JP2010021889A

JP2010021889A - 受信装置

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Publication number: JP2010021889A
Application number: JP2008181902A
Authority: JP
Inventors: Masaaki Taira; 正明平
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd; Sanyo Semiconductor Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd; System Solutions Co Ltd
Priority date: 2008-07-11
Filing date: 2008-07-11
Publication date: 2010-01-28
Also published as: US8170517B2; CN101635802A; US20100009647A1; CN101635802B

Abstract

【課題】受信装置ごとに事前に調整をすることなく、混信を防止し、所望の周波数を有する信号を受信する。
【解決手段】受信信号および第１の局部発振信号の周波数差である第１の周波数を有し、互いに位相が略直交する第１および第２の混合信号を出力する第１の混合部と、第２の周波数を有し、前記第１および第２の混合信号の位相差に応じた位相差を有する第２および第３の局部発振信号を出力する位相制御部と、前記第１の混合信号および前記第２の局部発振信号を混合した信号と、前記第２の混合信号および前記第３の局部発振信号を混合した信号とを加算し、前記第１および第２の周波数の差である中間周波数を有する中間周波信号を出力する第２の混合部と、を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、受信装置に関する。

無線通信における受信装置として、例えば図６に示すように、ＬＯ（Local Oscillator：局部発振部）１１および混合部１２を含む、スーパーヘテロダイン方式のものが一般に知られている。当該スーパーヘテロダイン方式の受信装置は、混合部１２において高周波のＲＦ（Radio Frequency：無線周波数）信号をＬＯ１１からの局部発振信号と混合し、ＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波）信号に変換することによって、後段において高周波を扱う回路が不要となっている。

また、スーパーヘテロダイン方式においては、局部発振信号の周波数ｆＬを中心として受信したいＲＦ信号の周波数ｆ１と対称な周波数ｆ２（＝２ｆＬ−ｆ１）を有する、イメージ信号と呼ばれるＲＦ信号も受信してしまうため、混合部１２として、イメージ信号を除去する機能を有するイメージキャンセルミキサ回路が一般に知られている。例えば、特許文献１の図３では、入力される高周波信号を互いに位相が直交する一対の局部発振信号とそれぞれ混合し、生成される一対の混合信号を利用するイメージキャンセルミキサ回路が開示されている。

このようにして、スーパーヘテロダイン方式において混信の原因となるイメージ信号を除去することによって、所望の周波数を有するＲＦ信号のみを受信することができる。
特開２００１−１７７４２５号公報

上記イメージキャンセルミキサ回路においては、用いられる部品のばらつきや周囲の温度変化などによって位相ズレまたは利得ズレが生じ、生成される一対の混合信号の位相が直交せず、または、振幅が異なると、イメージ信号を完全には除去することができなくなるという問題があった。そのため、特許文献１の図１０、図１３、および図１６などで開示されているイメージキャンセルミキサ回路では、オールパスフィルタ、ディレイ回路、および利得制御回路を利用して位相ズレおよび利得ズレを補正している。しかしながら、当該補正方法では、イメージ信号を確実に除去するためには、オールパスフィルタなどの周波数特性、温度特性、および電圧特性などを把握し、オールパスフィルタなどの制御方法を各特性に応じて変更する必要がある。
そのため、受信装置ごとに事前にイメージキャンセルミキサ回路の調整をする工程が必要となる。

前述した課題を解決する主たる本発明は、受信信号および第１の局部発振信号の周波数差である第１の周波数を有し、互いに位相が略直交する第１および第２の混合信号を出力する第１の混合部と、第２の周波数を有し、前記第１および第２の混合信号の位相差に応じた位相差を有する第２および第３の局部発振信号を出力する位相制御部と、前記第１の混合信号および前記第２の局部発振信号を混合した信号と、前記第２の混合信号および前記第３の局部発振信号を混合した信号とを加算し、前記第１および第２の周波数の差である中間周波数を有する中間周波信号を出力する第２の混合部と、を有することを特徴とする受信装置である。

本発明の他の特徴については、添付図面及び本明細書の記載により明らかとなる。

本発明によれば、受信装置ごとに事前に調整をすることなく、混信を防止し、所望の周波数を有する信号を受信することができる。

本明細書および添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。

＝＝＝受信装置全体の構成＝＝＝
以下、図１を参照して、本発明の一実施形態における受信装置全体の構成について説明する。なお、図１においては、図６に示した一般的なスーパーヘテロダイン方式の受信装置と同様の構成となっている、ＩＦ信号の出力以降の構成を省略するものとする。

図１に示されている受信装置は、アンテナ１、高周波増幅部２、第１のＬＯ３、第１の混合部４、ＡＤＣ（Analog-Digital Converter：アナログ・デジタル変換部）５、６、乗算部７、振幅・位相制御部８、および第２の混合部９を含んで構成されており、例えばラジオ放送の受信に用いられる。また、混合部９から出力されるＩＦ信号は、図６に示した受信装置と同様に、ＩＦ増幅部１３に入力され、ＩＦ増幅部１３以降は、例えば復調部１４、低周波増幅部１５、およびスピーカ１６が順次接続されている。

混合部４は、例えば移相器４０、混合器４１、４３、およびフィルタ４２、４４を含んで構成されている。アンテナ１における高周波の受信信号であるＲＦ信号は、高周波増幅部２を介して混合器４１および４３に入力されている。また、ＬＯ３から出力される第１の局部発振信号Ｌ１は、移相器４０を介して混合器４１および４３に入力されている。そして、混合器４１から出力される第１の混合信号は、フィルタ４２を介してＩ信号として、混合器４３から出力される第２の混合信号は、フィルタ４４を介してＱ０信号として、それぞれ混合部４から出力されている。

混合部９は、例えば乗算部９０、９１、加算部９２、およびフィルタ９３を含んで構成されている。Ｉ信号は、ＡＤＣ５を介して乗算部９０に入力され、Ｑ０信号は、ＡＤＣ６および乗算部７を介して乗算部９１に入力されている。また、振幅・位相制御部８から出力される振幅制御信号ＬＣ、第２の局部発振信号Ｌ２、および第３の局部発振信号Ｌ３は、それぞれ乗算部７、９０、および９１に入力されている。そして、乗算部９０および９１の出力信号は、ともに加算部９２に入力され、加算部９２の出力信号は、フィルタ９３を介してＩＦ信号として混合部９から出力されている。

＝＝＝受信装置全体の動作＝＝＝
まず、Ｉ信号およびＱ０信号の振幅が等しく、位相が直交する場合の動作について説明する。この場合、利得ズレおよび位相ズレは生じていないため、乗算部７および振幅・位相制御部８による補正を行う必要はない。以下、受信したいＲＦ信号を所望信号Ｈ１と称することとし、所望信号Ｈ１の周波数をｆ１とし、局部発振信号Ｌ１の周波数をｆＬとし、Ｉ信号およびＱ０信号の周波数をＩＦ信号の中間周波数と同じｆｉとすると、本実施形態においては、例えば図３に示すように、ｆ１＝ｆＬ−ｆｉの関係にある上側ヘテロダイン方式について説明することとする。

高周波増幅部２は、所望信号Ｈ１が含まれる周波数帯域を選択的に増幅し、混合部４の混合器４１および４３に入力する。ここで、所望信号Ｈ１の振幅および角周波数を、それぞれＡおよびω１（＝２π×ｆ１）とすると、所望信号Ｈ１は、
Ｈ１＝Ａ・ｓｉｎ（ω１・ｔ）
と表すことができる。また、混合部４の移相器４０は、ＬＯ３から入力される局部発振信号Ｌ１を、位相が直交する一対のＬ１ｓ信号およびＬ１ｃ信号とし、それぞれ混合器４１および４３に入力する。ここで、Ｌ１ｃ信号の位相がＬ１ｓ信号に対してπ／２進んでいるものとし、局部発振信号Ｌ１の角周波数をωＬ（＝２π×ｆＬ）とすると、Ｌ１ｓ信号およびＬ１ｃ信号は、それぞれ
Ｌ１ｓ＝ｓｉｎ（ωＬ・ｔ）、
Ｌ１ｃ＝ｃｏｓ（ωＬ・ｔ）
と表すことができる。そして、混合器４１は、所望信号Ｈ１およびＬ１ｓ信号を混合した第１の混合信号をフィルタ４２に入力し、ＬＰＦ（Low-Pass Filter：低域通過フィルタ）またはＢＰＦ（Band-Pass Filter：帯域通過フィルタ）として構成されるフィルタ４２は、第１の混合信号に含まれる和（ｆＬ＋ｆ１）の周波数成分を遮断し、差（ｆＬ−ｆ１＝ｆｉ）の周波数成分を通過させ、Ｉ信号として出力する。したがって、Ｉ信号およびＱ０信号の角周波数をωｉ（＝２π×ｆｉ）とすると、フィルタ４２から出力されるＩ信号は、
Ｉ＝Ｈ１×Ｌ１ｓ＝（Ａ／２）・ｃｏｓ（ωｉ・ｔ）
となる。同様に、ＬＰＦまたはＢＰＦとして構成されるフィルタ４４から出力されるＱ０信号は、
Ｑ０＝Ｈ１×Ｌ１ｃ＝−（Ａ／２）・ｓｉｎ（ωｉ・ｔ）
となる。

このようにして、混合部４（第１の混合部）は、所望信号Ｈ１（受信信号）および局部発振信号Ｌ１（第１の局部発振信号）の周波数差ｆｉ（第１の周波数）を有し、互いに位相が直交するＩ信号およびＱ０信号（第１および第２の混合信号）を出力する。

混合部４から出力されるＩ信号およびＱ０信号は、それぞれＡＤＣ５および６によってデジタル信号に変換され、以降はデジタル回路やデジタル・シグナル・プロセッサなどによってデジタル信号処理をされる。また、デジタル信号に変換されたＩ信号は、混合部９の乗算部９０に入力され、デジタル信号に変換されたＱ０信号は、乗算部７を介してＱ１信号とされたうえで、混合部９の乗算部９１に入力される。

振幅・位相制御部８は、Ｉ信号およびＱ１信号の振幅差に応じて、振幅制御信号ＬＣを乗算部７に入力する。ここで、Ｉ信号およびＱ０信号の振幅が等しい場合、乗算部７には、Ｑ１信号のＱ０信号に対する利得が１倍となるような振幅制御信号ＬＣが入力され、Ｑ１＝Ｑ０となるため、Ｉ信号およびＱ１信号の振幅も等しくなり、定常状態となる。また、振幅・位相制御部８は、Ｉ信号およびＱ１信号の位相差に応じて、Ｉ信号およびＱ０信号の２倍の周波数２ｆｉを有する局部発振信号Ｌ２およびＬ３を、混合部９の乗算部９０および９１にそれぞれ入力する。ここで、Ｉ信号およびＱ１信号の位相が直交する場合、局部発振信号Ｌ２およびＬ３は、位相が直交し、それぞれ
Ｌ２＝ｓｉｎ（２ωｉ・ｔ）、
Ｌ３＝ｃｏｓ（２ωｉ・ｔ）
と表すことができる。

混合部９の乗算部９０は、Ｉ信号および局部発振信号Ｌ２を混合した信号を加算部９２に入力し、乗算部９１は、Ｑ１信号および局部発振信号Ｌ３を混合した信号を加算部９２に入力する。また、加算部９２は、乗算部９０および９１の出力信号を加算した信号をフィルタ９３に入力し、ＬＰＦまたはＢＰＦとして構成されるフィルタ９３は、加算部９２の出力信号に含まれる和（２ｆｉ＋ｆｉ＝３ｆｉ）の周波数成分を遮断し、差（２ｆｉ−ｆｉ＝ｆｉ）の周波数成分を通過させる。したがって、フィルタ９３から出力されるＩＦ信号は、
ＩＦ＝Ｉ×Ｌ２＋Ｑ１×Ｌ３
＝（Ａ／２）・［ｓｉｎ（２ωｉ・ｔ）×ｃｏｓ（ωｉ・ｔ）］
−（Ａ／２）・［ｃｏｓ（２ωｉ・ｔ）×ｓｉｎ（ωｉ・ｔ）］
＝（Ａ／２）・ｓｉｎ（ωｉ・ｔ）
となる。

このようにして、混合部９（第２の混合部）は、Ｉ信号（第１の混合信号）および局部発振信号Ｌ２（第２の局部発振信号）を混合した信号と、Ｑ１信号（第２の混合信号）および局部発振信号Ｌ３（第３の局部発振信号）を混合した信号とを加算し、Ｉ信号およびＱ０信号の周波数ｆｉ（第１の周波数）と、局部発振信号Ｌ２およびＬ３の周波数２ｆｉ（第２の周波数）との差である周波数ｆｉ（中間周波数）を有するＩＦ信号を出力する。また、混合部９から出力されるＩＦ信号は、ＩＦ増幅部１３によって増幅されたうえで、復調部１４において低周波のＡＦ（Audio Frequency：可聴周波数）信号に変換される。そして、当該ＡＦ信号は、低周波増幅部１５によって増幅されたうえで、スピーカ１６から音声として出力される。

混合部４に入力される実際のＲＦ信号には、アンテナ１および高周波増幅部２の周波数特性に従って、所望信号Ｈ１の周囲の周波数成分も含まれるが、ＩＦ増幅部１３および復調部１４をＩＦ信号の中間周波数ｆｉに同調させることによって、周波数ｆ１（＝ｆＬ−ｆｉ）を有する所望信号Ｈ１に含まれる情報を選択的にＡＦ信号に変換することができる。しかしながら、ＲＦ信号に周波数ｆ２（＝ｆＬ＋ｆｉ）の成分が含まれていると、当該周波数ｆ２も局部発振信号Ｌ１の周波数ｆＬにより中間周波数ｆｉを生成し得るため、混信の原因となる。

以下、周波数ｆ２を有するＲＦ信号をイメージ信号Ｈ２と称することとし、イメージ信号Ｈ２の振幅および角周波数を、それぞれＢおよびω２（＝２π×ｆ２）とすると、イメージ信号Ｈ２は、
Ｈ２＝Ｂ・ｓｉｎ（ω２・ｔ）
と表すことができる。したがって、所望信号Ｈ１の場合と同様に計算すると、イメージ信号Ｈ２に対するＩ信号およびＱ１信号は、それぞれ
Ｉ＝Ｈ２×Ｌ１ｓ＝（Ｂ／２）・ｃｏｓ（ωｉ・ｔ）、
Ｑ１＝Ｑ０＝Ｈ２×Ｌ１ｃ＝（Ｂ／２）・ｓｉｎ（ωｉ・ｔ）
となる。また、前述したように、ＬＰＦまたはＢＰＦとして構成されるフィルタ９３は、加算部９２の出力信号に含まれる和の周波数成分を遮断するため、イメージ信号Ｈ２に対するＩＦ信号は、
ＩＦ＝Ｉ×Ｌ２＋Ｑ１×Ｌ３
＝（Ｂ／２）・［ｓｉｎ（２ωｉ・ｔ）×ｃｏｓ（ωｉ・ｔ）］
＋（Ｂ／２）・［ｃｏｓ（２ωｉ・ｔ）×ｓｉｎ（ωｉ・ｔ）］
＝（Ｂ／２）・ｓｉｎ（３ωｉ・ｔ）
＝０
となり、イメージ信号Ｈ２は除去される。

このようにして、Ｉ信号およびＱ０信号の振幅が等しく、位相が直交する場合、混合部４に入力されるＲＦ信号のうち所望信号Ｈ１は、中間周波数ｆｉを有するＩＦ信号に変換されるが、イメージ信号Ｈ２は除去され、混信を防止することができる。

次に、利得ズレおよび位相ズレがイメージ信号Ｈ２の除去に与える影響について説明する。

例えば、Ｌ１ｃ信号の位相がＬ１ｓ信号に対してπ／２＋θ（｜θ｜≪０．５）進んでいる場合、Ｌ１ｓ信号およびＬ１ｃ信号は、それぞれ
Ｌ１ｓ＝ｓｉｎ（ωＬ・ｔ）、
Ｌ１ｃ＝ｃｏｓ（ωＬ・ｔ＋θ）
と表すことができる。また、例えば、フィルタ４４の利得がフィルタ４２に対してｐ倍（ｐ≒１）である場合、イメージ信号Ｈ２に対するＩ信号およびＱ１信号は、それぞれ
Ｉ＝Ｈ２×Ｌ１ｓ＝（Ｂ／２）・ｃｏｓ（ωｉ・ｔ）、
Ｑ１＝Ｑ０＝ｐ×Ｈ２×Ｌ１ｃ＝（Ｂ／２）・ｐ・ｓｉｎ（ωｉ・ｔ−θ）
となり、Ｑ１信号の振幅は、Ｉ信号に対してｐ倍であり、Ｑ１信号の位相は、Ｉ信号に対してπ／２＋θ遅れている。したがって、イメージ信号Ｈ２に対するＩＦ信号は、
ＩＦ＝Ｉ×Ｌ２＋Ｑ１×Ｌ３
＝（Ｂ／２）・［ｓｉｎ（２ωｉ・ｔ）×ｃｏｓ（ωｉ・ｔ）］
＋（Ｂ／２）・ｐ・［ｃｏｓ（２ωｉ・ｔ）×ｓｉｎ（ωｉ・ｔ−θ）］
＝（Ｂ／４）・ｓｉｎ（ωｉ・ｔ）−（Ｂ／４）・ｐ・ｓｉｎ（ωｉ・ｔ＋θ）
＝（Ｂ／４）・（１−ｐ・ｃｏｓθ）・ｓｉｎ（ωｉ・ｔ）
−（Ｂ／４）・（ｐ・ｓｉｎθ）・ｃｏｓ（ωｉ・ｔ）
となる。ここで、一例として、θ＝２π／３６０（＝１°）、ｐ＝０．９８（≒−０．２ｄＢ）とすると、
ＩＦ≒（Ｂ／２００）・［ｓｉｎ（ωｉ・ｔ）−ｃｏｓ（ωｉ・ｔ）］
≒（Ｂ／１４０）・ｓｉｎ（ωｉ・ｔ−π／４）
となる。この場合、所望信号Ｈ１の振幅Ａおよびイメージ信号Ｈ２の振幅Ｂが等しいものとすると、イメージ信号Ｈ２に対するＩＦ信号の振幅は、所望信号Ｈ１の場合の約１／７０（≒−３７ｄＢ）となる。さらに、例えば図３に示すように、１０．７ＭＨｚの中間周波数ｆｉを用いる一般的なＦＭラジオ受信装置では、アンテナ１および高周波増幅部２は、ＦＭラジオ帯域外のイメージ信号Ｈ２を減衰させたうえで混合部４に入力するため、イメージ信号Ｈ２による混信をある程度抑制することができる。

しかしながら、イメージ信号Ｈ２の振幅Ｂが所望信号Ｈ１の振幅Ａよりはるかに大きく、イメージ信号Ｈ２に対するＩＦ信号の振幅が所望信号Ｈ１に対するＩＦ信号の振幅より大きくなると、混信が生じ得る。また、例えば図４に示すように、数百ｋＨｚ程度の中間周波数ｆｉを用いるローＩＦ方式のＦＭラジオ受信装置では、イメージ信号Ｈ２の周波数ｆ２がＦＭラジオ帯域内となり、アンテナ１および高周波増幅部２がイメージ信号Ｈ２を減衰させることは困難である。したがって、このような場合にもイメージ信号Ｈ２を確実に除去するためには、利得ズレおよび位相ズレを防止または補正する必要がある。以下、利得ズレおよび位相ズレを補正し、イメージ信号を確実に除去するための動作について説明する。

前述したように、振幅・位相制御部８は、Ｉ信号およびＱ１信号の振幅差に応じて、振幅制御信号ＬＣを乗算部７に入力する。ここで、Ｑ０信号の振幅がＩ信号に対してｐ倍である場合、乗算部７には、例えばＱ１信号のＱ０信号に対する利得が１／ｐ倍となるようなデジタル信号が振幅制御信号ＬＣとして入力され、イメージ信号Ｈ２に対するＩ信号およびＱ１信号は、それぞれ
Ｉ＝Ｈ２×Ｌ１ｓ＝（Ｂ／２）・ｃｏｓ（ωｉ・ｔ）、
Ｑ１＝（１／ｐ）×Ｑ０＝Ｈ２×Ｌ１ｃ＝（Ｂ／２）・ｓｉｎ（ωｉ・ｔ−θ）
となるため、Ｉ信号およびＱ１信号の振幅が等しくなり、定常状態となる。また、前述したように、振幅・位相制御部８は、Ｉ信号およびＱ１信号の位相差に応じて、局部発振信号Ｌ２およびＬ３を、それぞれ乗算部９０および９１に入力する。ここで、Ｑ１信号の位相がＩ信号に対してπ／２＋θ進んでいる場合、例えば位相が局部発振信号Ｌ２に対してπ／２−θ進んでいる局部発振信号Ｌ３を入力することとなり、局部発振信号Ｌ２およびＬ３は、それぞれ
Ｌ２＝ｓｉｎ（２ωｉ・ｔ）、
Ｌ３＝ｃｏｓ（２ωｉ・ｔ−θ）
と表すことができる。したがって、イメージ信号Ｈ２に対するＩＦ信号は、
ＩＦ＝Ｉ×Ｌ２＋Ｑ１×Ｌ３
＝（Ｂ／２）・［ｓｉｎ（２ωｉ・ｔ）×ｃｏｓ（ωｉ・ｔ）］
＋（Ｂ／２）・［ｃｏｓ（２ωｉ・ｔ−θ）×ｓｉｎ（ωｉ・ｔ−θ）］
＝（Ｂ／４）・ｓｉｎ（３ωｉ・ｔ）＋（Ｂ／４）・ｓｉｎ（３ωｉ・ｔ−２θ）
＝０
となり、イメージ信号Ｈ２は除去される。一方、所望信号Ｈ１に対して同様に計算すると、所望信号Ｈ１に対するＩＦ信号は、
ＩＦ＝Ｉ×Ｌ２＋Ｑ１×Ｌ３
＝（Ａ／２）・［ｓｉｎ（２ωｉ・ｔ）×ｃｏｓ（ωｉ・ｔ）］
−（Ａ／２）・［ｃｏｓ（２ωｉ・ｔ−θ）×ｓｉｎ（ωｉ・ｔ＋θ）］
＝（Ａ／４）・ｓｉｎ（ωｉ・ｔ）＋（Ａ／４）・ｓｉｎ（ωｉ・ｔ−２θ）
＝（Ａ／４）・（１＋ｃｏｓ２θ）・ｓｉｎ（ωｉ・ｔ）
−（Ａ／４）・ｓｉｎ２θ・ｃｏｓ（ωｉ・ｔ）
となる。ここで、｜２θ｜≪１であるので、
ＩＦ≒（Ａ／２）・ｓｉｎ（ωｉ・ｔ）
となり、所望信号Ｈ１は、Ｉ信号およびＱ０信号の振幅が等しく、位相が直交する場合と略同じＩＦ信号に変換される。

このようにして、振幅・位相制御部８が振幅制御信号ＬＣ、および局部発振信号Ｌ２、Ｌ３を出力し、利得ズレおよび位相ズレを補正することによって、ＲＦ信号のうち所望信号Ｈ１は、中間周波数ｆｉを有するＩＦ信号に変換されるが、イメージ信号Ｈ２は除去され、混信を防止することができる。

＝＝＝振幅制御部の構成および動作＝＝＝
前述したように、利得ズレが生じ、Ｉ信号およびＱ０信号の振幅が異なる場合、振幅・位相制御部８は、Ｉ信号およびＱ１信号の振幅差に応じて、振幅制御信号ＬＣを乗算部７に入力し、利得ズレを補正する。以下、振幅・位相制御部８のうち振幅制御信号ＬＣを出力する部分と、乗算部７を合わせて振幅制御部と称することとし、図２を参照して、本発明の一実施形態における振幅制御部の構成について説明する。なお、利得ズレを補正するための振幅制御部は、本実施形態では、図２において長破線で囲まれた、乗算部７、および振幅・位相制御部８の振幅補正部８０によって構成されている。

振幅補正部８０は、本実施形態では、例えばレベル検出部８００、８０１、減算部８０２、係数設定部８０３、乗算部８０４、加算部８０５、および遅延部８０６で構成されている。Ｉ信号およびＱ１信号は、それぞれレベル検出部８００および８０１に入力され、レベル検出部８００および８０１の出力値は、ともに減算部８０２に入力されている。また、減算部８０２の出力値は、係数設定部８０３の出力値とともに乗算部８０４に入力され、乗算部８０４の出力値は、加算部８０５に入力されている。そして、加算部８０５の出力値は、遅延部８０６に入力され、遅延部８０６の出力値は、振幅制御信号ＬＣとして乗算部７に入力されるとともに、加算部８０５に帰還されている。

次に、本実施形態における振幅制御部の動作について説明する。
振幅補正部８０のレベル検出部８００は、例えば、入力されるＩ信号の１周期（＝１／ｆｉ）における最大値および最小値を検出し、Ｉ信号の振幅の２倍に相当する当該最大値および最小値の差を出力する。同様に、レベル検出部８０１は、Ｑ１信号の１周期における最大値および最小値の差を出力する。また、減算部８０２は、レベル検出部８００および８０１の出力値の差を出力し、乗算部８０４は、減算部８０２の出力値に、係数設定部８０３において設定される所定の係数を乗算した値を出力する。ここで、レベル検出部８００および８０１の出力値をそれぞれＬｉおよびＬｑとし、係数設定部８０３において設定される係数をｋとすると、減算部８０２がＬｉ−Ｌｑを出力する場合にはｋ＞０であり、減算部８０２がＬｑ−Ｌｉを出力する場合にはｋ＜０である。そして、加算部８０５は、遅延部８０６を介して帰還される加算部８０５自体の出力値に、乗算部８０４の出力値を順次加算することによって、Ｌｑ＜Ｌｉの間は遅延部８０６から出力される振幅制御信号ＬＣの値を増加させ、Ｌｑ＞Ｌｉの間は振幅制御信号ＬＣの値を減少させ、Ｑ０信号および振幅制御信号ＬＣを乗算したＱ１信号の振幅を、Ｉ信号の振幅と等しくなるようにする。したがって、前述したように、Ｑ０信号の振幅がＩ信号に対してｐ倍である場合、Ｑ１信号のＱ０信号に対する利得が１／ｐ倍となるような振幅制御信号ＬＣが乗算部７に入力された状態で、Ｌｑ＝Ｌｉとなり、減算部８０２の出力値が０となるため、振幅制御信号ＬＣの値が一定に保たれ、定常状態となる。なお、｜ｋ｜を大きく設定した場合には、振幅制御信号ＬＣの値は速く変化し、｜ｋ｜を小さく設定した場合には、振幅制御信号ＬＣの値は遅く変化する。

このようにして、振幅制御部は、Ｉ信号およびＱ１信号（第１および第２の混合信号）の振幅差に応じた振幅制御信号ＬＣによって、Ｑ１信号の振幅を制御する。

＝＝＝位相制御部の構成および動作＝＝＝
前述したように、位相ズレが生じ、Ｉ信号およびＱ０信号の位相が直交しない場合、振幅・位相制御部８は、Ｉ信号およびＱ１信号の位相差に応じて、局部発振信号Ｌ２およびＬ３を、それぞれ乗算部９０および９１に入力し、位相ズレを補正する。以下、振幅・位相制御部８のうち局部発振信号Ｌ２およびＬ３を出力する部分を位相制御部と称することとし、図２を参照して、本発明の一実施形態における位相制御部の構成について説明する。なお、位相ズレを補正するための位相制御部は、本実施形態では、図２において一点鎖線で囲まれた、振幅・位相制御部８の位相補正部８１および第２のＬＯ８２によって構成されている。

位相補正部８１は、本実施形態では、例えば乗算部８１０、増幅部８１１、８１４、加算部８１２、および遅延部８１３で構成されている。Ｉ信号およびＱ１信号は、ともに乗算部８１０に入力され、乗算部８１０の出力値は、増幅部８１１を介して加算部８１２に入力されている。また、加算部８１２の出力値は、位相補正部８１の出力値としてＬＯ８２に入力されるとともに、遅延部８１３および増幅部８１４を介して加算部８１２に帰還されている。

ＬＯ８２は、本実施形態では、例えば係数設定部８２０、加算部８２１、８２６、遅延部８２２、増幅部８２３、８２５、８２７、ｓｉｎテーブル８２４、およびｃｏｓテーブル８２８で構成されている。係数設定部８２０の出力値は、加算部８２１に入力され、加算部８２１の出力値は、遅延部８２２に入力されている。また、遅延部８２２の出力値は、増幅部８２３を介してｓｉｎテーブル８２４に入力されるとともに、加算部８２１に帰還されている。さらに、遅延部８２２の出力値は、増幅部８２５を介して入力される位相補正部８１の出力値とともに、加算部８２６に入力され、加算部８２６の出力値は、増幅部８２７を介してｃｏｓテーブル８２８に入力されている。そして、ｓｉｎテーブル８２４およびｃｏｓテーブル８２８の出力値は、それぞれ局部発振信号Ｌ２およびＬ３として混合部９に入力されている。

次に、本実施形態における位相制御部の動作について説明する。
位相補正部８１の乗算部８１０は、入力されるＩ信号およびＱ１信号を乗算した値を出力する。また、加算部８１２は、遅延部８１３および増幅部８１４を介して帰還される加算部８１２自体の出力値に、増幅部８１１介して入力される乗算部８１０の出力値を順次加算し、ＬＯ８２に入力する。ここで、例えば、増幅部８１１および８１４の利得をそれぞれａおよび１−ａとすると、図２において短破線で囲まれた、増幅部８１１、８１４、加算部８１２、および遅延部８１３は、全体として、乗算部８１０の出力値を利得１で積分する一次の積分（低域通過）フィルタとして機能する。したがって、Ｉ信号およびＱ１信号の位相差がπ／２＋θである場合、振幅制御部によって利得ズレが補正されたＩ信号およびＱ１信号を、それぞれ
Ｉ＝（Ｌｉ／２）・ｃｏｓ（ωｉ・ｔ）、
Ｑ１＝（Ｌｉ／２）・ｃｏｓ［ωｉ・ｔ±（π／２＋θ）］
と表すこととすると、位相補正部８１の出力値は、
Ｉ×Ｑ１＝（Ｌｉ^２／８）・ｃｏｓ［±（π／２＋θ）］
＝−（Ｌｉ^２／８）・ｓｉｎθ
となる。ここで、｜θ｜≪０．５であるので、
Ｉ×Ｑ１≒−（Ｌｉ^２／８）・θ
となり、位相補正部８１の出力値は、Ｉ信号およびＱ１信号の位相差のπ／２からの位相ズレθに略比例し、逆符号となる。

ＬＯ８２の加算部８２１は、遅延部８２２を介して帰還される加算部８２１自体の出力値に、係数設定部８２０において設定される所定の係数を順次加算することによって、遅延部８２２の出力値を次第に増加させる。なお、係数設定部８２０において設定される係数は、ＬＯ８２におけるサンプリング周波数に対する局部発振信号Ｌ２およびＬ３の周波数２ｆｉの比である。したがって、ｓｉｎテーブル８２４は、利得２πの増幅部８２３を介して入力される遅延部８２２の出力値をｓｉｎ波に変換し、周波数２ｆｉを有する局部発振信号Ｌ２として出力する。また、加算部８２６は、遅延部８２２の出力値に、増幅部８２５を介して入力される位相補正部８１の出力値を加算した値を出力する。したがって、ｃｏｓテーブル８２８は、利得２πの増幅部８２７を介して入力される加算部８２６の出力値をｃｏｓ波に変換し、周波数２ｆｉを有する局部発振信号Ｌ３として出力する。ここで、例えば、増幅部８２５の利得を８／Ｌｉ^２とすると、増幅部８２５の出力値は、
Ｉ×Ｑ１×（８／Ｌｉ^２）＝−θ
となるため、局部発振信号Ｌ３の位相は、局部発振信号Ｌ２に対してπ／２−θ進んでいることとなり、局部発振信号Ｌ２およびＬ３は、それぞれ
Ｌ２＝ｓｉｎ（２ωｉ・ｔ）、
Ｌ３＝ｃｏｓ（２ωｉ・ｔ−θ）
と表すことができる。

このようにして、位相制御部は、周波数２ｆｉ（第２の周波数）を有し、π（＝１８０°）からＩ信号およびＱ１信号（第１および第２の混合信号）の位相差π／２＋θを減算した、位相差π／２−θを有する局部発振信号Ｌ２およびＬ３（第２および第３の局部発振信号）を出力する。

前述したように、図１および図２に一部を示した受信装置において、Ｉ信号およびＱ１信号の位相差に応じた位相差を有する局部発振信号Ｌ２およびＬ３を位相制御部から出力し、Ｉ信号および局部発振信号Ｌ２を混合した信号と、Ｑ１信号および局部発振信号Ｌ３を混合した信号とを加算し、中間周波数ｆｉを有するＩＦ信号を混合部９から出力することにより、位相ズレが補正され、イメージ信号Ｈ２による混信を抑制し、所望信号Ｈ１を受信することができる。

また、振幅制御部においてＩ信号およびＱ１信号の振幅差に応じた振幅制御信号ＬＣによってＱ１信号の振幅を制御することにより、さらに利得ズレが補正され、イメージ信号Ｈ２による混信を防止し、所望信号Ｈ１を受信することができる。

また、Ｉ信号およびＱ０信号をデジタル信号に変換することにより、振幅制御部、位相制御部、および混合部９においてデジタル信号処理をし、高精度に利得ズレおよび位相ズレを補正し、イメージ信号Ｈ２を確実に除去することができる。

また、局部発振信号Ｌ２およびＬ３の位相差を、１８０°からＩ信号およびＱ１信号の位相差を減算した値とすることにより、所望信号Ｈ１をほとんど変化させることなく位相ズレを補正し、イメージ信号Ｈ２を確実に除去することができる。

なお、上記実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得るととともに、本発明にはその等価物も含まれる。

上記実施形態では、図３および図４に示したように、局部発振信号Ｌ１の周波数ｆＬが所望信号Ｈ１の周波数ｆ１より高い上側ヘテロダイン方式の受信装置となっているが、これに限定されるものではない。周波数ｆＬが周波数ｆ１より低い下側ヘテロダイン方式の受信装置の場合も、同様に利得ズレおよび位相ズレを補正し、イメージ信号Ｈ２を除去することができる。

上記実施形態では、図１に示したように、混合部４から出力されるＩ信号およびＱ０信号は、それぞれＡＤＣ５および６によってデジタル信号に変換され、以降デジタル信号処理をされる構成となっているが、これに限定されるものではない。例えば図５に示すように、混合部９から出力されるＩＦ信号をＡＤＣ１０によってデジタル信号に変換し、以降デジタル信号処理をする構成としてもよい。図１のような構成は、振幅制御部、位相制御部、および混合部９においてデジタル信号処理をし、高精度に利得ズレおよび位相ズレを補正することができるなどの利点があり、図５のような構成は、消費電流の観点から、用いるＡＤＣが１つで済むなどの利点がある。

上記実施形態では、ＡＤＣ５によってデジタル信号に変換されたＩ信号は、混合部９の乗算部９０に直接入力され、ＡＤＣ６によってデジタル信号に変換されたＱ０信号は、乗算部７に直接入力されているが、これに限定されるものではない。上記実施形態において、周波数ｆ３（＝ｆＬ−３ｆｉ）を有するＲＦ信号を第２イメージ信号Ｈ３と称することとし、第２イメージ信号Ｈ３の振幅および角周波数を、それぞれＣおよびω３（＝２π×ｆ３）とし、以下、所望信号Ｈ１の場合と同様に計算すると、
Ｈ３＝Ｃ・ｓｉｎ（ω３・ｔ）
Ｉ＝Ｈ３×Ｌ１ｓ＝（Ｃ／２）・ｃｏｓ（３ωｉ・ｔ）
Ｑ１＝Ｑ０＝Ｈ３×Ｌ１ｃ＝−（Ｃ／２）・ｓｉｎ（３ωｉ・ｔ）
ＩＦ＝Ｉ×Ｌ２＋Ｑ１×Ｌ３
＝（Ｃ／２）・［ｃｏｓ（３ωｉ・ｔ）×ｓｉｎ（２ωｉ・ｔ）］
−（Ｃ／２）・［ｓｉｎ（３ωｉ・ｔ）×ｃｏｓ（２ωｉ・ｔ）］
＝−（Ｃ／２）・ｓｉｎ（ωｉ・ｔ）
となり、第２イメージ信号Ｈ３は、混合部９によって除去されず、ＩＦ信号に混入する。そのため、ＡＤＣ５および６の後段に、３ｆｉの周波数成分を遮断するフィルタ９３と同様のフィルタを挿入し、第２イメージ信号Ｈ３も除去することが望ましい。また、混合部４のフィルタ４２および４４によって、３ｆｉの周波数成分を遮断する構成とすることもできる。

上記実施形態では、Ｉ信号およびＱ０信号の周波数は、中間周波数ｆｉと同じ周波数なっているが、これに限定されるものではない。Ｉ信号およびＱ０信号の周波数は、局部発振信号Ｌ２およびＬ３の周波数との差が中間周波数ｆｉであるとの条件下で、局部発振信号Ｌ１の周波数ｆＬを変更することによって、変更することができる。この場合、Ｉ信号およびＱ０信号の周波数が高くなるように周波数ｆＬを設定すると、所望信号Ｈ１およびイメージ信号Ｈ２の周波数差が大きくなるため、イメージ信号Ｈ２をアンテナ１および高周波増幅部２によって大きく減衰させたうえで混合部４に入力することができる。また、Ｉ信号およびＱ０信号の周波数が低くなるように周波数ｆＬを設定すると、加算部９２の出力信号に含まれる和の周波数成分および差の周波数成分の周波数差が一定であるため、和の周波数成分をフィルタ９３によって遮断し易くなる。さらに、Ｉ信号およびＱ０信号の周波数が低くなるように周波数ｆＬを設定すると、ＡＤＣ５および６におけるアナログ・デジタル変換、および以降のデジタル信号処理による消費電流を抑えることもできる。なお、Ｉ信号およびＱ０信号が直流に近くなると、フリッカノイズ（１／ｆノイズ）の影響が問題となる場合もあるため、Ｉ信号およびＱ０信号の周波数は、コーナー周波数以上であることが望ましい。

本発明の一実施形態における受信装置の構成の一部を示すブロック図である。本発明の一実施形態における振幅制御部および位相制御部の構成を示すブロック図である。一般的なＦＭラジオ受信装置における所望信号およびイメージ信号の周波数と中間周波数の関係の一例を示す模式図である。ローＩＦ方式のＦＭラジオ受信装置における所望信号およびイメージ信号の周波数と中間周波数の関係の一例を示す模式図である。本発明の受信装置の他の構成例の一部を示すブロック図である。一般的なスーパーヘテロダイン方式の受信装置の構成の一例を示すブロック図である。

符号の説明

１アンテナ
２高周波増幅部
３、１１ＬＯ（局部発振部）
４、９、１２混合部
５、６、１０ＡＤＣ（アナログ・デジタル変換部）
７乗算部
８振幅・位相制御部
１３ＩＦ増幅部
１４復調部
１５低周波増幅部
１６スピーカ
４０移相器
４１、４３混合器
４２、４４フィルタ
８０振幅補正部
８１位相補正部
８２ＬＯ（局部発振部）
９０、９１乗算部
９２加算部
９３フィルタ
８００、８０１レベル検出部
８０２減算部
８０３係数設定部
８０４乗算部
８０５加算部
８０６遅延部
８１０乗算部
８１１、８１４増幅部
８１２加算部
８１３遅延部
８２０係数設定部
８２１、８２６加算部
８２２遅延部
８２３、８２５、８２７増幅部
８２４ｓｉｎテーブル
８２８ｃｏｓテーブル

Claims

受信信号および第１の局部発振信号の周波数差である第１の周波数を有し、互いに位相が略直交する第１および第２の混合信号を出力する第１の混合部と、
第２の周波数を有し、前記第１および第２の混合信号の位相差に応じた位相差を有する第２および第３の局部発振信号を出力する位相制御部と、
前記第１の混合信号および前記第２の局部発振信号を混合した信号と、前記第２の混合信号および前記第３の局部発振信号を混合した信号とを加算し、前記第１および第２の周波数の差である中間周波数を有する中間周波信号を出力する第２の混合部と、
を有することを特徴とする受信装置。
前記第１および第２の混合信号の振幅差に応じた電圧を有する振幅制御信号によって、前記第２の混合信号の振幅を制御する振幅制御部をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
前記第１および第２の混合信号は、デジタル信号であることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の受信装置。
前記第２および第３の局部発振信号の位相差は、１８０°から前記第１および第２の混合信号の位相差を減算した値であることを特徴とする請求項１ないし請求項３の何れかに記載の受信装置。