JP2005151543A - 増幅回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 通信品質を向上させること。
【解決手段】 定包絡線信号生成部１０１は、入力信号Ｓｉ、Ｓｑから第１定包絡線信号および第２定包絡線信号を生成する。移相器１０２ａは第１定包絡線信号の位相を＋α°変化させ、移相器１０２ｂは第２定包絡線信号の位相を＋β°変化させる。ローカル信号移相器１０７ａは局部発振器１０６からのローカル信号の位相を−α°変化させ、ローカル信号移相器１０７ｂは局部発振器１０６からのローカル信号の位相を−β°変化させる。ミキサ１０３ａ、１０３ｂは、移相器１０２ａ、１０２ｂからの第１定包絡線信号および第２定包絡線信号を、ローカル信号移相器１０７ａ、１０７ｂからのローカル信号を用いて周波数変換する。増幅器１０４ａ、１０４ｂは、ミキサ１０３ａ、１０３ｂからの信号を増幅する。合成回路１０５は、増幅器１０４ａ、１０４ｂからの信号を合成する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、増幅回路に関し、特に無線通信や放送に用いる送信装置において送信信号を増幅する終段の増幅回路に関する。

無線通信や放送に用いられる送信装置において、近年、ディジタル変調信号を送信する場合が多くなっている。これらの信号の多くは多値化が進み振幅方向に情報を載せることが可能になったため、送信装置に用いる増幅回路には線形性が求められている。一方で、装置の消費電力を削減するために、増幅回路には高い電力効率も要求されている。増幅回路の線形性および電力効率を両立させるため、歪み補償や効率改善のための様々な手法が提案されている。従来の増幅回路の方式の１つにＬＩＮＣ（Linear Amplification with Nonlinear Components）方式と呼ばれるものがある。この方式では、送信信号を２つの定包絡線信号に分岐し、電力効率が高い非線形増幅器で増幅した後に合成することで、線形性および電力効率の両立を図っている。

ここで、ＬＩＮＣ方式を適用した増幅回路の一般例について図１５を用いて説明する。図１５に示す増幅回路１０において、定包絡線信号生成部１１では、入力信号Ｓ（ｔ）から、２つの定包絡線信号Ｓａ（ｔ）およびＳｂ（ｔ）を生成する。例えば、入力信号Ｓ（ｔ）が次の（式１）で表されたときに各定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）を次の（式２）および（式３）とすれば、各定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）は、振幅方向が定数となる。
Ｓ（ｔ）＝Ｖ（ｔ）×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋φ（ｔ）｝ …（式１）
ただし、Ｖ（ｔ）の最大値をＶｍａｘ、入力信号の搬送波の角周波数をωｃとする。
Ｓａ（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋ψ（ｔ）｝ …（式２）
Ｓｂ（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋θ（ｔ）｝ …（式３）
ただし、ψ（ｔ）＝φ（ｔ）＋α（ｔ）、θ（ｔ）＝φ（ｔ）−α（ｔ）とする。

図１６は、定包絡線信号の生成動作を、直交平面座標上で、信号ベクトルを用いて示したものであるが、この図に示すとおり、入力信号Ｓ（ｔ）は、振幅がＶｍａｘ／２である２つの定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）のベクトル和で表される。

再び図１５を参照する。２つの増幅器１２、１３では、２つの定包絡線信号をそれぞれ増幅する。このとき、増幅器１２、１３の利得をＧとすると、増幅器１２、１３の出力信号は、それぞれＧ×Ｓａ（ｔ）、Ｇ×Ｓｂ（ｔ）となる。合成部１４でこれらの出力信号Ｇ×Ｓａ（ｔ）、Ｇ×Ｓｂ（ｔ）を合成すると、出力信号Ｇ×Ｓ（ｔ）が得られる。

従来、上記のような増幅回路としては、例えば特許文献１および特許文献２に記載されたものがある。このＬＩＮＣ方式を実現するための、増幅回路のより具体的な構成例を図１７に示す。図１７に示す増幅回路１０ａにおいて、定包絡線信号ＩＱ生成部１５で、ベースバンド帯の入力信号Ｓｉ、Ｓｑから直交復調後に定包絡線信号Ｓａ、Ｓｂとなるベースバンド信号Ｓａｉ、Ｓａｑ、Ｓｂｉ、Ｓｂｑをディジタル信号処理により生成し、各ベースバンド信号をＤ／Ａ変換器１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄによりアナログ信号に変換した後、２つの直交変調器を有する直交変調部１７で直交変調して２つの定包絡線信号Ｓａｉｆ、Ｓｂｉｆを得る。そして、ミキサ２１ａ、２１ｂにて各信号を局部発振器２２から供給されたローカル信号と混合することで周波数変換を行い、搬送波周波数に変換された信号Ｓａｒｆ、Ｓｂｒｆを得る。そして、増幅器１２、１３での最終増幅および合成部１４での合成が行われ、この結果、出力信号が得られる。
特公平６−２２３０２号公報 特開平８−１６３１８９号公報

しかしながら、上記従来の増幅回路においては、ミキサ２１ａ、２１ｂで周波数変換を行う際に、ミキサ２１ａ、２１ｂで使用するローカル信号の漏れが発生することがある。漏れたローカル信号は、通信品質に悪影響を与え得るスプリアス成分となってしまう。

ローカル信号の漏れを抑圧するための手法として例えばフィルタを用いるものが挙げられる。ところが、一般にＬＩＮＣ方式の増幅回路では、元の入力信号は位相変調された２つの定包絡線信号に変換され、処理される信号のスペクトラムは周波数方向において広がる。このため、フィルタによるローカル信号の漏れの抑圧を行うと、変調情報が失われ、送信信号の歪みが大きくなってしまい、その通信品質を劣化させてしまうという問題があった。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、通信品質を向上させることができる高電力効率の増幅回路を提供することを目的とする。

本発明の増幅回路は、所定の位相をそれぞれ有する第１定包絡線信号および第２定包絡線信号の周波数変換に用いられる第１ローカル信号および第２ローカル信号を生成する生成手段と、生成される第１ローカル信号および第２ローカル信号を用いて第１定包絡線信号および第２定包絡線信号を周波数変換する周波数変換手段と、周波数変換される第１定包絡線信号および第２定包絡線信号を増幅する増幅手段と、増幅される第１定包絡線信号および第２定包絡線信号を合成する合成手段と、を有する増幅回路であって、前記第１ローカル信号および前記第２ローカル信号は、互いに１８０°の位相差を有する構成を採る。

この構成によれば、所定の位相をそれぞれ有する第１定包絡線信号および第２定包絡線信号の周波数変換に用いられる第１ローカル信号および第２ローカル信号が、互いに１８０°の位相差を有するため、例えば第１定包絡線信号および第２定包絡線信号の位相を、周波数変換後に元に戻るような位相とした場合、合成の結果として得られる出力信号における送信信号の歪みを増大させることなくローカル信号の漏れの抑圧を行うことができ、通信品質を向上させることができる。

本発明の増幅回路は、上記構成において、生成される第１ローカル信号および第２ローカル信号の少なくともいずれか一方の位相を調整するローカル信号位相調整手段をさらに有する構成を採る。

この構成によれば、第１ローカル信号および第２ローカル信号の少なくともいずれか一方の位相を調整するため、ローカル信号が通過する経路における位相差の誤差を小さくすることができ、ローカル信号の漏れの抑圧量の低下防止を図ることができる。

本発明の増幅回路は、上記構成において、前記合成手段による合成の結果として得られる出力信号におけるローカル信号の漏れのレベルを検出する検出手段と、検出されるレベルが最小となるように前記ローカル信号位相調整手段を制御する位相制御手段と、をさらに有する構成を採る。

この構成によれば、ローカル信号の漏れのレベルが最小となるように、第１ローカル信号および第２ローカル信号の少なくともいずれか一方の位相調整を制御するため、ローカル信号が通過する経路における位相差の誤差が経時的に変動してもその誤差を小さくすることができ、ローカル信号の漏れの抑圧量の低下防止を図ることができる。

本発明の増幅回路は、上記構成において、生成される第１ローカル信号および第２ローカル信号の少なくともいずれか一方の振幅を調整するローカル信号振幅調整手段をさらに有する構成を採る。

この構成によれば、第１ローカル信号および第２ローカル信号の少なくともいずれか一方の振幅を調整するため、ローカル信号が通過する経路における振幅の誤差を小さくすることができ、ローカル信号の漏れの抑圧量の低下防止を図ることができる。

本発明の増幅回路は、上記構成において、前記合成手段による合成の結果として得られる出力信号におけるローカル信号の漏れのレベルを検出する検出手段と、検出されるレベルが最小となるように前記ローカル信号振幅調整手段を制御する振幅制御手段と、をさらに有する構成を採る。

この構成によれば、ローカル信号の漏れのレベルが最小となるように、第１ローカル信号および第２ローカル信号の少なくともいずれか一方の振幅の調整を制御するため、ローカル信号が通過する経路における振幅の誤差が経時的に変動してもその誤差を小さくすることができ、ローカル信号の漏れの抑圧量の低下防止を図ることができる。

本発明の増幅回路は、上記構成において、周波数変換する第１定包絡線信号および第２定包絡線信号の少なくともいずれか一方の位相を調整する定包絡線信号位相調整手段をさらに有する構成を採る。

この構成によれば、周波数変換前の第１定包絡線信号および第２定包絡線信号の少なくともいずれか一方の位相を調整するため、各定包絡線信号が通過する経路における位相差の誤差を小さくすることができ、合成後の送信信号の歪みを小さくすることができる。

本発明の無線基地局装置は、上記の増幅回路を有する構成を採る。

この構成によれば、上記の増幅回路と同様の作用効果を、無線基地局装置において実現することができる。

本発明の無線端末装置は、上記の増幅回路を有する構成を採る。

この構成によれば、上記の増幅回路と同様の作用効果を、無線端末装置において実現することができる。

以上説明したように、本発明によれば、通信品質を向上させることができる。

本発明の骨子は、所定の位相をそれぞれ有する第１定包絡線信号および第２定包絡線信号の周波数変換に用いられる第１ローカル信号および第２ローカル信号が、互いに１８０°の位相差を有することである。

以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。

図１に示す増幅回路１００は、定包絡線信号生成部１０１、２つの移相器１０２ａ、１０２ｂ、２つのミキサ１０３ａ、１０３ｂ、２つの増幅器１０４ａ、１０４ｂ、合成回路１０５、局部発振器１０６および２つのローカル信号移相器１０７ａ、１０７ｂを有する。

また、定包絡線信号生成部１０１は、定包絡線信号ＩＱ生成部１１１、４つのＤ／Ａ（Digital to Analog）変換器１１２ａ、１１２ｂ、１１２ｃ、１１２ｄおよび直交変調部１１３を有する。直交変調部１１３は、４つのミキサ１１４ａ、１１４ｂ、１１４ｃ、１１４ｄ、２つの移相器１１５ａ、１１５ｂおよび局部発振器１１６を有する。

定包絡線信号生成部１０１は、ベースバンド帯の入力信号Ｓｉ、Ｓｑを用いて、ベクトル合成したときに入力信号Ｓｉ、Ｓｑを所定周波数の搬送波周波数で直交変調した信号と等価になる２つの定包絡線信号、すなわち、第１定包絡線信号Ｓａｉｆおよび第２定包絡線信号Ｓｂｉｆを生成し、２つの移相器１０２ａ、１０２ｂにそれぞれ出力する。なお、定包絡線信号生成部１０１は、例えばＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）といったディジタル信号処理回路でも実現することができる。

より具体的には、定包絡線信号生成部１０１において、定包絡線信号ＩＱ生成部１１１は、入力信号Ｓｉ、Ｓｑに対してディジタル信号処理を行い、ベースバンド信号Ｓａｉ、Ｓａｑ、Ｓｂｉ、Ｓｂｑを生成する。定包絡線信号ＩＱ生成部１１１は、例えばＡＳＩＣやＦＰＧＡ等のディジタル信号処理回路である。

Ｄ／Ａ変換器１１２ａ〜１１２ｄは、ベースバンド信号Ｓａｉ、Ｓａｑ、Ｓｂｉ、Ｓｂｑをそれぞれディジタルアナログ変換する。Ｄ／Ａ変換器１１２ａ〜１１２ｄは、例えばディジタル信号をアナログ信号に変換するディジタルアナログ変換ＩＣ（Integrated Circuit）である。

直交変調部１１３は、アナログ信号に変換されたベースバンド信号Ｓａｉ、Ｓａｑ、Ｓｂｉ、Ｓｂｑを直交変調し、第１定包絡線信号Ｓａｉｆおよび第２定包絡線信号Ｓｂｉｆを生成し、移相器１０２ａ、１０２ｂにそれぞれ出力する。直交変調部１１３における局部発振器１１６は、例えば、位相負帰還制御系（ＰＬＬ）で制御される電圧制御発振器（ＶＣＯ）を用いた周波数シンセサイザ等の発振回路である。また、直交変調部１１３における移相器１１５ａ、１１５ｂは、例えば、マイクロストリップラインによるハイブリッド移相器である。

移相器１０２ａは、直交変調部１１３からの第１定包絡線信号Ｓａｉｆの位相を＋α°変化させ、移相された第１定包絡線信号Ｓａｉｆ’を生成する。移相器１０２ｂは、直交変調部１１３からの第２定包絡線信号Ｓｂｉｆの位相を＋β°変化させ、移相された第２定包絡線信号Ｓｂｉｆ’を生成する。なお、｜α−β｜＝１８０である。また、移相器１０２ａ、１０２ｂは、例えば、マイクロストリップラインによるハイブリッド移相器である。

ミキサ１０３ａは、移相器１０２ａからの第１定包絡線信号Ｓａｉｆ’を、ローカル信号移相器１０７ａからのローカル信号ＬＯａと混合することで周波数変換（アップコンバート）し、周波数変換された第１定包絡線信号Ｓａｒｆを生成する。ミキサ１０３ｂは、移相器１０２ｂからの第２定包絡線信号Ｓｂｉｆ’を、ローカル信号移相器１０７ｂからのローカル信号ＬＯｂと混合することで周波数変換（アップコンバート）し、周波数変換された第２定包絡線信号Ｓｂｒｆを生成する。

局部発振器１０６は、例えばＰＬＬで制御されるＶＣＯを用いた周波数シンセサイザ等の発振回路であり、ローカル信号ＬＯを生成し、ローカル信号移相器１０７ａ、１０７ｂに出力する。

ローカル信号移相器１０７ａは、局部発振器１１６からのローカル信号ＬＯの位相を−α°変化させ、移相されたローカル信号ＬＯａを生成する。ローカル信号移相器１０７ｂは、局部発振器１１６からのローカル信号ＬＯの位相を−β°変化させ、移相されたローカル信号ＬＯｂを生成する。ローカル信号移相器１０７ａ、１０７ｂは、例えば、マイクロストリップラインによるハイブリッド移相器である。

増幅器１０４ａは、ミキサ１０３ａからの第１定包絡線信号Ｓａｒｆを増幅し、合成回路１０５に出力する。増幅器１０４ｂは、ミキサ１０３ｂからの第２定包絡線信号Ｓｂｒｆを増幅し、合成回路１０５に出力する。増幅器１０４ａ、１０４ｂは、例えば、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）やトランジスタで構成されている。

合成回路１０５は、例えばマイクロストリップラインで構成されたウィルキンソン型合成回路や抵抗合成回路であり、増幅器１０４ａ、１０４ｂで増幅された第１定包絡線信号Ｓａｒｆおよび第２定包絡線信号Ｓｂｒｆを合成することによって、増幅回路１００から出力される信号である出力信号Ｓｒｆを生成する。

次いで、上記構成を有する増幅回路１００の動作について説明する。ここでは、入力信号Ｓ（ｔ）を搬送波周波数ωｒｆにて送信する場合について説明する。

まず、定包絡線信号生成部１０１で、ベースバンド帯の入力信号Ｓｉ、Ｓｑから、ベクトル合成したときに入力信号Ｓｉ、Ｓｑを搬送波周波数ωｒｆで直交変調した信号と等価になる２つの定包絡線信号、すなわち、第１定包絡線信号Ｓａｉｆおよび第２定包絡線信号Ｓｂｉｆを生成し、移相器１０２ａ、１０２ｂにそれぞれ出力する。入力信号Ｓ（ｔ）は、次の（式４）で表される。
Ｓ（ｔ）＝Ｓａｉｆ＋Ｓｂｉｆ
＝Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（ωｉｆｔ＋ψ（ｔ））
＋Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（ωｉｆｔ＋θ（ｔ）） …（式４）

そして、第１定包絡線信号Ｓａｉｆが入力される移相器１０２ａでは、第１定包絡線信号Ｓａｉｆの位相を＋α°変化させ、第２定包絡線信号Ｓｂｉｆが入力される移相器１０２ｂでは、第２定包絡線信号Ｓｂｉｆの位相を＋β°変化させる。移相処理後の第１定包絡線信号Ｓａｉｆ’および第２定包絡線信号Ｓｂｉｆ’は、ミキサ１０３ａ、１０３ｂにそれぞれ出力される。これらの移相処理は、次の（式５）および（式６）で表される。図２の（ａ）は、各定包絡線信号の移相処理を表すベクトル図である。
Ｓａｉｆ’＝Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（ωｉｆｔ＋ψ（ｔ）＋α） …（式５）
Ｓｂｉｆ’＝Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（ωｉｆｔ＋θ（ｔ）＋β） …（式６）

また、局部発振器１０６から出力されるローカル信号ＬＯは、ローカル信号移相器１０７ａにてその移相を−α°変化され、第１定包絡線信号Ｓａｉｆ’が入力されるミキサ１０３ａで使用されるローカル信号ＬＯａとなる。また、ローカル信号ＬＯは、ローカル信号移相器１０７ｂにてその移相を−β°変化され、第２定包絡線信号Ｓｂｉｆ’が入力されるミキサ１０３ｂで使用されるローカル信号ＬＯｂとなる。生成されるローカル信号ＬＯａ、ＬＯｂはそれぞれ次の（式７）および（式８）で表される。なお、簡単のため、この例でのローカル信号ＬＯの振幅を「１」とする。図２の（ｂ）は、ローカル信号の移相処理を表すベクトル図である。
ＬＯａ＝ｃｏｓ（ωＬＯｔ−α） …（式７）
ＬＯｂ＝ｃｏｓ（ωＬＯｔ−β） …（式８）

そして、ミキサ１０３ａでは第１定包絡線信号Ｓａｉｆ’およびローカル信号ＬＯａの混合が行われ、ミキサ１０３ａからは、周波数変換された第１定包絡線信号Ｓａｒｆおよびローカル信号ＬＯａの漏れが出力され、増幅器１０４ａに入力される。

また、ミキサ１０３ｂでは第２定包絡線信号Ｓｂｉｆ’およびローカル信号ＬＯｂの混合が行われ、ミキサ１０３ｂからは、周波数変換された第２定包絡線信号Ｓｂｒｆおよびローカル信号ＬＯｂの漏れが出力され、増幅器１０４ｂに入力される。

ここで、第１定包絡線信号Ｓａｒｆおよび第２定包絡線信号Ｓｂｒｆは、それぞれ（式９）および（式１０）で表される。
Ｓａｒｆ＝Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（（ωＬＯ＋ωｉｆ）ｔ＋ψ（ｔ）＋α−α）
＝Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（ωｒｆｔ＋ψ（ｔ）） …（式９）
Ｓｂｒｆ＝Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（（ωＬＯ＋ωｉｆ）ｔ＋θ（ｔ）＋β−β）
＝Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（ωｒｆｔ＋θ（ｔ）） …（式１０）

また、ローカル信号ＬＯａの漏れおよびローカル信号ＬＯｂの漏れは、それぞれ（式１１）および（式１２）で表される。
ＬＯａ＝ｃｏｓ（ωＬＯｔ−α） …（式１１）
ＬＯｂ＝ｃｏｓ（ωＬＯｔ−β） …（式１２）

そして、増幅器１０４ａ、１０４ｂでは、入力された信号の増幅を行い、合成回路１０５に出力する。合成回路１０５では、入力された信号を合成し出力する。増幅器１０４ａ、１０４ｂのゲインをＧとすると、増幅後の第１定包絡線信号Ｓａｒｆおよび第２定包絡線信号Ｓｂｒｆはそれぞれ（式１３）および（式１４）で表される。
Ｓａｒｆ＝Ｇ・Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（（ωｒｆｔ＋ψ（ｔ）） …（式１３）
Ｓｂｒｆ＝Ｇ・Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（（ωｒｆｔ＋θ（ｔ）） …（式１４）

また、第１定包絡線信号Ｓａｒｆおよび第２定包絡線信号Ｓｂｒｆの合成後の信号は、（式１）（式２）および（式３）で示した関係により、次の（式１５）で表される。図２の（ｃ）は、第１定包絡線信号Ｓａｒｆおよび第２定包絡線信号Ｓｂｒｆの合成後の信号を表すベクトル図である。
Ｓａｒｆ＋Ｓｂｒｆ＝Ｇ・（Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（（ωｒｆｔ＋ψ（ｔ））
＋Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（（ωｒｆｔ＋θ（ｔ））））
…（式１５）

一方、増幅後のローカル信号ＬＯａ、ＬＯｂの漏れは、それぞれ（式１６）および（式１７）で表すとおりである。
ＬＯａ＝Ｇ・ｃｏｓ（ωＬＯｔ−α） …（式１６）
ＬＯｂ＝Ｇ・ｃｏｓ（ωＬＯｔ−β） …（式１７）

また、ローカル信号ＬＯａ、ＬＯｂの漏れの合成後の信号は、（式１８）で表される。
ＬＯａ＋ＬＯｂ
＝Ｇ・ｃｏｓ（ωＬＯｔ−α）＋Ｇ・ｃｏｓ（ωＬＯｔ−β）
＝Ｇ・（ｃｏｓ（ωＬＯｔ）ｃｏｓ（α）−ｓｉｎ（ωＬＯｔ）ｓｉｎ（α）
＋ｃｏｓ（ωＬＯｔ）ｃｏｓ（β）−ｓｉｎ（ωＬＯｔ）ｓｉｎ（β））
＝Ｇ・（ｃｏｓ（ωＬＯｔ）・（２・ｃｏｓ（（α＋β）／２）
・ｃｏｓ（（α−β）／２））
−ｓｉｎ（ωＬＯｔ）・（２・（（ｓｉｎ（（α＋β）／２）
・ｃｏｓ（（α−β）／２））） …（式１８）

既に述べたとおり、｜α−β｜＝１８０であるから、上記の（式１８）においてｃｏｓ（（α−β）／２）＝０であり、よって上記（式１８）の解は「０」となる。

上記の合成回路１０５の出力信号を見ると、定包絡線信号については、入力信号Ｓ（ｔ）がＧ倍に増幅された信号が搬送波周波数ωｒｆにて出力されていることが、（式１５）から分かる。一方、ローカル信号の漏れについては、ミキサ１０３ａ、１０３ｂからのローカル信号の漏れが合成後に「０」になり合成回路１０５からは出力されないことが（式１８）から分かる。

このように、本実施の形態によれば、２つの定包絡線信号の周波数変換で使用する２つのローカル信号の位相差を１８０°にしておき、周波数変換後に位相が元に戻るように予め位相を変えておくため、合成回路１０５から出力される信号、すなわち送信信号の歪みを増大させることなくローカル信号の漏れの抑圧を行うことができ、高電力効率で通信品質を向上させることができる。

なお、本実施の形態では、移相器１０２ａ、１０２ｂを定包絡線信号生成部１０１の後段に備えた構成を採っているが、この構成に限定されない。例えば、移相器１０２ａ、１０２ｂと同様の動作を実行するものを直交変調部１１３内の局部発振器１１６の出力に設け直交変調部１１３で用いるローカル信号の位相を変化するような構成を採っても、上記と同様の作用効果を得ることができる。

また、本実施の形態では、ローカル信号移相器１０７ａ、１０７ｂを局部発振器１０６およびミキサ１０３ａ、１０３ｂの間に配置した構成を採っているが、この構成に限定されない。例えば、ローカル信号移相器１０７ａ、１０７ｂと同様の動作を実行するものを、ミキサ１０３ａ、１０３ｂおよび合成回路１０５の間に配置したり合成回路１０５の内部に配置したりしても、上記と同様の作用効果を得ることができる。

（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。なお、本実施の形態で説明する増幅回路は、実施の形態１で説明した増幅回路１００と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その詳細な説明を省略する。

図３に示す増幅回路２００は、図１に示す増幅回路１００の定包絡線信号生成部１０１の代わりに定包絡線信号生成部２０１を設け、さらに増幅回路１００の移相器１０２ａ、１０２ｂを設けていない構成を採っている。定包絡線信号生成部２０１は、定包絡線信号生成部１０１の定包絡線信号ＩＱ生成部１１１の代わりに定包絡線信号ＩＱ生成部２０２を設けた構成を採っている。

定包絡線信号生成部２０１は、ベースバンド帯の入力信号Ｓｉ、Ｓｑを用いて、ベクトル合成したときに入力信号Ｓｉ、Ｓｑを所定の搬送波周波数で直交変調した信号と等価になる２つの定包絡線信号、すなわち、第１定包絡線信号Ｓａｉｆ’および第２定包絡線信号Ｓｂｉｆ’を生成し、ミキサ１０３ａ、１０３ｂにそれぞれ出力する。なお、定包絡線信号生成部２０１は、例えばＡＳＩＣやＦＰＧＡといったディジタル信号処理回路でも実現することができる。

定包絡線信号生成部２０１において、定包絡線信号ＩＱ生成部２０２は、入力信号Ｓ（ｔ）のＩＱ信号（つまり、入力信号Ｓｉ、Ｓｑ）に対して、次の（式１８）および（式１９）で示されかつ直交変調後の第１定包絡線信号Ｓａｉｆ’の位相が＋α°変化したものになるようなディジタル信号処理を行うことによって、ベースバンド信号Ｓａｉ、Ｓａｑを生成する。また、定包絡線信号ＩＱ生成部２０２は、入力信号Ｓ（ｔ）のＩＱ信号に対して、次の（式２０）および（式２１）で示されかつ直交変調後の第２定包絡線信号Ｓｂｉｆ’の位相が＋β°変化したものになるようなディジタル信号処理を行うことによって、ベースバンド信号Ｓｂｉ、Ｓｂｑを生成する。定包絡線信号ＩＱ生成部２０２は、例えばＡＳＩＣやＦＰＧＡ等のディジタル信号処理回路である。
Ｓａｉ＝（（Ｉ−Ｑ・ＳＱＲＴ（ｘ／ａ^２−１））・ｃｏｓα
−（Ｑ＋Ｉ・ＳＱＲＴ（ｘ／ａ^２−１））・ｓｉｎα …（式１８）
Ｓａｑ＝（（Ｑ＋Ｉ・ＳＱＲＴ（ｘ／ａ^２−１））・ｃｏｓα
＋（Ｉ−Ｑ・ＳＱＲＴ（ｘ／ａ^２−１））・ｓｉｎα …（式１９）
Ｓｂｉ＝（（Ｉ＋Ｑ・ＳＱＲＴ（ｘ／ａ^２−１））・ｃｏｓβ
−（Ｑ−Ｉ・ＳＱＲＴ（ｘ／ａ^２−１））・ｓｉｎβ …（式２０）
Ｓｂｑ＝（（Ｑ−Ｉ・ＳＱＲＴ（ｘ／ａ^２−１））・ｃｏｓβ
−（Ｉ＋Ｑ・ＳＱＲＴ（ｘ／ａ^２−１））・ｓｉｎβ …（式２１）
ただし、ＳＱＲＴ（ｘ／ａ^２−１）はｘ／ａ^２−１の平方根、ａ^２＝Ｉ^２＋Ｑ^２、ｘはａの最大値を示す。

ここで、定包絡線信号ＩＱ生成部２０２のおける処理について演算式を用いて詳細に説明する。

一般的な定包絡線信号ＩＱ生成部では、上記の特許文献１や特許文献２に示されるように、元の入力信号Ｓ（ｔ）のＩＱ信号から第１定包絡線信号Ｓａ（ｔ）のＩＱ信号（つまりＳａｉおよびＳａｑ）および第２定包絡線信号Ｓｂ（ｔ）のＩＱ信号（つまりＳｂｉおよびＳｂｑ）を次の（式２２）（式２３）（式２４）および（式２５）によって生成する。
Ｓａｉ＝（（Ｉ−Ｑ・ＳＱＲＴ（ｘ／ａ^２−１）） …（式２２）
Ｓａｑ＝（（Ｑ＋Ｉ・ＳＱＲＴ（ｘ／ａ^２−１）） …（式２３）
Ｓｂｉ＝（（Ｉ＋Ｑ・ＳＱＲＴ（ｘ／ａ^２−１）） …（式２４）
Ｓｂｑ＝（（Ｑ−Ｉ・ＳＱＲＴ（ｘ／ａ^２−１）） …（式２５）

第１定包絡線信号Ｓａ（ｔ）および第２定包絡線信号Ｓｂ（ｔ）はそれぞれ、ＳａｉおよびＳａｑを直交変調したものであり、ＳｂｉおよびＳｂｑを直交変調したものである。演算式でこれらの関係を示すと次の（式２６）および（式２７）のとおりとなる。
Ｓａ（ｔ）＝Ｓａｉ＋ｊ・Ｓａｑ …（式２６）
Ｓｂ（ｔ）＝Ｓｂｉ＋ｊ・Ｓｂｑ …（式２７）

上記のＳａ（ｔ）の位相を＋α°変化させたものおよびＳｂ（ｔ）の位相を＋β°変化させたものを示す式は下記のとおりである。
Ｓａ’（ｔ）＝（Ｓａｉ＋ｊ・Ｓａｑ）・（ｃｏｓα＋ｊ・ｓｉｎα） …（式２８）
Ｓｂ’（ｔ）＝（Ｓｂｉ＋ｊ・Ｓｂｑ）・（ｃｏｓβ＋ｊ・ｓｉｎβ） …（式２９）

つまり、（式２８）の実部をＳａｉとして選び虚部をＳａｑとして選び直交変調を行えば、直交変調後の信号は第１定包絡線信号の位相を＋α°変化したものとなる。これを示した式が（式１８）および（式１９）である。同様に、（式２９）の実部をＳｂｉとして選び虚部をＳｂｑとして選び直交変調を行えば、直交変調後の信号は第２定包絡線信号の位相を＋β°変化したものとなる。これを示した式が（式２０）および（式２１）である。

すなわち、定包絡線信号ＩＱ生成部２０２において、元の入力信号Ｓ（ｔ）のＩＱ信号から、上記の（式１８）〜（式２１）の処理を行うことでベースバンド信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）のＩＱ信号を生成し、直交変調部１１３にてそれぞれ直交変調を行えば、ミキサ１０３ａに入力される第１定包絡線信号Ｓａｉｆ’は位相が＋α°変化したものとなり、ミキサ１０３ｂに入力される第２定包絡線信号Ｓｂｉｆ’は位相が＋β°変化したものとなり、移相器を用いずとも２つの定包絡線信号の位相を変化させることができる。

このように、本実施の形態によれば、実施の形態１で説明した移相器１０２ａ、１０２ｂが不要となるため、送信信号の歪みを増大させることなくローカル信号の漏れの抑圧を行うことができ、かつ増幅回路２００の回路規模の小型化を実現することができる。加えて、移相器を用いず、ディジタル信号処理により位相を変化させるため、アナログの移相器に比べ、その位相変化の精度を高くすることができる。

（実施の形態３）
図４は、本発明の実施の形態３に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。なお、本実施の形態で説明する増幅回路は、実施の形態１で説明した増幅回路１００と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その詳細な説明を省略する。

図４に示す増幅回路３００は、図１に示す増幅回路１００の移相器１０２ａおよびローカル信号移相器１０７ａの代わりに１８０°移相器３０１および−１８０°移相器３０２を設け、増幅回路１００の移相器１０２ｂおよびローカル信号移相器１０７ｂを設けていない構成を採っている。

１８０°移相器３０１は、直交変調部１１３からの第１定包絡線信号Ｓａｉｆの位相を＋１８０°変化させ、移相された第１定包絡線信号Ｓａｉｆ’を生成する。なお、１８０°移相器３０１は、例えば、マイクロストリップラインによるハイブリッド移相器である。

−１８０°移相器３０２は、局部発振器１０６からのローカル信号ＬＯの位相を−１８０°変化させ、移相されたローカル信号ＬＯａを生成する。−１８０°移相器３０２は、例えば、マイクロストリップラインによるハイブリッド移相器である。

すなわち、本実施の形態の増幅回路３００は、実施の形態１の増幅回路１００においてα＝１８０、β＝０とした場合と同様の動作を実行するものである。

したがって、第１定包絡線信号が通過する経路では、１８０°移相器３０１にて第１定包絡線信号Ｓａｉｆの位相が＋１８０°変化し、第１定包絡線信号Ｓａｉｆ’がミキサ１０３ａに出力される。そして、ミキサ１０３ａでは、−１８０°移相器３０２にて位相が−１８０°変化されたローカル信号ＬＯａを利用して周波数変換が行われる。この結果、増幅器１０４ａに出力される信号は、位相が元の信号と同じになった第１定包絡線信号Ｓａｒｆと、位相が−１８０°変化したローカル信号ＬＯａの漏れである。一方、第２定包絡線信号が通過する経路には移相器が設けられていないため、第２定包絡線信号Ｓｂｉｆおよびローカル信号ＬＯの位相変化量は０°である。

増幅器１０４ａ、１０４ｂを通過した２つの定包絡線信号は合成回路１０５によって合成され、増幅された希望の送信信号（出力信号Ｓｒｆ）が出力される。また、ローカル信号の漏れは、ローカル信号ＬＯおよびローカル信号ＬＯａの位相差が１８０°であるため、抑圧される。

このように、本実施の形態によれば、実施の形態１で説明した移相器１０２ｂおよびローカル信号移相器１０７ｂが不要となるため、送信信号の歪みを増大させることなくローカル信号の漏れの抑圧を行うことができ、かつ増幅回路３００の回路規模の小型化を実現することができる。

なお、本実施の形態では、図１に示す増幅回路１００の移相器１０２ａおよびローカル信号移相器１０７ａの代わりに１８０°移相器３０１および−１８０°移相器３０２を設け、増幅回路１００の移相器１０２ｂおよびローカル信号移相器１０７ｂを設けていない構成について説明したが、増幅回路３００の構成はこれに限定されない。例えば、増幅回路１００の移相器１０２ｂおよびローカル信号移相器１０７ｂの代わりに１８０°移相器３０１および−１８０°移相器３０２を設け、増幅回路１００の移相器１０２ａおよびローカル信号移相器１０７ａを設けない構成を採用しても、上記と同様の作用効果を得ることができる。

（実施の形態４）
図５は、本発明の実施の形態４に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。なお、本実施の形態で説明する増幅回路は、実施の形態１で説明した増幅回路１００と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その詳細な説明を省略する。

図５に示す増幅回路４００は、図１に示す増幅回路１００のローカル信号移相器１０７ａ、１０７ｂの代わりに、可変移相器４０１ａ、４０１ｂを設けた構成を採っている。

可変移相器４０１ａ、４０１ｂは、ローカル信号ＬＯの位相の変化量を調整する機能を有する点が、ローカル信号移相器１０７ａ、１０７ｂと異なっている。

続いて、上記構成を有する増幅回路４００の動作について説明する。

ローカル信号が通過する２つの経路（つまり、局部発振器１０６から合成回路１０５までの経路で、ミキサ１０３ａを通過する経路およびミキサ１０３ｂを通過する経路）の間で、電気長に差がある場合や、各増幅器１０４ａ、１０４ｂまたはミキサ１０３ａ、１０３ｂによる位相変化量に差がある場合は、ローカル信号ＬＯａおよびローカル信号ＬＯｂの漏れの位相差に誤差が発生し、位相差が１８０°でなくなる。したがって、可変移相器４０１ａ、４０１ｂでは、位相変化量の調整を行うことにより位相差の誤差を小さくし、ローカル信号の漏れの抑圧量の低下を防止することができる。

このように、本実施の形態によれば、ミキサ１０３ａ、１０３ｂでの周波数変換に用いられるローカル信号の位相変化量を調整するため、ローカル信号が通過する経路における電気長差等による位相差の誤差を小さくすることができ、ローカル信号の漏れの抑圧量の低下防止を図ることができる。

なお、本実施の形態では、可変移相器４０１ａ、４０１ｂを局部発振器１０６およびミキサ１０３ａ、１０３ｂの間に配置した構成について説明しているが、増幅回路４００の構成はこれに限定されない。例えば、可変移相器４０１ａ、４０１ｂと同様の動作を実行するものを、ミキサ１０３ａ、１０３ｂおよび合成回路１０５の間に配置したり合成回路１０５の内部に配置したりしても、上記と同様の作用効果を得ることができる。

（実施の形態５）
図６は、本発明の実施の形態５に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。なお、本実施の形態で説明する増幅回路は、実施の形態１で説明した増幅回路１００と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その詳細な説明を省略する。

図６に示す増幅回路５００は、図５に示す実施の形態４に係る増幅回路４００の構成に、信号検出部５０１、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）５０２、ミキサ５０３、局部発振器５０４、Ａ／Ｄ変換器５０５、レベル検出部５０６および位相制御部５０７を加えた構成を採っている。

信号検出部５０１は、合成回路１０５の出力信号Ｓｒｆを検出する。信号検出部５０１は、例えば、方向性結合器やサーキュレータで実現される。

ＢＰＦ５０２は、信号検出部５０１での検出信号を帯域制限し、ローカル信号の漏れに相当する成分のみをミキサ５０３に出力する。ミキサ５０３は、ＢＰＦ５０２で帯域制限された信号を局部発振器５０４によって生成された信号と混合することによって、周波数変換を行う。Ａ／Ｄ変換器５０５は、ミキサ５０３によって周波数変換された信号をアナログディジタル変換する。

レベル検出部５０６は、Ａ／Ｄ変換器５０５によってアナログディジタル変換された信号からローカル信号の漏れのレベルを検出する。レベル検出部５０６は、例えば、ダイオード検波器やＡ／Ｄ変換器５０５と共に、ＡＳＩＣやＦＰＧＡといったディジタル信号処理回路で実現することができる。位相制御部５０７は、レベル検出部５０６によって検出されるレベルが最小となるように、可変移相器４０１ａ、４０１ｂでの位相変化量の調整を制御する。位相制御部５０７は、例えば、ＡＳＩＣやＦＰＧＡといったディジタル信号処理回路で実現することができる。

続いて、上記構成を有する増幅回路５００の動作について説明する。

増幅回路５００では、合成回路１０５からの出力信号Ｓｒｆを信号検出部５０１によって検出する。そして、ＢＰＦ５０２で、ローカル信号の漏れ以外の成分を抑圧する。ローカル信号の漏れは、ミキサ５０３にて周波数変換され、Ａ／Ｄ変換器５０５にてディジタル信号に変換される。そして、レベル検出部５０６で、ディジタル信号になったローカル信号の漏れのレベルを検出し、その検出結果を位相制御部５０７へ出力する。

ローカル信号が通過する２つの経路（つまり、局部発振器１０６から合成回路１０５までの経路で、ミキサ１０３ａを通過する経路およびミキサ１０３ｂを通過する経路）の間で、例えば温度等の影響により経時的に位相変化量が変動した場合は、ローカル信号ＬＯａおよびローカル信号ＬＯｂの漏れの位相差が１８０°でなくなり、その誤差の量が変動する。位相差の誤差が発生する場合、誤差がない場合と比べて、ローカル信号の漏れのレベルが合成回路１０５からの出力後に大きくなる。したがって、位相制御部５０７では、この漏れのレベルが最小となるように、可変移相器４０１ａ、４０１ｂによる位相変化量を制御する。

このように、本実施の形態によれば、ローカル信号の漏れのレベルが最小となるように可変移相器４０１ａ、４０１ｂによる位相変化量の調整を制御するため、２つの経路を通過したローカル信号の位相差が経時的に変動してもその位相差の誤差を小さくすることができ、ローカル信号の抑圧量の低下防止を図ることができる。

（実施の形態６）
図７は、本発明の実施の形態６に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。なお、本実施の形態で説明する増幅回路は、実施の形態１で説明した増幅回路１００と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その詳細な説明を省略する。

図７に示す増幅回路６００は、図１に示す増幅回路１００のローカル信号移相器１０７ａおよびミキサ１０３ａの間に可変減衰器６０１ａを設け、増幅回路１００のローカル信号移相器１０７ｂおよびミキサ１０３ｂの間に可変減衰器６０１ｂを設け構成を採っている。

可変減衰器６０１ａ、６０１ｂは、ローカル信号ＬＯａ、ＬＯｂの振幅（例えば減衰量）を調整してミキサ１０３ａ、１０３ｂにそれぞれ出力する。

続いて、上記構成を有する増幅回路６００の動作について説明する。

ローカル信号が通過する２つの経路（つまり、局部発振器１０６から合成回路１０５までの経路で、ミキサ１０３ａを通過する経路およびミキサ１０３ｂを通過する経路）の間で、減衰量または増幅量に差がある場合、ローカル信号ＬＯａおよびローカル信号ＬＯｂの漏れの振幅に誤差が生じるため、ローカル信号の漏れの抑圧量が低下することがある。したがって、可変減衰器６０１ａ、６０１ｂでは、ローカル信号の減衰量の調整を行うことによりローカル信号の漏れの振幅誤差を小さくする。

このように、本実施の形態によれば、ミキサ１０３ａ、１０３ｂでの周波数変換に用いられるローカル信号の振幅（減衰量）を調整するため、ローカル信号が通過する経路における減衰量／増幅量の差によるローカル信号の漏れの振幅誤差を小さくすることができ、ローカル信号の漏れの抑圧量の低下防止を図ることができる。

なお、本実施の形態では、可変減衰器６０１ａ、６０１ｂをローカル信号移相器１０７ａ、１０７ｂおよびミキサ１０３ａ、１０３ｂの間に配置した構成について説明しているが、増幅回路６００の構成はこれに限定されない。例えば、可変減衰器６０１ａ、６０１ｂと同様の動作を実行するものを、局部発振器１０６およびローカル信号移相器１０７ａ、１０７ｂの間に、または、ミキサ１０３ａ、１０３ｂおよび合成回路１０５の間に配置したり合成回路１０５の内部に配置したりしても、上記と同様の作用効果を得ることができる。

（実施の形態７）
図８は、本発明の実施の形態７に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。なお、本実施の形態で説明する増幅回路は、実施の形態１で説明した増幅回路１００と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その詳細な説明を省略する。

図８に示す増幅回路７００は、図７に示す実施の形態６に係る増幅回路６００の構成に、実施の形態５で説明した信号検出部５０１、ＢＰＦ５０２、ミキサ５０３、局部発振器５０４、Ａ／Ｄ変換器５０５およびレベル検出部５０６ならびに減衰制御部７０１を加えた構成を採っている。

信号検出部５０１は、合成回路１０５の出力信号Ｓｒｆを検出する。信号検出部５０１は、例えば、方向性結合器やサーキュレータで実現される。

減衰制御部７０１は、レベル検出部５０６によって検出されるレベルが最小となるように、可変減衰器６０１ａ、６０１ｂでの振幅（例えば減衰量）の調整を制御する。減衰制御部７０１は、例えば、ＡＳＩＣやＦＰＧＡといったディジタル信号処理回路で実現することができる。

続いて、上記構成を有する増幅回路７００の動作について説明する。

増幅回路７００では、合成回路１０５からの出力信号Ｓｒｆを信号検出部５０１によって検出する。そして、ＢＰＦ５０２で、ローカル信号の漏れ以外の成分を抑圧する。ローカル信号の漏れは、ミキサ５０３にて周波数変換され、Ａ／Ｄ変換器５０５にてディジタル信号に変換される。そして、レベル検出部５０６で、ディジタル信号になったローカル信号の漏れのレベルを検出し、その検出結果を減衰制御部７０１へ出力する。

ローカル信号が通過する２つの経路（つまり、局部発振器１０６から合成回路１０５までの経路で、ミキサ１０３ａを通過する経路およびミキサ１０３ｂを通過する経路）の間で、例えば温度等の影響により経時的に減衰量または増幅量が変動した場合は、ローカル信号ＬＯａおよびローカル信号ＬＯｂの漏れの振幅に誤差が発生し、この振幅誤差が経時的に変動する。振幅誤差が発生する場合、誤差がない場合と比べて、ローカル信号の漏れのレベルが合成回路１０５からの出力後に大きくなる。したがって、減衰制御部７０１では、この漏れのレベルが最小となるように、可変減衰器６０１ａ、６０１ｂによる振幅（減衰量）を制御する。

このように、本実施の形態によれば、ローカル信号の漏れのレベルが最小となるように可変減衰器６０１ａ、６０１ｂによる振幅（減衰量）の調整を制御するため、２つの経路を通過したローカル信号の振幅誤差が経時的に変動してもその振幅の誤差を小さくすることができ、ローカル信号の抑圧量の低下防止を図ることができる。

（実施の形態８）
図９は、本発明の実施の形態８に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。なお、本実施の形態で説明する増幅回路は、実施の形態１で説明した増幅回路１００と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その詳細な説明を省略する。

図９に示す増幅回路８００は、図１に示す増幅回路１００の移相器１０２ａ、１０２ｂの代わりに可変移相器８０１ａ、８０１ｂを設けた構成を採っている。

可変移相器８０１ａ、８０１ｂは、第１定包絡線信号Ｓａｉｆおよび第２定包絡線信号Ｓｂｉｆの位相の変化量を調整する機能を有する点が、移相器１０２ａ、１０２ｂと異なっている。

続いて、上記構成を有する増幅回路８００の動作について説明する。

ミキサ１０３ａ、１０３ｂで使用される２つのローカル信号ＬＯａ、ＬＯｂは１８０°の位相差を持っており、第１定包絡線信号Ｓａｉｆ’および第２定包絡線信号Ｓｂｉｆ’は、搬送波の周波数に周波数変換された後に元の位相に戻るように予め１８０°の位相差を持っている。しかし、周波数変換前段の、定包絡線信号が通過する２つの経路（つまり定包絡線信号生成部１０１からミキサ１０３ａ、１０３ｂまでの各経路）の間で、電気長に差がある場合や、各増幅器１０４ａ、１０４ｂまたはミキサ１０３ａ、１０３ｂによる位相変化量に差がある場合は、位相差の誤差が周波数変換後も残るため、合成後の送信信号が歪んでしまうことがある。したがって、可変移相器８０１ａ、８０１ｂでは、位相変化量の調整を行うことにより位相差の誤差を小さくし、合成後の送信信号の歪みを小さくすることができる。

このように、本実施の形態によれば、ミキサ１０３ａ、１０３ｂで周波数変換される前の各定包絡線信号の位相変化量を調整するため、定包絡線信号が通過する経路における電気長差等による位相差の誤差を小さくすることができ、合成後の送信信号の歪みを小さくすることができる。

なお、本実施の形態では、各定包絡線信号の位相変化量を可変移相器８０１ａ、８０１ｂによって調整する構成について説明しているが、増幅回路８００の構成はこれに限定されない。例えば、実施の形態２で説明したように定包絡線信号生成部２０１内部で定包絡線信号の位相を変化させる場合は、ディジタル信号処理によって位相を変化し調整することによって上記と同様の作用効果を得ることができる。

（実施の形態９）
図１０は、本発明の実施の形態９に係る無線送受信装置の構成を示すブロック図である。図１０に示す無線送受信装置９００は、実施の形態１で説明した増幅回路１００と、無線信号を送信および受信するアンテナ９０１と、アンテナ９０１を送信と受信とで共用し、増幅回路１００の出力信号をアンテナ９０１に出力し、アンテナ９０１で受信した信号を無線受信部９０３に出力するアンテナ共用器９０２と、アンテナ共用器９０２の出力信号から希望の受信信号を取り出す回路であって、例えば低雑音増幅器、周波数変換するミキサ、フィルタ、可変利得増幅器およびＡ／Ｄ変換器等で構成される無線受信部９０３と、音声、映像およびデータ等の信号を無線で送信するための信号に変調し、無線で受信した信号から音声、映像およびデータ等の信号に復調する変復調部９０４とを有する。

なお、無線送受信装置９００は、増幅回路１００を有する代わりに、実施の形態２から実施の形態８でそれぞれ説明した増幅回路２００から増幅回路８００のいずれかを有する構成を採っても良い。

本実施の形態に係る無線送受信装置９００は、送信信号の増幅に上記のいずれかの実施の形態で説明した増幅回路を使用する。

このように、本実施の形態によれば、実施の形態１から実施の形態８のいずれかに記載の作用効果と同様の作用効果を、無線送受信装置９００において実現することができる。

なお、本実施の形態で説明した無線送受信装置９００は、無線通信用および放送用のネットワークにて使用される無線基地局装置や通信端末装置に適用することが可能である。

（実施の形態１０）
図１１は、本発明の実施の形態１０に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。なお、本実施の形態で説明する増幅回路は、実施の形態１で説明した増幅回路１００と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その詳細な説明を省略する。

図１１に示す増幅回路１０００は、図１に示す増幅回路１００の定包絡線信号生成部１０１および合成回路１０５の代わりに定包絡線信号生成部１００１および合成回路１００３を有する。また、増幅回路１００の移相器１０２ａ、１０２ｂ、ミキサ１０３ａ、１０３ｂ、局部発振器１０６およびローカル信号移相器１０７ａ、１０７ｂは、増幅回路１０００には設けられていない。

定包絡線信号生成部１００１は、実施の形態１で説明した直交変調部１１３の代わりに直交変調部１０１０を有する。また、１８０°移相器１００２をさらに有する。定包絡線信号生成部１００１は、例えばＡＳＩＣやＦＰＧＡといったディジタル信号処理回路でも実現することができる。

直交変調部１０１０には、実施の形態１で説明したミキサ１１４ａ〜１１４ｄおよび移相器１１５ａ、１１５ｂのほかに、局部発振器１０１１が設けられている。直交変調部１０１０は、アナログ信号に変換されたベースバンド信号Ｓａｉ、Ｓａｑ、Ｓｂｉ、Ｓｂｑを直交変調し、実施の形態１でそれぞれ説明した第１定包絡線信号Ｓａｒｆおよび第２定包絡線信号Ｓｂｉｆを生成する。

直交変調部１０１０における局部発振器１０１１は、例えば、ＰＬＬで制御されるＶＣＯを用いた周波数シンセサイザ等の発振回路であり、ローカル信号ＬＯを生成し、移相器１１５ａ、１１５ｂに出力する。局部発振器１０１１で生成されたローカル信号ＬＯをミキサ１１４ａ〜１１４ｄでベースバンド信号Ｓａｉ、Ｓａｑ、Ｓｂｉ、Ｓｂｑと混合することでベースバンド信号Ｓａｉ、Ｓａｑ、Ｓｂｉ、Ｓｂｑは周波数変換される。これにより、ベースバンド信号Ｓａｉ、Ｓａｑは、搬送波周波数ωｒｆを有する第１定包絡線信号Ｓａｒｆに直接変換され、ベースバンド信号Ｓｂｉ、Ｓｂｑは、搬送波周波数ωｒｆを有する第２定包絡線信号Ｓｂｉｆに直接変換される。生成された第１定包絡線信号Ｓａｒｆは、実施の形態１で説明した増幅器１０４ａに出力され、生成された第２定包絡線信号Ｓｂｒｆは、１８０°移相器１００２に出力される。

１８０°移相器１００２は、第２定包絡線信号Ｓｂｒｆの位相を１８０°変化させる。１８０°移相後の第２定包絡線信号Ｓｂｒｆは、実施の形態１で説明した増幅器１０４ｂに出力される。

合成回路１００３は、増幅器１０４ａ、１０４ｂで増幅された第１定包絡線信号Ｓａｒｆおよび第２定包絡線信号Ｓｂｒｆのいずれか一方の位相を１８０°変化させた上で、第１定包絡線信号Ｓａｒｆおよび第２定包絡線信号Ｓｂｒｆをベクトル合成する。これによって、増幅回路１０００から出力される信号である出力信号Ｓｒｆを生成する。なお、合成回路１００３は、例えばマイクロストリップラインで構成された１８０°ハイブリッド合成回路またはバランで実現することができる。

次いで、上記構成を有する増幅回路１０００の動作について説明する。

まず、定包絡線信号ＩＱ生成部１１１では、次の（式３０）で示される入力信号Ｓ（ｔ）から、前述の（式２２）〜（式２５）でそれぞれ示されたベースバンド信号Ｓａｉ、Ｓａｑ、Ｓｂｉ、Ｓｂｑを生成する。
Ｓ（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（ωｉｆｔ＋ψ（ｔ））
＋Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（ωｉｆｔ＋θ（ｔ）） …（式３０）

ベースバンド信号Ｓａｉ、Ｓａｑ、Ｓｂｉ、Ｓｂｑは、Ｄ／Ａ変換器１１２ａ〜１１２ｄでそれぞれアナログ信号に変換され、直交変調部１０１０での直交変調により第１定包絡線信号Ｓａｒｆおよび第２定包絡線信号Ｓｂｒｆが生成される。なお、第１定包絡線信号Ｓａｒｆおよび第２定包絡線信号Ｓｂｒｆは、ベクトル合成すると元の信号となる信号である。

第２定包絡線信号Ｓｂｒｆは、１８０°移相器１００２で１８０°移相される。よって、定包絡線信号生成部１００１から出力される第１定包絡線信号Ｓａｒｆおよび第２定包絡線信号Ｓｂｒｆは、次の（式３１）および（式３２）で示される。
Ｓａｒｆ＝Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（ωｒｆｔ＋ψ（ｔ）） …（式３１）
Ｓｂｒｆ＝Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（ωｒｆｔ＋θ（ｔ）−１８０°） …（式３２）

なお、１８０°移相器１００２での１８０°移相は、ディジタル信号処理によって実現することもできる。この場合、定包絡線信号ＩＱ生成部１１１では、次の（式３３）（式３４）（式３５）および（式３６）を用いてベースバンド信号Ｓａｉ、Ｓａｑ、Ｓｂｉ、Ｓｂｑを生成する。
Ｓａｉ＝（（Ｉ−Ｑ・ＳＱＲＴ（ｘ／ａ^２−１）） …（式３３）
Ｓａｑ＝（（Ｑ＋Ｉ・ＳＱＲＴ（ｘ／ａ^２−１）） …（式３４）
Ｓｂｉ＝（（Ｑ・ＳＱＲＴ（ｘ／ａ^２−１）−Ｉ） …（式３５）
Ｓｂｑ＝（（Ｉ・ＳＱＲＴ（ｘ／ａ^２−１）−Ｑ） …（式３６）

増幅器１０４ａ、１０４ｂでは、定包絡線信号生成部１００１から出力された第１定包絡線信号Ｓａｒｆおよび第２定包絡線信号Ｓｂｒｆを増幅する。増幅器１０４ａ、１０４ｂのゲインをＧとすると、増幅後の第１定包絡線信号Ｓａｒｆおよび第２定包絡線信号Ｓｂｒｆは、次の（式３７）および（式３８）で示される。
Ｓａｒｆ＝Ｇ・Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（（ωｒｆｔ＋ψ（ｔ）） …（式３７）
Ｓｂｒｆ＝Ｇ・Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（（ωｒｆｔ＋θ（ｔ）−１８０°）
…（式３８）

そして、合成回路１００３では、増幅後の第２定包絡線信号Ｓｂｒｆの位相を１８０°変化させた上で、増幅後の第１定包絡線信号Ｓａｒｆおよび第２定包絡線信号Ｓｂｒｆを合成する。合成によって得られる出力信号Ｓｒｆは、次の（式３９）で示される。
Ｓｒｆ＝Ｇ・Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（（ωｒｆｔ＋ψ（ｔ））
＋Ｇ・Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（（ωｒｆｔ＋θ（ｔ）−１８０°＋１８０°）
＝Ｇ・Ｖ（ｔ）ｃｏｓ（ωｒｆｔ＋φ（ｔ）） …（式３９）

なお、合成回路１００３で、増幅後の第１定包絡線信号Ｓａｒｆの位相を１８０°変化させた上で、増幅後の第１定包絡線信号Ｓａｒｆおよび第２定包絡線信号Ｓｂｒｆを合成した場合、合成によって得られる出力信号Ｓｒｆは、次の（式４０）で示される。
Ｓｒｆ＝Ｇ・Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（（ωｒｆｔ＋ψ（ｔ）＋１８０°）
＋Ｇ・Ｖｍａｘ／２・ｃｏｓ（（ωｒｆｔ＋θ（ｔ）−１８０°）
＝Ｇ・Ｖ（ｔ）ｃｏｓ（ωｒｆｔ＋φ（ｔ）−１８０°） …（式４０）

ここで、定包絡線信号生成部１００１と合成回路１００３との間で混入したノイズをＳｎとする。本実施の形態の増幅回路１０００では、合成回路１００３でのベクトル合成によって、このノイズＳｎを打ち消すことができる。式を用いて表すと以下のようになる。

第１定包絡線信号Ｓａｒｆに飛び込んだノイズをＳｎａとし、第２定包絡線信号Ｓｂｒｆに飛び込んだノイズをＳｎｂとする。ノイズＳｎａ、Ｓｎｂはそれぞれ（式４１）および（式４２）で表される。
Ｓｎａ＝Ｖｎ・ｃｏｓ（ωｎｔ） …（式４１）
Ｓｎｂ＝Ｖｎ・ｃｏｓ（ωｎｔ） …（式４２）

合成回路１００３で、ノイズＳｎａおよびノイズＳｎｂのうちノイズＳｎｂが１８０°移相された場合、ベクトル合成後の出力信号Ｓｒｆに含まれるノイズ成分Ｓｎｏｕｔは、次の（式４３）で表される。
Ｓｎｏｕｔ＝Ｖｎ・ｃｏｓ（ωｎｔ）＋Ｖｎ・ｃｏｓ（ωｎｔ＋１８０°）
＝０ …（式４３）

図１２は、増幅回路１０００内の各処理段で得られる信号の波形を三角波で示したものである。（ａ）において実線で示された波形は、定包絡線信号生成部１００１から出力された第１定包絡線信号Ｓａｒｆの波形であり、（ａ）において破線で示された波形は、ノイズＳｎａの波形である。また、（ｂ）において実線で示された波形は、定包絡線信号生成部１００１から出力された第２定包絡線信号Ｓｂｒｆの波形であり、（ｂ）において破線で示された波形は、ノイズＳｎｂの波形である。ノイズＳｎａおよびノイズＳｎｂは同相である。合成が行われるときの各信号波形は、（ｃ）、（ｄ）において示されている。

すなわち、（ｃ）において実線で示された定包絡線信号Ｓａｒｆおよび破線で示されたノイズＳｎａは、（ａ）で示された定包絡線信号ＳａｒｆおよびノイズＳｎａが増幅されたものである。一方、（ｄ）において実線で示された定包絡線信号Ｓｂｒｆおよび破線で示されたノイズＳｎｂは、（ｂ）で示された定包絡線信号ＳｂｒｆおよびノイズＳｎｂが増幅されたものであり、且つ、合成回路１００３において位相を１８０°回転されたものである。よって、（ｅ）で示される合成後の信号において、ノイズＳｎａ、Ｓｎｂは互いに打ち消し合う。

このように、本実施の形態によれば、いずれか一方の位相を１８０°変化させた上で定包絡線信号Ｓａｒｆ、Ｓｂｒｆを合成すると元の信号が得られるような２つの定包絡線信号Ｓａｒｆ、Ｓｂｒｆを定包絡線信号生成部１００１で生成して、合成回路１００３でいずれか一方の位相を１８０°変化させることにより、出力信号Ｓｒｆの波形は、元の入力信号Ｓ（ｔ）を増幅したものとなる。また、ノイズＳｎａ、Ｓｎｂを除去することができ、ノイズによる通信品質の劣化を防止することができる。

（実施の形態１１）
図１３は、本発明の実施の形態１１に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。なお、本実施の形態で説明する増幅回路は、実施の形態１で説明した増幅回路１００と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その詳細な説明を省略する。

図１３に示す増幅回路１１００は、増幅回路１００の定包絡線信号生成部１０１の代わりに定包絡線信号生成部１１０１を有する。また、合成回路１０５の代わりに実施の形態１０で説明した合成回路１００３を有する。また、増幅回路１００の移相器１０２ａ、１０２ｂおよびローカル信号移相器１０７ａ、１０７ｂは、増幅回路１１００には設けられていない。

定包絡線信号生成部１１０１は、定包絡線信号生成部１０１の定包絡線信号ＩＱ生成部１１１、Ｄ／Ａ変換器１１２ａ〜１１２ｄおよび直交変換部１１３のほかに、実施の形態１０で説明した１８０°移相器１００２を有する。なお、定包絡線信号生成部１１０１は、例えばＡＳＩＣやＦＰＧＡといったディジタル信号処理回路でも実現することができる。

上記構成を有する増幅回路１１００の動作について説明する。

まず、定包絡線信号生成部１１０１において、直交変調部１１３では、第１定包絡線信号Ｓａｉｆおよび第２定包絡線信号Ｓｂｉｆが生成される。第２定包絡線信号Ｓｂｉｆの位相は、１８０°移相器１００２で１８０°回転される。第１定包絡線信号Ｓａｉｆはミキサ１０３ａに出力される。移相後の第２定包絡線信号Ｓｂｉｆは、ミキサ１０３ｂに出力される。

ミキサ１０３ａ、１０３ｂでは、局部発振器１０６で生成されたローカル信号ＬＯを第１定包絡線信号および第２定包絡線信号Ｓｂｉｆと混合する。これによって第１定包絡線信号および第２定包絡線信号Ｓｂｉｆは周波数変換され、第１定包絡線信号Ｓａｒｆおよび第２定包絡線信号Ｓｂｒｆが得られる。

このとき、ミキサ１０３ａ、１０３ｂの出力において、ローカル信号ＬＯの漏れが発生する。ローカル信号の漏れは、次の（式４４）および（式４５）で表すことができる。なお、ＳＬＯ＿ｏｕｔａは、第１定包絡線信号Ｓａｒｆに含まれる漏れであり、ＳＬＯ＿ｏｕｔｂは、第２定包絡線信号Ｓｂｒｆに含まれる漏れである。
ＳＬＯ＿ｏｕｔａ＝ＶＬＯ＿ｏｕｔ・ｃｏｓ（ωｎｔ） …（式４４）
ＳＬＯ＿ｏｕｔｂ＝ＶＬＯ＿ｏｕｔ・ｃｏｓ（ωｎｔ） …（式４５）

合成回路１００３では、増幅器１０４ｂから入力された信号の位相を１８０°変化させてから、増幅器１０４ａ、１０４ｂから入力された信号をベクトル合成する。これによって、合成後の出力信号Ｓｒｆに含まれるローカル信号ＬＯの漏れは、次の（式４６）で表される。
ＳＬＯ＿ｏｕｔ＝ＶＬＯ＿ｏｕｔ・ｃｏｓ（ωｎｔ）
＋ＶＬＯ＿ｏｕｔ・ｃｏｓ（ωｎｔ＋１８０°）
＝０ …（式４６）

このように、本実施の形態によれば、いずれか一方の位相を１８０°変化させた上で定包絡線信号Ｓａｒｆ、Ｓｂｒｆを合成すると元の信号が得られるような２つの定包絡線信号Ｓａｒｆ、Ｓｂｒｆを定包絡線信号生成部１１０１で生成して、合成回路１００３でいずれか一方の位相を１８０°変化させることにより、出力信号Ｓｒｆの波形は、元の入力信号Ｓ（ｔ）を増幅したものとなる。また、ローカル信号ＬＯの漏れによるスプリアス成分を抑圧することができる。かつ、飛び込みのノイズに対しても実施の形態１０と同様に動作するため、抑圧が可能となり通信品質の劣化を防止することができる。

なお、本実施の形態の増幅回路１１００は、実施の形態９で説明した無線送受信装置９００に適用することができる。

（実施の形態１２）
図１４は、本発明の実施の形態１２に係る無線送受信装置の構成を示すブロック図である。なお、本実施の形態で説明する無線送受信装置は、実施の形態９で説明した無線送受信装置９００と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その詳細な説明を省略する。

図１４に示す無線送受信装置１２００は、実施の形態１０で説明した増幅回路１０００と、実施の形態９で説明したアンテナ９０１、アンテナ共用器９０２および変復調部９０４と、無線受信部１２０１と、を有する。

無線受信部１２０１は、アンテナ共用器９０２の出力信号から希望の受信信号を取り出す回路であって、例えば低雑音増幅器、周波数変換するミキサ、フィルタ、可変利得増幅器およびＡ／Ｄ変換器等で構成される。

このように、本実施の形態によれば、実施の形態１０に記載の作用効果と同様の作用効果を、無線送受信装置１２００において実現することができる。

なお、本実施の形態の無線送受信装置１２００は、無線通信用および放送用のネットワークにて使用される無線基地局装置や通信端末装置に適用することができる。

本発明の増幅回路は、高電力効率で通信品質を向上させる効果を有し、例えば無線通信や放送に用いる送信装置において送信信号を増幅する終段の増幅回路として有用である。

本発明の実施の形態１に係る増幅回路の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係る増幅回路の動作を直交平面座標上で示したベクトル図 本発明の実施の形態２に係る増幅回路の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態３に係る増幅回路の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態４に係る増幅回路の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態５に係る増幅回路の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態６に係る増幅回路の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態７に係る増幅回路の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態８に係る増幅回路の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態９に係る無線送受信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１０に係る増幅回路の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１０に係る増幅回路の各処理段で得られる信号の波形を示す図 本発明の実施の形態１１に係る増幅回路の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１２に係る無線送受信装置の構成を示すブロック図 従来の増幅回路の構成の一般例を示す図 従来の増幅回路の動作を直交平面座標上で示したベクトル図 従来の増幅回路のより具体的な構成例を示す図

符号の説明

１００、２００、３００、４００、５００、６００、７００、８００、１０００、１１００ 増幅回路
１０１、２０１、１００１、１１０１ 定包絡線信号生成部
１０２ａ、１０２ｂ、１１５ａ、１１５ｂ 移相器
１０３ａ、１０３ｂ、１１４ａ、１１４ｂ、１１４ｃ、１１４ｄ、５０３ ミキサ
１０４ａ、１０４ｂ 増幅器
１０５、１００３ 合成回路
１０６、１１６、５０４、１０１１ 局部発振器
１０７ａ、１０７ｂ ローカル信号移相器
１１１、２０２ 定包絡線信号ＩＱ生成部
１１２ａ、１１２ｂ、１１２ｃ、１１２ｄ Ｄ／Ａ変換器
１１３、１０１０ 直交変調部
３０１、１００２ １８０°移相器
３０２ −１８０°移相器
４０１ａ、４０１ｂ、８０１ａ、８０１ｂ 可変移相器
５０１ 信号検出部
５０２ ＢＰＦ
５０５ Ａ／Ｄ変換器
５０６ レベル検出部
５０７ 位相制御部
６０１ａ、６０１ｂ 可変減衰器
７０１ 減衰制御部
９００、１２００ 無線送受信装置
９０１ アンテナ
９０２ アンテナ共用器
９０３、１２０１ 無線受信部
９０４ 変復調部

Claims (8)

1. 所定の位相をそれぞれ有する第１定包絡線信号および第２定包絡線信号の周波数変換に用いられる第１ローカル信号および第２ローカル信号を生成する生成手段と、
   生成される第１ローカル信号および第２ローカル信号を用いて第１定包絡線信号および第２定包絡線信号を周波数変換する周波数変換手段と、
   周波数変換される第１定包絡線信号および第２定包絡線信号を増幅する増幅手段と、
   増幅される第１定包絡線信号および第２定包絡線信号を合成する合成手段と、を有する増幅回路であって、
   前記第１ローカル信号および前記第２ローカル信号は、互いに１８０°の位相差を有することを特徴とする増幅回路。
2. 生成される第１ローカル信号および第２ローカル信号の少なくともいずれか一方の位相を調整するローカル信号位相調整手段をさらに有することを特徴とする請求項１記載の増幅回路。
3. 前記合成手段による合成の結果として得られる出力信号におけるローカル信号の漏れのレベルを検出する検出手段と、
   検出されるレベルが最小となるように前記ローカル信号位相調整手段を制御する位相制御手段と、
   をさらに有することを特徴とする請求項２記載の増幅回路。
4. 生成される第１ローカル信号および第２ローカル信号の少なくともいずれか一方の振幅を調整するローカル信号振幅調整手段をさらに有することを特徴とする請求項１記載の増幅回路。
5. 前記合成手段による合成の結果として得られる出力信号におけるローカル信号の漏れのレベルを検出する検出手段と、
   検出されるレベルが最小となるように前記ローカル信号振幅調整手段を制御する振幅制御手段と、
   をさらに有することを特徴とする請求項４記載の増幅回路。
6. 周波数変換する第１定包絡線信号および第２定包絡線信号の少なくともいずれか一方の位相を調整する定包絡線信号位相調整手段をさらに有することを特徴とする請求項１記載の増幅回路。
7. 請求項１記載の増幅回路を有することを特徴とする無線基地局装置。
8. 請求項１記載の増幅回路を有することを特徴とする無線端末装置。
   

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