。前記コレクタ電流は、負荷回路５によって電圧
出力に変換されて出力ＶOUT として送出される。前記負
荷回路５は、第４および第５のトランジスタTr４および
Tr５より構成されている。
【０００４】トランジスタ差動対を用いる周波数変換器
は、変換利得の変動を少なくするため両ベース端子に大
きな電圧振幅を与えて差動対を構成する第１および第２
のトランジスタTr１およびTr２をスイッチ動作させる。
このときの出力は次式（１）により表すことができる。
は、変換利得の変動を少なくするため両ベース端子に大
きな電圧振幅を与えて差動対を構成する第１および第２
のトランジスタTr１およびTr２をスイッチ動作させる。
このときの出力は次式（１）により表すことができる。
【０００５】 ＶOUT(t)＝Ｋ×Ｆ(t) ×｛Ｉrf(t) ＋Ｉee｝ … （１） ただし、ＩrfはトランジスタＴｒ１のコレクタから出力
される高周波信号電流であり、ＩeeはトランジスタＴｒ
１のコレクタに流れるバイアス電流であって、Ｆ(t) は
局部発振信号の周波数と同じ周波数で１と−１が交互に
現れる関数、Ｋは負荷回路によって定まる定数である。
される高周波信号電流であり、ＩeeはトランジスタＴｒ
１のコレクタに流れるバイアス電流であって、Ｆ(t) は
局部発振信号の周波数と同じ周波数で１と−１が交互に
現れる関数、Ｋは負荷回路によって定まる定数である。
【０００６】また、Ｆ(t) は局部発振信号の周波数の整
数倍の周波数成分を含み、所望の信号はＦ(t) の基本波
成分「ｓｉｎ（２πｆｔ）」とＩrfとの積である。ただ
しｆは局部発振周波数である。ここで、「Ｉrf＝Ａ(t)
sin （２πｆrfｔ）」とすると、下記の式（２）のよう
に表わすことができる。
数倍の周波数成分を含み、所望の信号はＦ(t) の基本波
成分「ｓｉｎ（２πｆｔ）」とＩrfとの積である。ただ
しｆは局部発振周波数である。ここで、「Ｉrf＝Ａ(t)
sin （２πｆrfｔ）」とすると、下記の式（２）のよう
に表わすことができる。
【０００７】 K ／2 ・A(t) [cos{2 π(frf-f)t} −cos{2 π(frf+f)t}} … （２） 低域通過フィルタを用いて上式（２）における「A(t)co
s{2 π(frf-f)t} 」の信号成分を取り出すことにより、
ｆrfの搬送波周波数の信号を「ｆrf−ｆ」の搬送波周波
数の信号に変換することができる。
s{2 π(frf-f)t} 」の信号成分を取り出すことにより、
ｆrfの搬送波周波数の信号を「ｆrf−ｆ」の搬送波周波
数の信号に変換することができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上記のような構成を有
し動作を行なう周波数変換器を直接周波数変換方式の受
信機（Direct-Conversion Receiver）に用いた場合、As
ad Abidi著「Low-PowerRadio-Frequency IC's for Port
able Communucations」（Proceedings of theIEEE, vo
l.83, No4, April, 1995）に述べられているように、局
部発振信号が高周波信号入力端子より漏洩し、低雑音増
幅回路やアンテナのインピーダンス不整合（ミスマッチ
ング）等のために反射されて、高周波入力信号Ｉrfに重
畳されて周波数変換器に入力される。この信号は本来の
局部発振信号と混合されて、直流（ＤＣ―Direct Curre
nt―）オフセットとなる。また、アンテナの周囲の環境
変動に伴って漏洩される局部発振信号の反射量が変動し
たりすると、直流オフセットが変動するために周波数の
低い雑音になったりすることがある。これを解決するた
めに、特願平８−３１２２７５号が提案されている。
し動作を行なう周波数変換器を直接周波数変換方式の受
信機（Direct-Conversion Receiver）に用いた場合、As
ad Abidi著「Low-PowerRadio-Frequency IC's for Port
able Communucations」（Proceedings of theIEEE, vo
l.83, No4, April, 1995）に述べられているように、局
部発振信号が高周波信号入力端子より漏洩し、低雑音増
幅回路やアンテナのインピーダンス不整合（ミスマッチ
ング）等のために反射されて、高周波入力信号Ｉrfに重
畳されて周波数変換器に入力される。この信号は本来の
局部発振信号と混合されて、直流（ＤＣ―Direct Curre
nt―）オフセットとなる。また、アンテナの周囲の環境
変動に伴って漏洩される局部発振信号の反射量が変動し
たりすると、直流オフセットが変動するために周波数の
低い雑音になったりすることがある。これを解決するた
めに、特願平８−３１２２７５号が提案されている。
【０００９】偶高調波ミキサにおいては、原理的には２
次相互変調歪が発生しないことになっている。しかしな
がら、実際の回路の伝達特性は、回路素子の誤差や寄生
素子の影響により、完全な奇関数ではなく偶数項を持っ
た関数になる。この偶数成分によって２次相互変調歪み
が発生する。例えばｙ＝ｘ3 という関数に入力オフセッ
トが加わったとすると、 ｙ＝（ｘ＋ｘoff ）3 ＝ｘ3 ＋３ｘoff 2 ｘ＋ｘoff 3 … （３） となり、ｘoff に比例するｘ2 の項が現れることにな
る。
次相互変調歪が発生しないことになっている。しかしな
がら、実際の回路の伝達特性は、回路素子の誤差や寄生
素子の影響により、完全な奇関数ではなく偶数項を持っ
た関数になる。この偶数成分によって２次相互変調歪み
が発生する。例えばｙ＝ｘ3 という関数に入力オフセッ
トが加わったとすると、 ｙ＝（ｘ＋ｘoff ）3 ＝ｘ3 ＋３ｘoff 2 ｘ＋ｘoff 3 … （３） となり、ｘoff に比例するｘ2 の項が現れることにな
る。
【００１０】このため、ダイレクトコンバージョン受信
方式の無線受信機においては、隣接チャネルに強い入力
があった場合、所望の信号周波数に２次相互変調歪みが
発生することになり、この歪みがエラーレートを劣化さ
せる要因となる。
方式の無線受信機においては、隣接チャネルに強い入力
があった場合、所望の信号周波数に２次相互変調歪みが
発生することになり、この歪みがエラーレートを劣化さ
せる要因となる。
【００１１】本発明は、２次相互変調歪を小さくし、隣
接チャネル信号による感度抑圧効果を回避し得る周波数
変換器およびこれを用いた無線受信機を提供することを
目的としている。
接チャネル信号による感度抑圧効果を回避し得る周波数
変換器およびこれを用いた無線受信機を提供することを
目的としている。
【００１２】また、本発明は、ダイレクトコンバージョ
ン受信機における自己混合の問題を回避すると共に、小
さい局部発振信号により駆動可能な周波数変換器および
これを用いた無線受信機を提供することをも目的として
いる。
ン受信機における自己混合の問題を回避すると共に、小
さい局部発振信号により駆動可能な周波数変換器および
これを用いた無線受信機を提供することをも目的として
いる。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明に係る周波数変換器は、第１の入力信号と第
２の入力信号とを入力してこれら第１および第２の信号
を合成して合成信号を出力する信号合成手段と、前記信
号合成手段が出力する前記合成信号に直流オフセットを
付加するオフセット付加手段と、直流オフセットが付加
された前記合成信号を増幅して振幅が一定である増幅信
号を出力する振幅制限増幅手段と、前記振幅制限増幅手
段が出力する増幅信号を入力し前記増幅信号に含まれる
不要な信号成分をこの増幅信号より除去して所望の信号
成分を生成して出力するフィルタ手段と、を備えること
を基本構成としている。
め、本発明に係る周波数変換器は、第１の入力信号と第
２の入力信号とを入力してこれら第１および第２の信号
を合成して合成信号を出力する信号合成手段と、前記信
号合成手段が出力する前記合成信号に直流オフセットを
付加するオフセット付加手段と、直流オフセットが付加
された前記合成信号を増幅して振幅が一定である増幅信
号を出力する振幅制限増幅手段と、前記振幅制限増幅手
段が出力する増幅信号を入力し前記増幅信号に含まれる
不要な信号成分をこの増幅信号より除去して所望の信号
成分を生成して出力するフィルタ手段と、を備えること
を基本構成としている。
【００１４】また、請求項２に係る周波数変換器は、上
記基本構成を備える周波数変換器において、前記オフセ
ット付加手段が、ディジタルオフセット制御信号をアナ
ログ信号に変換して所定の直流オフセットを前記合成信
号に付加させるディジタル・アナログ変換器を備えるこ
とを特徴としている。
記基本構成を備える周波数変換器において、前記オフセ
ット付加手段が、ディジタルオフセット制御信号をアナ
ログ信号に変換して所定の直流オフセットを前記合成信
号に付加させるディジタル・アナログ変換器を備えるこ
とを特徴としている。
【００１５】さらに、請求項３に係る周波数変換器は、
第１の入力端子に第１の入力信号を入力し第２の入力端
子に第２の入力信号を入力して、第１及び第２の入力信
号を比較する第１の比較手段と、第１の入力端子に第２
の入力信号を入力し第２の入力端子に第１の入力信号の
反転信号を入力し、入力された両信号を比較する第２の
比較手段と、前記第１の比較手段と前記第２の比較手段
のそれぞれの小信号利得を制御する利得制御手段と、第
１の比較手段の出力と第２の比較手段の出力を入力し、
両信号を合成して不要な信号成分を除去し、所望の信号
を出力するフィルタ手段と、を備えることを特徴として
いる。
第１の入力端子に第１の入力信号を入力し第２の入力端
子に第２の入力信号を入力して、第１及び第２の入力信
号を比較する第１の比較手段と、第１の入力端子に第２
の入力信号を入力し第２の入力端子に第１の入力信号の
反転信号を入力し、入力された両信号を比較する第２の
比較手段と、前記第１の比較手段と前記第２の比較手段
のそれぞれの小信号利得を制御する利得制御手段と、第
１の比較手段の出力と第２の比較手段の出力を入力し、
両信号を合成して不要な信号成分を除去し、所望の信号
を出力するフィルタ手段と、を備えることを特徴として
いる。
【００１６】また、請求項４に係る周波数変換器は、請
求項３に記載の周波数変換器において、前記利得制御手
段が、前記第１および第２の比較手段のバイアス電流を
制御することにより前記小信号利得を制御することを特
徴としている。
求項３に記載の周波数変換器において、前記利得制御手
段が、前記第１および第２の比較手段のバイアス電流を
制御することにより前記小信号利得を制御することを特
徴としている。
【００１７】さらに、請求項５に係る周波数変換器は、
請求項３に記載の周波数変換器において、前記利得制御
手段が、前記第１の入力信号とこの第１の入力信号の反
転信号とに前記直流オフセットを付加することにより前
記小信号利得を制御することを特徴としている。
請求項３に記載の周波数変換器において、前記利得制御
手段が、前記第１の入力信号とこの第１の入力信号の反
転信号とに前記直流オフセットを付加することにより前
記小信号利得を制御することを特徴としている。
【００１８】請求項６に係る周波数変換器は、請求項３
に記載の周波数変換器において、前記利得制御手段が、
前記入力信号としてデジタル制御信号を入力することを
特徴としている。
に記載の周波数変換器において、前記利得制御手段が、
前記入力信号としてデジタル制御信号を入力することを
特徴としている。
【００１９】請求項７に係る無線受信機は、高周波信号
を入力する高周波入力回路と、この高周波入力回路を介
して入力された前記高周波信号を局部発振信号を用いて
同相成分のベースバンド信号に変換する第１の周波数変
換器と、前記局部発振信号の位相をシフトさせた信号を
用いて前記高周波信号を直交成分のベースバンド信号に
変換する第２の周波数変換器と、を備える無線受信機お
いて、前記第１および第２の周波数変換器は、第１の入
力信号と第２の入力信号とを入力し、これら第１および
第２の信号を合成して合成信号を出力する信号合成手段
と、前記信号合成手段が出力する前記合成信号に直流オ
フセットを付加するオフセット付加手段と、直流オフセ
ットが付加された前記合成信号を増幅して、振幅が一定
である増幅信号を出力する振幅制限増幅手段と、前記振
幅制限増幅手段が出力する増幅信号を入力し、前記増幅
信号に含まれる不要な信号成分をこの増幅信号より除去
して、所望の信号成分を生成して出力するフィルタ手段
と、を備えることを特徴としている。
を入力する高周波入力回路と、この高周波入力回路を介
して入力された前記高周波信号を局部発振信号を用いて
同相成分のベースバンド信号に変換する第１の周波数変
換器と、前記局部発振信号の位相をシフトさせた信号を
用いて前記高周波信号を直交成分のベースバンド信号に
変換する第２の周波数変換器と、を備える無線受信機お
いて、前記第１および第２の周波数変換器は、第１の入
力信号と第２の入力信号とを入力し、これら第１および
第２の信号を合成して合成信号を出力する信号合成手段
と、前記信号合成手段が出力する前記合成信号に直流オ
フセットを付加するオフセット付加手段と、直流オフセ
ットが付加された前記合成信号を増幅して、振幅が一定
である増幅信号を出力する振幅制限増幅手段と、前記振
幅制限増幅手段が出力する増幅信号を入力し、前記増幅
信号に含まれる不要な信号成分をこの増幅信号より除去
して、所望の信号成分を生成して出力するフィルタ手段
と、を備えることを特徴としている。
【００２０】請求項８に係る無線受信機は、高周波信号
を入力する高周波入力回路と、この高周波入力回路を介
して入力された前記高周波信号を局部発振信号を用いて
同相成分のベースバンド信号に変換する第１の周波数変
換器と、前記局部発振信号の位相をシフトさせた信号を
用いて前記高周波信号を直交成分のベースバンド信号に
変換する第２の周波数変換器と、を備える無線受信機お
いて、前記第１および第２の周波数変換器は、第１の入
力端子に第１の入力信号を入力し第２の入力端子に第２
の入力信号を入力して、第１及び第２の入力信号を比較
する第１の比較手段と、第１の入力端子に第２の入力信
号を入力し第２の入力端子に第１の入力信号の反転信号
を入力し、入力された両信号を比較する第２の比較手段
と、前記第１の比較手段と前記第２の比較手段のそれぞ
れの小信号利得を制御する利得制御手段と、第１の比較
手段の出力と第２の比較手段の出力を入力し、両信号を
合成して不要な信号成分を除去し、所望の信号を出力す
るフィルタ手段と、を備えることを特徴としている。
を入力する高周波入力回路と、この高周波入力回路を介
して入力された前記高周波信号を局部発振信号を用いて
同相成分のベースバンド信号に変換する第１の周波数変
換器と、前記局部発振信号の位相をシフトさせた信号を
用いて前記高周波信号を直交成分のベースバンド信号に
変換する第２の周波数変換器と、を備える無線受信機お
いて、前記第１および第２の周波数変換器は、第１の入
力端子に第１の入力信号を入力し第２の入力端子に第２
の入力信号を入力して、第１及び第２の入力信号を比較
する第１の比較手段と、第１の入力端子に第２の入力信
号を入力し第２の入力端子に第１の入力信号の反転信号
を入力し、入力された両信号を比較する第２の比較手段
と、前記第１の比較手段と前記第２の比較手段のそれぞ
れの小信号利得を制御する利得制御手段と、第１の比較
手段の出力と第２の比較手段の出力を入力し、両信号を
合成して不要な信号成分を除去し、所望の信号を出力す
るフィルタ手段と、を備えることを特徴としている。
【００２１】例えばトランジスタ差動対により振幅制限
増幅手段を構成する場合、差動対の「入力電圧−出力電
圧特性」は、"Analysis and Design of Analog Integra
tedCircuits" の第３章に記述してあるとおり、下記式
（４）となる。 Ｖod＝αＩEEＲC tanh （−Ｖid／２ＶT ） … （４） トランジスタの飽和電流（saturation current）ＩS に
誤差（ばらつき）があった場合、上式（４）は、 Ｖod＝αＩEEＲC tanh ｛（−Ｖid−Ｖoff ／２ＶT ）｝ … （５） と表わせる。ただし、上式（５）におけるＶoff は、 Ｖoff ＝ＶT １ｎ｛（ＩS −△ＩS ）／（ＩS −△ＩS ）｝ …（６） である。したがって、入力信号Ｖidに予めＶoff を加え
ておくと「±ＩS 」の誤差を打ち消すことができる。
増幅手段を構成する場合、差動対の「入力電圧−出力電
圧特性」は、"Analysis and Design of Analog Integra
tedCircuits" の第３章に記述してあるとおり、下記式
（４）となる。 Ｖod＝αＩEEＲC tanh （−Ｖid／２ＶT ） … （４） トランジスタの飽和電流（saturation current）ＩS に
誤差（ばらつき）があった場合、上式（４）は、 Ｖod＝αＩEEＲC tanh ｛（−Ｖid−Ｖoff ／２ＶT ）｝ … （５） と表わせる。ただし、上式（５）におけるＶoff は、 Ｖoff ＝ＶT １ｎ｛（ＩS −△ＩS ）／（ＩS −△ＩS ）｝ …（６） である。したがって、入力信号Ｖidに予めＶoff を加え
ておくと「±ＩS 」の誤差を打ち消すことができる。
【００２２】請求項３に係る周波数変換器の構成は、比
較器の寄生素子等によって２次相互変調歪みが発生する
が、２つの比較器の出力のうち、所望信号は強め合い、
２次相互変調歪みは打ち消し合う構成である。しかしな
がら、寄生素子の影響が２つの比較器で完全に同一にな
ることはないので、２次相互変調歪みが出力される。２
つの比較器の小信号利得を制御することによって、比較
器で発生する２次相互変調歪みの大きさを揃えると、２
次相互変調歪みの発生をさらに小さくすることができ
る。
較器の寄生素子等によって２次相互変調歪みが発生する
が、２つの比較器の出力のうち、所望信号は強め合い、
２次相互変調歪みは打ち消し合う構成である。しかしな
がら、寄生素子の影響が２つの比較器で完全に同一にな
ることはないので、２次相互変調歪みが出力される。２
つの比較器の小信号利得を制御することによって、比較
器で発生する２次相互変調歪みの大きさを揃えると、２
次相互変調歪みの発生をさらに小さくすることができ
る。
【００２３】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照しながら本
発明に係る周波数変換器およびこれを用いた無線受信機
の好適な実施形態について説明する。図１は本発明の第
１実施形態に係る周波数変換器の基本構成を示すブロッ
ク図である。図１において、周波数変換器は、入力され
た２つの信号を合成する信号合成手段１０と、合成され
た信号の振幅を制限し勝つ増幅する振幅制限増幅手段２
０と、振幅制限された合成信号の特定の周波数成分のみ
を取り出すフィルタ手段３０と、前記合成信号に直流オ
フセットを付加するオフセット付加手段４０とを備えて
いる。
発明に係る周波数変換器およびこれを用いた無線受信機
の好適な実施形態について説明する。図１は本発明の第
１実施形態に係る周波数変換器の基本構成を示すブロッ
ク図である。図１において、周波数変換器は、入力され
た２つの信号を合成する信号合成手段１０と、合成され
た信号の振幅を制限し勝つ増幅する振幅制限増幅手段２
０と、振幅制限された合成信号の特定の周波数成分のみ
を取り出すフィルタ手段３０と、前記合成信号に直流オ
フセットを付加するオフセット付加手段４０とを備えて
いる。
【００２４】前記信号合成手段１０は、第１の入力信号
として高周波信号を入力し、第２の入力信号として局部
発信信号を入力し、これら２つの信号を合成して合成信
号を出力する。また、オフセット付加手段は信号合成手
段が出力する合成信号にオフセット制御信号に基づいて
直流オフセットを付加する。振幅制限増幅手段は、直流
オフセットが付加された信号合成信号を増幅し、振幅が
一定である増幅信号を出力する。フィルタ手段は前記振
幅制限増幅手段が出力する増幅信号を入力し、増幅信号
に含まれる不要信号成分を除去して、所望の信号成分を
出力する。
として高周波信号を入力し、第２の入力信号として局部
発信信号を入力し、これら２つの信号を合成して合成信
号を出力する。また、オフセット付加手段は信号合成手
段が出力する合成信号にオフセット制御信号に基づいて
直流オフセットを付加する。振幅制限増幅手段は、直流
オフセットが付加された信号合成信号を増幅し、振幅が
一定である増幅信号を出力する。フィルタ手段は前記振
幅制限増幅手段が出力する増幅信号を入力し、増幅信号
に含まれる不要信号成分を除去して、所望の信号成分を
出力する。
【００２５】図２は本発明の第１実施形態に係る周波数
変換器のさらに詳細な構成を備える第２実施形態に係る
周波数変換器の構成を示す回路図である。図２におい
て、信号合成回路（手段）１０は、それぞれのベースに
高周波信号が供給されるトランジスタTr10およびTr11
と、それぞれのベースに第１および第２の局部発振信号
Ｌｏおよび＊Ｌｏが供給されると共にそれぞれのエミッ
タが前記トランジスタTr10およびTr11のコレクタにそれ
ぞれ接続されるトランジスタTr12およびTr13と、を備え
ている。なお、符号１１はバイアス回路である。
変換器のさらに詳細な構成を備える第２実施形態に係る
周波数変換器の構成を示す回路図である。図２におい
て、信号合成回路（手段）１０は、それぞれのベースに
高周波信号が供給されるトランジスタTr10およびTr11
と、それぞれのベースに第１および第２の局部発振信号
Ｌｏおよび＊Ｌｏが供給されると共にそれぞれのエミッ
タが前記トランジスタTr10およびTr11のコレクタにそれ
ぞれ接続されるトランジスタTr12およびTr13と、を備え
ている。なお、符号１１はバイアス回路である。
【００２６】振幅制限増幅回路（手段）２０は、前記ト
ランジスタTr10とTr12のコレクタ・エミッタ間の接続点
の信号をベースに入力するトランジスタTr20と、トラン
ジスタTr11とTr13のコレクタ・エミッタ間の接続点の信
号をそのベースに入力するトランジスタTr21と、前記ト
ランジスタTr20のコレクタにそのベースが接続されたト
ランジスタTr22と、前記トランジスタTr21のコレクタに
そのベースが接続されたトランジスタTr23と、前記トラ
ンジスタTr20およびTr21のエミッタに共通接続された定
電流源２１と、前記トランジスタTr22のエミッタに接続
された定電流源２２と、前記トランジスタTr23のエミッ
タに接続された定電流源２３と、を備えている。
ランジスタTr10とTr12のコレクタ・エミッタ間の接続点
の信号をベースに入力するトランジスタTr20と、トラン
ジスタTr11とTr13のコレクタ・エミッタ間の接続点の信
号をそのベースに入力するトランジスタTr21と、前記ト
ランジスタTr20のコレクタにそのベースが接続されたト
ランジスタTr22と、前記トランジスタTr21のコレクタに
そのベースが接続されたトランジスタTr23と、前記トラ
ンジスタTr20およびTr21のエミッタに共通接続された定
電流源２１と、前記トランジスタTr22のエミッタに接続
された定電流源２２と、前記トランジスタTr23のエミッ
タに接続された定電流源２３と、を備えている。
【００２７】前記フィルタ手段としての低域通過フィル
タ３０は、抵抗を介して前記トランジスタTr22と定電流
源２２との接続点の電圧を正端子に入力すると共に抵抗
を介して前記トランジスタTr23と定電流源２３との接続
点の電圧を負端子に入力する差動演算増幅器３１を備え
ている。
タ３０は、抵抗を介して前記トランジスタTr22と定電流
源２２との接続点の電圧を正端子に入力すると共に抵抗
を介して前記トランジスタTr23と定電流源２３との接続
点の電圧を負端子に入力する差動演算増幅器３１を備え
ている。
【００２８】オフセット付加手段４０は、ディジタルの
オフセット制御信号を電流振幅に変換して出力し、信号
合成回路１０の出力においてオフセット電圧を発生させ
る機能を備えている。この機能を実現するためオフセッ
ト付加手段４０は、オフセット制御信号をスイッチに対
応したスイッチ切り替え信号に変換するデコーダ４１
と、ベースを定電圧発生回路４２に接続されたトランジ
スタのエミッタ電流をオン・オフすることによって切替
え信号を変換する信号変換回路４３と、により構成され
ている。
オフセット制御信号を電流振幅に変換して出力し、信号
合成回路１０の出力においてオフセット電圧を発生させ
る機能を備えている。この機能を実現するためオフセッ
ト付加手段４０は、オフセット制御信号をスイッチに対
応したスイッチ切り替え信号に変換するデコーダ４１
と、ベースを定電圧発生回路４２に接続されたトランジ
スタのエミッタ電流をオン・オフすることによって切替
え信号を変換する信号変換回路４３と、により構成され
ている。
【００２９】次に、本発明の第３実施形態に係る周波数
変換器について説明する。図３は第３実施形態に係る周
波数変換器の構成を示す回路図である。この第３実施形
態においては、周波数変換器を変調器として用いるもの
であり、変調信号を中間周波数信号に変更することによ
りアップコンバータとして用いることもできる。図３に
おいて、周波数変換器は、変調信号と局部発振信号とを
合成して合成信号をお出力する信号合成回路（手段）１
０Ａと、前記合成信号の振幅を制限・増幅すると共に前
記変調信号によってＰＷＭ変調された出力を送出する振
幅制限増幅回路２０Ａと、この振幅制限増幅回路の出力
の中からＰＷＭ変調信号を取り出す帯域通過フィルタ
（ＢＰＦ―Band Pass Filter―）３０Ａと、前記信号合
成回路１０Ａの出力に直流オフセットを付加するオフセ
ット付加回路（手段）４０Ａと、を備えている。
変換器について説明する。図３は第３実施形態に係る周
波数変換器の構成を示す回路図である。この第３実施形
態においては、周波数変換器を変調器として用いるもの
であり、変調信号を中間周波数信号に変更することによ
りアップコンバータとして用いることもできる。図３に
おいて、周波数変換器は、変調信号と局部発振信号とを
合成して合成信号をお出力する信号合成回路（手段）１
０Ａと、前記合成信号の振幅を制限・増幅すると共に前
記変調信号によってＰＷＭ変調された出力を送出する振
幅制限増幅回路２０Ａと、この振幅制限増幅回路の出力
の中からＰＷＭ変調信号を取り出す帯域通過フィルタ
（ＢＰＦ―Band Pass Filter―）３０Ａと、前記信号合
成回路１０Ａの出力に直流オフセットを付加するオフセ
ット付加回路（手段）４０Ａと、を備えている。
【００３０】この第３実施形態に係る周波数変換器のさ
らに詳細な構成について図３を参照しながら説明する。
図３において、信号合成回路１０Ａは、局部発振信号
（Ｌｏ―Local ―）入力をそれぞれのエミッタに受け入
れる一対のトランジスタTr６およびTr７と、このトラン
ジスタTr６およびTr７のコレクタにそれぞれのコレクタ
が接続されると共に前記変調信号がそれぞれのベースに
供給される一対のトランジスタTr８およびTr９と、より
構成されている。
らに詳細な構成について図３を参照しながら説明する。
図３において、信号合成回路１０Ａは、局部発振信号
（Ｌｏ―Local ―）入力をそれぞれのエミッタに受け入
れる一対のトランジスタTr６およびTr７と、このトラン
ジスタTr６およびTr７のコレクタにそれぞれのコレクタ
が接続されると共に前記変調信号がそれぞれのベースに
供給される一対のトランジスタTr８およびTr９と、より
構成されている。
【００３１】振幅制限回路２０Ａは、トランジスタTr６
およびTr８のそれぞれのコレクタ間の接続点出力がその
ベースに供給されるトランジスタTr24と、トランジスタ
Tr７およびTr９のそれぞれのコレクタ間の接続点出力が
そのベースに供給されるトランジスタTr25と、より成る
差動アンプにより構成されている。
およびTr８のそれぞれのコレクタ間の接続点出力がその
ベースに供給されるトランジスタTr24と、トランジスタ
Tr７およびTr９のそれぞれのコレクタ間の接続点出力が
そのベースに供給されるトランジスタTr25と、より成る
差動アンプにより構成されている。
【００３２】帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）３０Ａは、差
動アンプを構成する一対のトランジスタTr24およびTr25
のそれぞれのコレクタに接続される一対のインダクタ
と、この一対のインダクタにそれぞれ並列接続される２
つのキャパシタと、それぞれの対のインダクタとキャパ
シタの接続点から変調信号としてのＲＦ出力を取り出す
ための一対の端子６および６と、を備え、それぞれの端
子６と前記キャパシタ・インダクタ接続点との間にもキ
ャパシタが介挿されている。
動アンプを構成する一対のトランジスタTr24およびTr25
のそれぞれのコレクタに接続される一対のインダクタ
と、この一対のインダクタにそれぞれ並列接続される２
つのキャパシタと、それぞれの対のインダクタとキャパ
シタの接続点から変調信号としてのＲＦ出力を取り出す
ための一対の端子６および６と、を備え、それぞれの端
子６と前記キャパシタ・インダクタ接続点との間にもキ
ャパシタが介挿されている。
【００３３】オフセット付加手段４０Ａは、入力された
ディジタル信号のオフセット制御信号をアナログ電圧に
変換するディジタル・アナログ変換器４５と、ディジタ
ルから変換されたアナログ電圧を電流に変換する電圧・
電流変換回路４６と、より構成されている。このような
構成の周波数変換回路においても、オフセット付加手段
４０ＡによりトランジスタTr24およびTr25より構成され
る差動対のベースにオフセット電圧を付加することがで
き、トランジスタの飽和電流の誤差を打ち消すことがで
きる。
ディジタル信号のオフセット制御信号をアナログ電圧に
変換するディジタル・アナログ変換器４５と、ディジタ
ルから変換されたアナログ電圧を電流に変換する電圧・
電流変換回路４６と、より構成されている。このような
構成の周波数変換回路においても、オフセット付加手段
４０ＡによりトランジスタTr24およびTr25より構成され
る差動対のベースにオフセット電圧を付加することがで
き、トランジスタの飽和電流の誤差を打ち消すことがで
きる。
【００３４】次に、本発明の第４実施形態に係る周波数
変換器について図４を参照しながら説明する。この第４
実施形態は、請求項３に係る周波数変換器に相当してい
る。図４は第４実施形態に係る周波数変換器の構成を示
すブロック図であり、図４において、周波数変換器は第
１の比較器１６と、第２の比較器１７と、これら第１お
よび第２の比較器の出力した信号を合成し、不要な信号
成分を除去して出力するフィルタ手段３０と、第１およ
び第２の小信号利得を制御する利得制御手段５０と、を
備えている。
変換器について図４を参照しながら説明する。この第４
実施形態は、請求項３に係る周波数変換器に相当してい
る。図４は第４実施形態に係る周波数変換器の構成を示
すブロック図であり、図４において、周波数変換器は第
１の比較器１６と、第２の比較器１７と、これら第１お
よび第２の比較器の出力した信号を合成し、不要な信号
成分を除去して出力するフィルタ手段３０と、第１およ
び第２の小信号利得を制御する利得制御手段５０と、を
備えている。
【００３５】前記第１の比較器１６は、第１の入力端子
に第１の入力信号としてのＲＦ信号を入力し、第２の入
力端子に第２の入力信号としてのＬｏ信号を入力し、入
力された両信号を比較し、比較結果を出力している。前
記第２の比較器１７は、第１の入力端子に第２の入力信
号としてのＬｏ信号を入力し、第２の入力端子に第１の
入力信号としてのＲＦ信号の反転信号を入力し、入力さ
れた両信号を比較し比較結果を出力している。
に第１の入力信号としてのＲＦ信号を入力し、第２の入
力端子に第２の入力信号としてのＬｏ信号を入力し、入
力された両信号を比較し、比較結果を出力している。前
記第２の比較器１７は、第１の入力端子に第２の入力信
号としてのＬｏ信号を入力し、第２の入力端子に第１の
入力信号としてのＲＦ信号の反転信号を入力し、入力さ
れた両信号を比較し比較結果を出力している。
【００３６】前記利得制御手段５０は、第１の比較器１
６と第２の比較器１７の小信号利得を制御し、両比較器
の出力に含まれる２次相互変調歪みの振幅が揃うよう
に、利得制御信号に基づいて第１および第２の比較器１
６および１７の小信号利得を制御する。フィルタ手段３
０は、第１の比較器１６の出力と第２の比較器１７のそ
れぞれの出力信号を入力し、両信号を合成して不要信号
成分を除去し、所望の信号を出力している。
６と第２の比較器１７の小信号利得を制御し、両比較器
の出力に含まれる２次相互変調歪みの振幅が揃うよう
に、利得制御信号に基づいて第１および第２の比較器１
６および１７の小信号利得を制御する。フィルタ手段３
０は、第１の比較器１６の出力と第２の比較器１７のそ
れぞれの出力信号を入力し、両信号を合成して不要信号
成分を除去し、所望の信号を出力している。
【００３７】この第４実施形態の詳細な構成が、図５に
示される第５実施形態に係る周波数変換器である。図５
において、第１の比較器１６および第２の比較器１７と
もトランジスタ差動対によって構成されている。すなわ
ち、第１の比較器１６は、一対のトランジスタTr14およ
びTr15により構成される差動対１２と、トランジスタTr
14のベースとＲＦ入力端子１５ａとの接続点に並列接続
されたインダクタ１３と、を備え、第２の比較器１７
は、一対のトランジスタTr16およびTr17により構成され
る差動対１８と、トランジスタTr16のベースと＊ＲＦ入
力端子１５ｂとの接続点に並列接続されたインダクタ１
９と、を備えている。トランジスタTr14およびTr15のそ
れぞれのエミッタの接続点には可変電流源５１が接続さ
れており、また、トランジスタTr16およびTr17のそれぞ
れのエミッタの接続点には可変電流源５２が接続されて
いる。可変電流源５１および５２には利得制御手段５０
の出力が供給されるように構成されている。
示される第５実施形態に係る周波数変換器である。図５
において、第１の比較器１６および第２の比較器１７と
もトランジスタ差動対によって構成されている。すなわ
ち、第１の比較器１６は、一対のトランジスタTr14およ
びTr15により構成される差動対１２と、トランジスタTr
14のベースとＲＦ入力端子１５ａとの接続点に並列接続
されたインダクタ１３と、を備え、第２の比較器１７
は、一対のトランジスタTr16およびTr17により構成され
る差動対１８と、トランジスタTr16のベースと＊ＲＦ入
力端子１５ｂとの接続点に並列接続されたインダクタ１
９と、を備えている。トランジスタTr14およびTr15のそ
れぞれのエミッタの接続点には可変電流源５１が接続さ
れており、また、トランジスタTr16およびTr17のそれぞ
れのエミッタの接続点には可変電流源５２が接続されて
いる。可変電流源５１および５２には利得制御手段５０
の出力が供給されるように構成されている。
【００３８】以上の構成において、利得制御手段５０は
利得制御信号に基づいて制御用の出力を可変電流源５１
および５２に供給し、これによって可変電流源５１およ
び５２の電流値が制御されることになる。このようにし
て、トランジスタ差動対の小信号利得はバイアス電流を
増減させることにより制限することが可能となる。この
とき、それぞれの比較器の変換利得も変換されてしまう
が、一方の比較器の変換利得を上げると共に、他方の比
較器の変換利得を下げることにより合成出力としての変
換利得を小さくすることができる。
利得制御信号に基づいて制御用の出力を可変電流源５１
および５２に供給し、これによって可変電流源５１およ
び５２の電流値が制御されることになる。このようにし
て、トランジスタ差動対の小信号利得はバイアス電流を
増減させることにより制限することが可能となる。この
とき、それぞれの比較器の変換利得も変換されてしまう
が、一方の比較器の変換利得を上げると共に、他方の比
較器の変換利得を下げることにより合成出力としての変
換利得を小さくすることができる。
【００３９】上記第４の実施形態に係る異なる詳細な構
成として、図６に示す第６実施形態に係る周波数変換器
がある。この第６実施形態に係る周波数変換器は、第５
実施形態に係る周波数変換器を２つ組み合わせたもので
あり、したがって、第１および第２の比較器１６および
１７のトランジスタ差動対がそれぞれ２対ずつ設けられ
ている構成となっている。
成として、図６に示す第６実施形態に係る周波数変換器
がある。この第６実施形態に係る周波数変換器は、第５
実施形態に係る周波数変換器を２つ組み合わせたもので
あり、したがって、第１および第２の比較器１６および
１７のトランジスタ差動対がそれぞれ２対ずつ設けられ
ている構成となっている。
【００４０】図６において、第１の比較器１６は、トラ
ンジスタ差動対１２Ａと、これらのエミッタ間の接続点
に接続された可変電流源５１Ａと、トランジスタ差動対
１２Ｂと、これらのエミッタ間の接続点に接続された可
変電流源５１Ｂと、を備え、トランジスタ差動対１２Ａ
は、一対のトランジスタTr14A およびTr15A により構成
され、トランジスタTr14A のベースはＲＦ入力端子１５
ａに接続されている。トランジスタ差動対１２Ｂは、一
対のトランジスタTr14B およびTr15B により構成され、
トランジスタTr14B のベースはＲＦ入力端子１５ａに並
列に接続されている。なお、インダクタ等の表記は省略
されている。
ンジスタ差動対１２Ａと、これらのエミッタ間の接続点
に接続された可変電流源５１Ａと、トランジスタ差動対
１２Ｂと、これらのエミッタ間の接続点に接続された可
変電流源５１Ｂと、を備え、トランジスタ差動対１２Ａ
は、一対のトランジスタTr14A およびTr15A により構成
され、トランジスタTr14A のベースはＲＦ入力端子１５
ａに接続されている。トランジスタ差動対１２Ｂは、一
対のトランジスタTr14B およびTr15B により構成され、
トランジスタTr14B のベースはＲＦ入力端子１５ａに並
列に接続されている。なお、インダクタ等の表記は省略
されている。
【００４１】また、第２の比較器１７は、一対のトラン
ジスタTr16A およびTr17A により構成されるトランジス
タ差動対１８Ａと、これらのトランジスタのエミッタ間
に接続された可変電流源５２Ａと、一対のトランジスタ
Tr16B およびTr17B により構成されるトランジスタ差動
対１８Ｂと、トランジスタTr16B およびTr17B のエミッ
タ間に接続される可変電流源５２Ｂと、により構成さ
れ、トランジスタTr16AおよびTr16B のそれぞれのベー
スは並列接続されて、＊ＲＦ入力端子１５ｂに接続され
ている。
ジスタTr16A およびTr17A により構成されるトランジス
タ差動対１８Ａと、これらのトランジスタのエミッタ間
に接続された可変電流源５２Ａと、一対のトランジスタ
Tr16B およびTr17B により構成されるトランジスタ差動
対１８Ｂと、トランジスタTr16B およびTr17B のエミッ
タ間に接続される可変電流源５２Ｂと、により構成さ
れ、トランジスタTr16AおよびTr16B のそれぞれのベー
スは並列接続されて、＊ＲＦ入力端子１５ｂに接続され
ている。
【００４２】可変電流源５１Ａ，５１Ｂ，５２Ａおよび
５２Ｂには、利得制御信号により利得制御電流を供給す
る利得制御手段５０が接続されている。この第６実施形
態に係る周波数変換器においては、局部発振信号も差動
入力信号Ｌｏおよび＊ＬｏとしてトランジスタTr15A ，
Tr15B ，Tr17A およびTr17B のそれぞれのベースに供給
されている。このように、局部発振信号も差動信号とす
ることにより、局部発振信号の漏洩を少なくし、周波数
変換器における自己混合を更に少なくするように構成し
ている。この局部発振信号が差動入力である周波数変換
器においても、素子のバラツキ等のために２次相互変調
歪みが発生することになるが、利得制御手段５０を備え
ているので、図５に示す第５実施形態に係る周波数変換
器と同様に、バイアス電流を制御することにより素子の
バラツキを見掛け上補正することができる。
５２Ｂには、利得制御信号により利得制御電流を供給す
る利得制御手段５０が接続されている。この第６実施形
態に係る周波数変換器においては、局部発振信号も差動
入力信号Ｌｏおよび＊ＬｏとしてトランジスタTr15A ，
Tr15B ，Tr17A およびTr17B のそれぞれのベースに供給
されている。このように、局部発振信号も差動信号とす
ることにより、局部発振信号の漏洩を少なくし、周波数
変換器における自己混合を更に少なくするように構成し
ている。この局部発振信号が差動入力である周波数変換
器においても、素子のバラツキ等のために２次相互変調
歪みが発生することになるが、利得制御手段５０を備え
ているので、図５に示す第５実施形態に係る周波数変換
器と同様に、バイアス電流を制御することにより素子の
バラツキを見掛け上補正することができる。
【００４３】次に、本発明の第７実施形態に係る周波数
変換器について、図７を参照しながら説明する。図７
は、本発明の第７実施形態に係る周波数変換器の構成を
示す回路図である。図において、第１の比較器１６は、
一対のトランジスタTr14およびTr15により構成される差
動対１２と、トランジスタTr14のベースとＲＦ入力端子
１５ａとの接続点に並列接続されたインダクタ１３と、
を備え、第２の比較器１７は、一対のトランジスタTr16
およびTr17により構成される差動対１８と、トランジス
タTr16のベースと＊ＲＦ入力端子１５ｂとの接続点に並
列接続されたインダクタ１９と、を備えている。第１の
比較器１６のインダクタ１３と、第２の比較器１７のイ
ンダクタ１９には、利得制御手段としてのディジタル・
アナログ変換器５５が直列接続されている。
変換器について、図７を参照しながら説明する。図７
は、本発明の第７実施形態に係る周波数変換器の構成を
示す回路図である。図において、第１の比較器１６は、
一対のトランジスタTr14およびTr15により構成される差
動対１２と、トランジスタTr14のベースとＲＦ入力端子
１５ａとの接続点に並列接続されたインダクタ１３と、
を備え、第２の比較器１７は、一対のトランジスタTr16
およびTr17により構成される差動対１８と、トランジス
タTr16のベースと＊ＲＦ入力端子１５ｂとの接続点に並
列接続されたインダクタ１９と、を備えている。第１の
比較器１６のインダクタ１３と、第２の比較器１７のイ
ンダクタ１９には、利得制御手段としてのディジタル・
アナログ変換器５５が直列接続されている。
【００４４】前記差動対のそれぞれにおける入力電圧と
出力電圧の関係は、下式（７）のように、 Ｖod＝αＩEEＲC tanh ｛（−Ｖid−Ｖoff ／２ＶT ）｝ …（７） と表わすことができるので、小信号利得は式（７）をＶ
odで微分することにより「Ｖid＝０」とおいたものとな
る。すなわち、下式（８）のようになる。 したがって、上式（８）におけるＶoff を増減させるこ
とにより小信号利得を制御することができる。利得制御
手段としてのディジタル・アナログ変換器５５は上記オ
フセット電圧を増減させる最適値を設定して、その最適
値を前記インダクタ１３または１９に供給することによ
り利得制御を行なっている。この性質を利用することに
より、第１の比較器１６と第２の比較器１７の利得を制
御でき、２次相互変調歪みを抑圧することができる。
出力電圧の関係は、下式（７）のように、 Ｖod＝αＩEEＲC tanh ｛（−Ｖid−Ｖoff ／２ＶT ）｝ …（７） と表わすことができるので、小信号利得は式（７）をＶ
odで微分することにより「Ｖid＝０」とおいたものとな
る。すなわち、下式（８）のようになる。 したがって、上式（８）におけるＶoff を増減させるこ
とにより小信号利得を制御することができる。利得制御
手段としてのディジタル・アナログ変換器５５は上記オ
フセット電圧を増減させる最適値を設定して、その最適
値を前記インダクタ１３または１９に供給することによ
り利得制御を行なっている。この性質を利用することに
より、第１の比較器１６と第２の比較器１７の利得を制
御でき、２次相互変調歪みを抑圧することができる。
【００４５】次に、本発明の第８実施形態に係る周波数
変換器を用いた無線受信機について図７を参照しながら
説明する。図８は、第８実施形態の周波数変換器を用い
た無線受信機の概略構成を示すブロック図であり、同図
において、無線受信機６０は高周波信号（ＲＦ）入力が
供給される入力端子６１と、この入力端子６１を介して
供給される高周波信号を受け入れる高周波入力回路６２
と、局部発振（Ｌｏ）信号が供給される入力端子６３
と、入力された局部発振信号を同相成分（Ｉ）および直
交成分（Ｑ）の２つの信号成分に分配する信号分配器６
４と、信号分配器６４により分配された局部発振信号を
用いて高周波入力回路６２の出力をベースバンドに変換
する偶高調波周波数変換器６５と、変換されたベースバ
ンドをＩチャネル信号成分として出力する端子６６と、
前記信号分配器６４により分配された曲発振信号の位相
をシフトさせる移相器６７と、この位相器により位相を
シフトされた局部発振信号を用いて高周波入力回路６２
の出力をベースバンドに変換する偶高調波周波数変換器
６８と、変換された偶高調波をＱチャネル成分として出
力する端子６９と、を備えている。
変換器を用いた無線受信機について図７を参照しながら
説明する。図８は、第８実施形態の周波数変換器を用い
た無線受信機の概略構成を示すブロック図であり、同図
において、無線受信機６０は高周波信号（ＲＦ）入力が
供給される入力端子６１と、この入力端子６１を介して
供給される高周波信号を受け入れる高周波入力回路６２
と、局部発振（Ｌｏ）信号が供給される入力端子６３
と、入力された局部発振信号を同相成分（Ｉ）および直
交成分（Ｑ）の２つの信号成分に分配する信号分配器６
４と、信号分配器６４により分配された局部発振信号を
用いて高周波入力回路６２の出力をベースバンドに変換
する偶高調波周波数変換器６５と、変換されたベースバ
ンドをＩチャネル信号成分として出力する端子６６と、
前記信号分配器６４により分配された曲発振信号の位相
をシフトさせる移相器６７と、この位相器により位相を
シフトされた局部発振信号を用いて高周波入力回路６２
の出力をベースバンドに変換する偶高調波周波数変換器
６８と、変換された偶高調波をＱチャネル成分として出
力する端子６９と、を備えている。
【００４６】この第８実施形態に係る無線受信機は、２
つの偶高調波周波数変換器を用いて直交復調器を構成し
た例であるが、移相器６７として伝送線路を用いる場
合、信号分配器６４の出力インピーダンスは伝送線路イ
ンピーダンスとの整合を取る必要があるために信号振幅
は３ｄＢ小さくなる。一方、伝送線路のインピーダンス
が一定であるならば、伝送線路から周波数変換器６５お
よび６８に入力される熱雑音も一定であるため、２つに
分配された高周波入力信号の位相をπ／２だけずらす場
合には、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）が３ｄＢほど劣化する
ことになる。位相と振幅が等しい２つの信号を得るため
には周波数変換器６５および６８の入力を並列に接続し
た上で、伝送線路インピーダンスと入出力インピーダン
スとの整合を取るようにすれば良い。この場合は、信号
および雑音共に半分となるので信号対雑音比の劣化はな
くなる。したがって、高周波入力回路６２には移相器を
用いない方が信号対雑音比については有利である。伝送
線路を用いて局部発振信号の位相をずらした場合にも上
記と同様に信号対雑音比は劣化することになる。
つの偶高調波周波数変換器を用いて直交復調器を構成し
た例であるが、移相器６７として伝送線路を用いる場
合、信号分配器６４の出力インピーダンスは伝送線路イ
ンピーダンスとの整合を取る必要があるために信号振幅
は３ｄＢ小さくなる。一方、伝送線路のインピーダンス
が一定であるならば、伝送線路から周波数変換器６５お
よび６８に入力される熱雑音も一定であるため、２つに
分配された高周波入力信号の位相をπ／２だけずらす場
合には、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）が３ｄＢほど劣化する
ことになる。位相と振幅が等しい２つの信号を得るため
には周波数変換器６５および６８の入力を並列に接続し
た上で、伝送線路インピーダンスと入出力インピーダン
スとの整合を取るようにすれば良い。この場合は、信号
および雑音共に半分となるので信号対雑音比の劣化はな
くなる。したがって、高周波入力回路６２には移相器を
用いない方が信号対雑音比については有利である。伝送
線路を用いて局部発振信号の位相をずらした場合にも上
記と同様に信号対雑音比は劣化することになる。
【００４７】しかしながら、偶高調波周波数変換器６５
および６８は、局部発振信号の周波数の偶数倍の雑音成
分が強く出力に現れ、奇数倍の雑音成分の影響は少な
い。必要な信号と問題となる雑音との周波数がそれぞれ
異なるので、偶数倍波抑圧手段を設けておけば、信号分
配器による信号対雑音比の劣化を回避することが可能と
なる。なお、局部発振信号の周波数は高周波信号の２倍
であることから、高周波信号のπ／２移相器と局部発振
信号のπ／４移相器とは、同じ長さの伝送線路となる。
および６８は、局部発振信号の周波数の偶数倍の雑音成
分が強く出力に現れ、奇数倍の雑音成分の影響は少な
い。必要な信号と問題となる雑音との周波数がそれぞれ
異なるので、偶数倍波抑圧手段を設けておけば、信号分
配器による信号対雑音比の劣化を回避することが可能と
なる。なお、局部発振信号の周波数は高周波信号の２倍
であることから、高周波信号のπ／２移相器と局部発振
信号のπ／４移相器とは、同じ長さの伝送線路となる。
【００４８】次に、本発明の第９実施形態に係る周波数
変換器を用いた無線受信機について図９を参照しながら
説明する。図９は第９実施形態に係る周波数変換器を用
いた無線受信機の構成を示すブロック図である。図９に
おいて、無線受信機７０は、無線周波数（ＲＦ）信号等
の高周波信号を受信するアンテナ７１と、受信された高
周波信号を低雑音によって増幅する低雑音増幅器（Low
Noise Amplifier ―ＬＮＡ―）７２と、このＬＮＡ７２
の増幅出力を帯域濾波するバンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）７３と、帯域濾波された信号出力を分配する信号分
配器７４と、局部発振信号を生成する局部発振器７５
と、前記局部発振信号を可変で減衰させる可変減衰器７
６と、減衰された局部発振信号を分配する信号分配器７
７と、分配された一方の局部発す信号と信号分配器７４
により分配された高周波信号とを乗算する乗算器７８
と、乗算器７８の出力の低域成分を通過させて乗算器７
８の出力を濾波するローパスフィルタ（ＬＰＦ）７９
と、このＬＰＦ７９からのアナログ出力をディジタル出
力に変換するＡ／Ｄ変換器８０と、前記信号分配器７７
により分配された他方の局部発振信号の位相を所定量だ
け移相させる移相器８１と、分配され、かつ移相された
他方の局部発振信号信号分配器７４により分配された高
周波信号とを乗算する乗算器８２と、この乗算器８２の
出力の低域成分を通過させて乗算器８２の出力を濾波す
るＬＰＦ８３と、このＬＰＦ８３のアナログ出力をディ
ジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器８４と、前記Ａ／Ｄ
変換器８０および８４よりそれぞれ出力されるディジタ
ル信号を処理するディジタル信号処理部８５と、処理さ
れたディジタル信号を出力する端子８６と、を備えてい
る。
変換器を用いた無線受信機について図９を参照しながら
説明する。図９は第９実施形態に係る周波数変換器を用
いた無線受信機の構成を示すブロック図である。図９に
おいて、無線受信機７０は、無線周波数（ＲＦ）信号等
の高周波信号を受信するアンテナ７１と、受信された高
周波信号を低雑音によって増幅する低雑音増幅器（Low
Noise Amplifier ―ＬＮＡ―）７２と、このＬＮＡ７２
の増幅出力を帯域濾波するバンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）７３と、帯域濾波された信号出力を分配する信号分
配器７４と、局部発振信号を生成する局部発振器７５
と、前記局部発振信号を可変で減衰させる可変減衰器７
６と、減衰された局部発振信号を分配する信号分配器７
７と、分配された一方の局部発す信号と信号分配器７４
により分配された高周波信号とを乗算する乗算器７８
と、乗算器７８の出力の低域成分を通過させて乗算器７
８の出力を濾波するローパスフィルタ（ＬＰＦ）７９
と、このＬＰＦ７９からのアナログ出力をディジタル出
力に変換するＡ／Ｄ変換器８０と、前記信号分配器７７
により分配された他方の局部発振信号の位相を所定量だ
け移相させる移相器８１と、分配され、かつ移相された
他方の局部発振信号信号分配器７４により分配された高
周波信号とを乗算する乗算器８２と、この乗算器８２の
出力の低域成分を通過させて乗算器８２の出力を濾波す
るＬＰＦ８３と、このＬＰＦ８３のアナログ出力をディ
ジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器８４と、前記Ａ／Ｄ
変換器８０および８４よりそれぞれ出力されるディジタ
ル信号を処理するディジタル信号処理部８５と、処理さ
れたディジタル信号を出力する端子８６と、を備えてい
る。
【００４９】この第９実施形態に係る無線受信機７０に
おいては、前記乗算器７８、ＬＰＦ７９およびＡ／Ｄ変
換器８０により第１の周波数変換器が形成され、前記乗
算器８２、ＬＰＦ８３およびＡ／Ｄ変換器８４により第
２の周波数変換器が形成されている。この第１の周波数
変換器および第２の周波数変換器のそれぞれに本発明に
係るオフセット付加手段を備えた周波数変換器が組み込
まれている。
おいては、前記乗算器７８、ＬＰＦ７９およびＡ／Ｄ変
換器８０により第１の周波数変換器が形成され、前記乗
算器８２、ＬＰＦ８３およびＡ／Ｄ変換器８４により第
２の周波数変換器が形成されている。この第１の周波数
変換器および第２の周波数変換器のそれぞれに本発明に
係るオフセット付加手段を備えた周波数変換器が組み込
まれている。
【００５０】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明に係
る周波数変換器によれば、バイアス電流を制御すること
により素子のバラツキに起因する２次相互変調歪みを小
さくすることができ、隣接チャネル信号によるチャネル
抑圧効果を回避することが可能となる。
る周波数変換器によれば、バイアス電流を制御すること
により素子のバラツキに起因する２次相互変調歪みを小
さくすることができ、隣接チャネル信号によるチャネル
抑圧効果を回避することが可能となる。
【００５１】また、２つの信号を合成した合成信号に直
流オフセットを付加するようにしているので、直流オフ
セットが変動してもこれに対応してその変動分を打ち消
すことができ、小さい局部発振信号により周波数変換器
を駆動することができる。
流オフセットを付加するようにしているので、直流オフ
セットが変動してもこれに対応してその変動分を打ち消
すことができ、小さい局部発振信号により周波数変換器
を駆動することができる。
【００５２】また、この周波数変換器を無線受信機に適
用することにより、受信機を小型化できると共に、特に
集積化に適したダイレクトコンバージョン受信方式の無
線受信機においても相互変調歪みによる感度劣化を防ぐ
ことができる。
用することにより、受信機を小型化できると共に、特に
集積化に適したダイレクトコンバージョン受信方式の無
線受信機においても相互変調歪みによる感度劣化を防ぐ
ことができる。
【００５３】さらに、直流オフセット付加手段を設ける
ことにより、ダイレクトコンバージョン受信機における
自己混合の問題を回避することができると共に、感度の
良好な小型携帯無線端末を実現することもできる。
ことにより、ダイレクトコンバージョン受信機における
自己混合の問題を回避することができると共に、感度の
良好な小型携帯無線端末を実現することもできる。
【図１】本発明の第１実施形態に係る周波数変換器の構
成を示すブロック図。
成を示すブロック図。
【図２】本発明の第２実施形態に係る周波数変換器の詳
細な構成を示す回路図。
細な構成を示す回路図。
【図３】本発明の第３実施形態に係る周波数変換器の構
成を示す回路図。
成を示す回路図。
【図４】本発明の第４実施形態に係る周波数変換器の構
成を示すブロック図。
成を示すブロック図。
【図５】本発明の第５実施形態に係る周波数変換器の構
成を示す回路図。
成を示す回路図。
【図６】本発明の第６実施形態に係る周波数変換器の構
成を示す回路図。
成を示す回路図。
【図７】本発明の第７実施形態に係る周波数変換器の構
成を示す回路図。
成を示す回路図。
【図８】本発明の第８実施形態に係る周波数変換器を用
いた無線受信機の構成を示すブロック図。
いた無線受信機の構成を示すブロック図。
【図９】本発明の第９実施形態に係る周波数変換器を用
いた無線受信機の構成を示すブロック図。
いた無線受信機の構成を示すブロック図。
【図１０】従来の周波数変換器の構成を示す回路図。
１０，１０Ａ 信号合成手段 １６ 第１の比較器 １７ 第２の比較器 ２０，２０Ａ 振幅制限増幅手段 ３０，２０Ａ フィルタ手段 ４０，４０Ａ オフセット付加手段 ４１ デコーダ ４３ 信号切換回路 ４５ アナログ・ディジタル変換器 ５０ 利得制御手段 ５５ ディジタル・アナログ変換器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大 高 章 二 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１ 株式会 社東芝研究開発センター内 (72)発明者 藤 本 竜 一 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１ 株式会 社東芝研究開発センター内 (72)発明者 谷 本 洋 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１ 株式会 社東芝研究開発センター内
Claims (8)
- 【請求項１】第１の入力信号と第２の入力信号とを入力
し、これら第１および第２の信号を合成して合成信号を
出力する信号合成手段と、 前記信号合成手段が出力する前記合成信号に直流オフセ
ットを付加するオフセット付加手段と、 前記直流オフセットが付加された前記合成信号を増幅し
て、振幅が一定である増幅信号を出力する振幅制限増幅
手段と、 前記振幅制限増幅手段が出力する前記増幅信号を入力
し、この増幅信号に含まれる不要な信号成分をこの増幅
信号から除去して、所望の信号成分を生成して出力する
フィルタ手段と、 を備えることを特徴とする周波数変換器。 - 【請求項２】前記オフセット付加手段が、ディジタルオ
フセット制御信号をアナログ信号に変換して所定の直流
オフセットを前記合成信号に付加させるディジタル・ア
ナログ変換器を備えることを特徴とする請求項１に記載
の周波数変換器。 - 【請求項３】第１の入力端子に第１の入力信号を入力し
第２の入力端子に第２の入力信号を入力して、第１及び
第２の入力信号を比較する第１の比較手段と、 第１の入力端子に第２の入力信号を入力し第２の入力端
子に第１の入力信号の反転信号を入力し、入力された両
信号を比較する第２の比較手段と、 前記第１の比較手段と前記第２の比較手段のそれぞれの
小信号利得を制御する利得制御手段と、 第１の比較手段の出力と第２の比較手段の出力を入力
し、両信号を合成して不要な信号成分を除去し、所望の
信号を出力するフィルタ手段と、 を備えることを特徴とする周波数変換器。 - 【請求項４】前記利得制御手段は、前記第１および第２
の比較手段のバイアス電流を制御することにより前記小
信号利得を制御することを特徴とする請求項３に記載の
周波数変換器。 - 【請求項５】前記利得制御手段は、前記第１の入力信号
とこの第１の入力信号の反転信号とに前記直流オフセッ
トを付加することにより前記小信号利得を制御すること
を特徴とする請求項３に記載の周波数変換器。 - 【請求項６】前記利得制御手段は、前記入力信号として
デジタル制御信号を入力することを特徴とする請求項３
に記載の周波数変換器。 - 【請求項７】高周波信号を入力する高周波入力回路と、
この高周波入力回路を介して入力された前記高周波信号
を局部発振信号を用いて同相成分のベースバンド信号に
変換する第１の周波数変換器と、前記局部発振信号の位
相をシフトさせた信号を用いて前記高周波信号を直交成
分のベースバンド信号に変換する第２の周波数変換器
と、を備える周波数変換器を用いた無線受信機おいて、 前記第１および第２の周波数変換器は、第１の入力信号
と第２の入力信号とを入力し、これら第１および第２の
信号を合成して合成信号を出力する信号合成手段と、前
記信号合成手段が出力する前記合成信号に直流オフセッ
トを付加するオフセット付加手段と、直流オフセットが
付加された前記合成信号を増幅して、振幅が一定である
増幅信号を出力する振幅制限増幅手段と、前記振幅制限
増幅手段が出力する増幅信号を入力し、前記増幅信号に
含まれる不要な信号成分をこの増幅信号より除去して、
所望の信号成分を生成して出力するフィルタ手段と、を
備えることを特徴とする周波数変換器を用いた無線受信
機。 - 【請求項８】高周波信号を入力する高周波入力回路と、
この高周波入力回路を介して入力された前記高周波信号
を局部発振信号を用いて同相成分のベースバンド信号に
変換する第１の周波数変換器と、前記局部発振信号の位
相をシフトさせた信号を用いて前記高周波信号を直交成
分のベースバンド信号に変換する第２の周波数変換器
と、を備える周波数変換器を用いた無線受信機おいて、 前記第１および第２の周波数変換器は、第１の入力端子
に第１の入力信号を入力し第２の入力端子に第２の入力
信号を入力して、第１及び第２の入力信号を比較する第
１の比較手段と、第１の入力端子に第２の入力信号を入
力し第２の入力端子に第１の入力信号の反転信号を入力
し、入力された両信号を比較する第２の比較手段と、前
記第１の比較手段と前記第２の比較手段のそれぞれの小
信号利得を制御する利得制御手段と、第１の比較手段の
出力と第２の比較手段の出力を入力し、両信号を合成し
て不要な信号成分を除去し、所望の信号を出力するフィ
ルタ手段と、を備えることを特徴とする周波数変換器を
用いた無線受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01411497A JP3392679B2 (ja) | 1997-01-28 | 1997-01-28 | 周波数変換器およびこれを用いた無線受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01411497A JP3392679B2 (ja) | 1997-01-28 | 1997-01-28 | 周波数変換器およびこれを用いた無線受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10209901A true JPH10209901A (ja) | 1998-08-07 |
| JP3392679B2 JP3392679B2 (ja) | 2003-03-31 |
Family
ID=11852100
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01411497A Expired - Fee Related JP3392679B2 (ja) | 1997-01-28 | 1997-01-28 | 周波数変換器およびこれを用いた無線受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3392679B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001001564A1 (fr) * | 1999-06-29 | 2001-01-04 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Circuit a semiconducteur |
| JP2009518984A (ja) * | 2005-12-12 | 2009-05-07 | シリフィック ワイヤレス コーポレーション | 差動回路からの２次相互変調積を低減するシステム |
| US7816990B2 (en) | 2003-03-17 | 2010-10-19 | Panasonic Corporation | Variable gain amplification circuit |
| JP2015008495A (ja) * | 2007-03-23 | 2015-01-15 | クゥアルコム・インコーポレイテッドＱｕａｌｃｏｍｍ Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ | 送信信号漏れによって生じる２次歪の低減 |
| CN107591680A (zh) * | 2017-09-26 | 2018-01-16 | 南京美辰微电子有限公司 | 离散式激光驱动器尾电流源 |
-
1997
- 1997-01-28 JP JP01411497A patent/JP3392679B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001001564A1 (fr) * | 1999-06-29 | 2001-01-04 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Circuit a semiconducteur |
| US6329864B2 (en) | 1999-06-29 | 2001-12-11 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Semiconductor circuitry |
| US7816990B2 (en) | 2003-03-17 | 2010-10-19 | Panasonic Corporation | Variable gain amplification circuit |
| JP2009518984A (ja) * | 2005-12-12 | 2009-05-07 | シリフィック ワイヤレス コーポレーション | 差動回路からの２次相互変調積を低減するシステム |
| JP4864980B2 (ja) * | 2005-12-12 | 2012-02-01 | アイセラ カナダ ユーエルシー | 差動回路からの２次相互変調積を低減するシステム |
| JP2015008495A (ja) * | 2007-03-23 | 2015-01-15 | クゥアルコム・インコーポレイテッドＱｕａｌｃｏｍｍ Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ | 送信信号漏れによって生じる２次歪の低減 |
| CN107591680A (zh) * | 2017-09-26 | 2018-01-16 | 南京美辰微电子有限公司 | 离散式激光驱动器尾电流源 |
| CN107591680B (zh) * | 2017-09-26 | 2024-03-29 | 南京美辰微电子有限公司 | 离散式激光驱动器尾电流源 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3392679B2 (ja) | 2003-03-31 |
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