JP2009124747A - Ｆｍ復調器および受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】マルチパス状況下における復調信号の歪みを抑制することができるＦＭ復調器を得る。
【解決手段】受信信号の周波数および振幅に応じて振幅が変化する信号を出力する復調部２０と、前記受信信号の振幅を検出する振幅検出部２１と、前記振幅検出部２１が検出した振幅に基づき多項式近似計算を行い計算結果を補正係数として出力する補正係数演算部３６と、前記補正係数演算部３６が出力した補正係数に基づき前記復調部２０の出力信号の振幅を補正して、補正後の信号を復調信号として出力する振幅補正部２３とを備える。
【選択図】 図６

Description

この発明は周波数変調された搬送波を受信してデジタル信号処理を用いて復調する受信機に関し、特にマルチパス歪みを抑制する機能に優れた受信機に関する。

ここで、周波数変調（frequency modulation：以下、ＦＭ変調と称す）とは、送信すべき信号の大きさに比例して搬送波（carrier）の周波数を変化させる変調方式である。以下、送信すべき信号を変調信号（modulating signal）、変調信号によりＦＭ変調された搬送波をＦＭ波（frequency modulated wave）、ＦＭ波から変調信号を取り出す復調をＦＭ復調(frequency demodulation)、ＦＭ復調により取り出された変調信号を復調信号と称す。

まず、ＦＭ復調の原理について、簡単に説明する。ＦＭ波は、搬送波の周波数変化が変調信号の振幅変化に比例したものである。よって、ＦＭ波から変調信号、すなわち復調信号を取り出すためには、以下のα及びβに示す条件を満たすＦＭ復調器が必要となる。
α 出力信号の振幅が、入力されたＦＭ信号の周波数変化に応答して変化する。
β 出力信号の振幅が、入力されたＦＭ信号の振幅変化に応答しない。
なお、上記αおよびβに示した条件以外にも、ＦＭ復調器に求められる条件は種々存在するが、ここでは簡単化のため、説明を省略する。

図９は、上記の条件αおよびβを同時に満たす従来のＦＭ復調器を例示する概略図である。図において、９はＦＭ復調器、２０は復調部、２１は振幅検出部、２２は補正係数演算部、２３は振幅補正部である。動作について説明する。復調部２０は、入力信号x0を復調して出力信号y0を出力する。この出力信号y0は上記条件αを満たすが、上記条件βを満たさない。すなわち出力信号y0には、入力信号x0の振幅変化に対する応答成分（以下、振幅変化応答成分と称す）が含まれる。

振幅補正部２３は、このような振幅変化応答成分をy0から取り除く。まず、振幅検出部２１は、入力信号x0の振幅z0を検出して補正係数演算部２２へ出力する。補正係数演算部２２は入力された振幅z0に基づき、出力信号y0に含まれる振幅変化応答成分を打ち消すための補正係数z1を出力する。振幅補正部２３は、これら復調部２０の出力信号y0と、補正係数演算部２２の出力係数z1とを乗算することで、出力信号y0から振幅変化応答成分を取り除き、上記条件αおよびβをほぼ満たした復調信号y1として出力する。

以下、このような従来のＦＭ復調器について更に詳細に説明する。図１０は、従来のＦＭ復調器を有した受信機を例示する構成図であり、ここではＦＭ音声放送受信機の構成を例示している。図において、１はアンテナ、２はＲＦ増幅器、３は周波数変換器、４は局部発振器、５は中間周波フィルタ、６はリミッタ中間周波増幅器、７は前置フィルタ、８はＡＤ変換器、９は図９に示したＦＭ復調器、１０はＤＡ変換器、１１は音声増幅器、１２はスピーカである。

動作について説明する。アンテナ１にて受信されたＦＭ波は、ＲＦ増幅器２にて増幅された後、周波数変換器３にて周波数変換され、中間周波フィルタ５にて隣接チャンネル波などの不要成分が除去される。中間周波フィルタ５を通ったＦＭ波は、リミッタ中間周波増幅器６にて増幅振幅制限された後、前置フィルタ７にて中間周波数の高調波成分が除去され、ＡＤ変換器８にてデジタル信号へ変換される。デジタル変換されたＦＭ波はＦＭ復調器９にて復調された後、ＤＡ変換器１０にてアナログ音声信号に変換され、音声増幅器１１を介してスピーカ１２へ出力される。

図１１は、図９及び図１０に示したＦＭ復調器９の詳細を例示する構成図である。このＦＭ復調器９は、例えばクオドラチャ型の復調回路であり、復調部２０と、振幅検出部２１と、補正係数演算部２２と、振幅補正部２３とにより構成される。ここで、復調部２０は、遅延器１０１と、乗算器１０２と、低域フィルタ１０３とにより構成される。また、振幅検出部２１は、第１の乗算器１１０と、第２の乗算器１１１と、加算器１１２と、低域フィルタ１１３とにより構成される。

復調部２０の動作について説明する。ＡＤ変換器８から入力されたディジタル形式のＦＭ波は、信号x0として遅延器１０１，乗算器１０２および乗算器１１０へ入力される。遅延器１０１は入力された信号x0を遅延させ、信号x1として乗算器１０２へ出力する。乗算器１０２は、遅延器１０１の出力信号x1と入力信号x0とを乗算し、乗算した結果を信号x2として低域フィルタ１０３へ出力する。低域フィルタ１０３は、乗算器１０２の出力信号x2から低域成分を除去し、信号y0として振幅補正部２３へ出力する。

これら、信号x0，x1，x2，y0を数式を用いて例示すると以下のようになる。
まず、入力信号x0を、
x0 = A cos{ w_ckT + p(kT) } ・・・（１）
とすると、遅延器１０１の出力信号x1は、
x1 = A sin{ w_ckT + p((k - 1)T) } ・・・（２）
となる。ここで、Aは入力されたＦＭ波の振幅、w_cはＦＭ波の搬送波の角周波数、ｋは任意の整数、Tは図１０に示したＡＤ変換器８のサンプリング周期、p(kT)は時刻kTにおける位相の偏移量である。また、w_cT =Nπ / 2（Ｎ＝１）と仮定する。

また、乗算器１０２の出力信号x2は、信号x0と信号x1の積であり、
x2 = x0×x1 = A² sin{ p(kT) - p((k - 1)T) } /2
+ A² sin{ 4 w_c kT + p(kT) + p((k - 1)T) } ・・・（３）
である。また、低域フィルタ１０３の出力信号y0は信号x2の低域成分を取り出してなる信号であり、
y0 = A² sin{ p(kT) - p((k - 1)T) } /2
≒A² T dp/dt /2 ・・・（４）
である。ｔは時間（連続時間系）である。

ここで式（４）に含まれる dp/dtは位相偏移量の時間微分であり、このdp/dtが求めたい変調信号（即ち、復調信号）である。この dp/dt をy0から取り出すためには、振幅変化応答成分であるA²を式（４）の右辺から取り除かなければならない。図１１に記載の振幅検出部２１、補正係数演算部２２および振幅補正部２３は、このような振幅変化応答成分をy0から取り除く。

振幅検出部２１は、式（４）に示した dp/dt の係数 A² を計算する。具体的には、第１の乗算器１１０は入力信号x0の２乗を演算し、信号x3として出力する。また第２の乗算器１１１は、遅延器１０１の出力信号 x1の２乗を演算し、信号x4として出力する。加算器１１２はこれら第１，第２の乗算器の出力信号x3とx4を加算し、加算結果を信号x5として低域フィルタ１１３へ出力する。低域フィルタ１１３は、この加算器１１２の出力信号x5から低域成分を取り出し、取り出した信号を信号z0として補正係数演算部２２へ出力する。この信号z0は、計算によりほぼA²の大きさとなる。

補正係数演算部２２は振幅検出部２１の出力信号z0を受け、式（４）に示した dp/dt の係数に逆比例する補正係数C₀ / A² を求める。ここで、C₀は任意の数であり、例えば2/Tである。補正係数演算部２２は、この求まった補正係数C₀ / A²を補正係数z1として振幅補正部２３へ出力する。

振幅補正部２３は、この補正係数演算部２２が出力した補正係数z1を、式（４）に示した復調部２０の出力信号y0に乗ずることで、復調信号y1を求める。このようにして、復調され、振幅補正が施された復調信号y1は、
y1 = C₁×dp/dt ・・・（５）
となり、その振幅が入力信号x0の振幅 Aによって変動しない。すなわち、復調部２０の出力y0は、式（４）の右辺に示すとおり入力信号x0の振幅Aに応じて変動するが、振幅補正部２３により補正係数が乗算され当該変動が相殺された復調信号y1は、式（５）の右辺に示す通り入力信号x0の振幅Aによって変動しない。なお、式（５）において係数C₁は任意の数である。

従来のＦＭ復調器は以上のような構成により、条件αおよびβを満たすＦＭ復調を行っていた。しかしながら、このＦＭ復調器は、受信されるＦＭ波が直接波(direct wave)である場合には何ら問題なくＦＭ復調を行えるが、受信波が直接波と反射波(reflected wave)の合成波であるマルチパス状況下においては、復調信号に歪み（以下、マルチパス歪みと称す）が発生するといった問題があった。そして特に、ＶＨＦ帯で放送されるＦＭ音声放送においては、その問題が大きかった。

なお、ここで直接波とは、電離層等で反射されることなく、送信機から受信機へ直接到達する電波のことをいい、また、反射波とは、電離層や構造物などで反射された後、受信機へ到達する電波のことをいう。

以下、このようなマルチパス歪みについて説明する。ここでは簡単化のため、１つの直接波と、１つの反射波とが、受信機において合成波として受信される場合について説明する。

いま、直接波の角周波数をw_c，直接波と反射波の角周波数差をw_dとすると、直接波はsin (w_c t)、反射波はr× sin { (w_c + w_d) t} と表すことができる。これより、受信機において受信される直接波と反射波の合成波 M(t)は、
M(t) = sin (w_c t) + r×sin { (w_c +w_d) t}
= sin (w_c t) + r{ sin (w_c t) cos (w_d t) + cos (w_c t) sin (w_d t) }
= {1 + r×cos (w_d t) } sin (w_c t) + sin (w_d t) cos (w_c t)
= [ {1 + r×cos (w_d t) } ² + cos (w_c t) ² ]^1/2 sin (w_c t + φ)
= {1 + 2 r×cos (w_d t) + r ² }^1/2 sin (w_c t + φ) ・・・（６）
となる。ここで、
φ= arctan [ sin (w_d t) / {1 + r×cos (w_d t) } ] ・・・（７）
である。
また、r は反射波の振幅であり、便宜上直接波の振幅は１としている。また、実際には、w_c、w_d ともにＦＭ変調によって時間的に変化するが、ここではマルチパス歪みが発生する短時間においてはほぼ一定の値をとるものとする。また、角周波数差w_dは、主に伝播時間差とＦＭ変調によるものである。

図１１に示した従来のＦＭ復調器において振幅補正部２３が出力する復調信号y1は、式（５）に示したように、入力信号x0の位相成分の時間微分であるから、入力信号x0が上記合成波M(t)である場合に復調して得られる復調信号y1は、式（７）より、
y1 = dφ/dt = - r×w_d { r + cos (w_d t) } / {1 + 2 r cos (w_d t) + r ² } ・・・（８）
となる。なお、ここでは式（５）に示した係数C₁を便宜上１としている。

ここで、w_cおよびw_dの値が時間的に一定であると仮定しているので、式（８）に示したdφ/dtの時間的変動がマルチパス歪みである。図１２は、このマルチパス歪みを例示する図である。図において７１は図１０に示した入力信号x0であるところの合成波Ｍ（ｔ）である。７２は図１０に示した復調信号y1であり、式（８）の右辺である。横軸ｔは時間、縦軸は各信号x0，y1の大きさである。この図から分かるように、マルチパス歪みは復調信号y1に鋭いパルス状の波形として現れる。

なお、図１２は、w_d= -20000π（周波数差：10kHz）、r = 0.9 とした場合の、t = 0〜1/10000（w_d t = 0〜2π）の期間における dφ/dt を計算した結果である。また、このとき特に大きな歪みが発生する条件はw_d t がほぼπ（ラジアン）となる場合であり、これは直接波と反射波が打ち消し合い、合成波の振幅が最小となる場合である。

以上のように、受信されるＦＭ波が直接波(direct wave)である場合に何ら問題なくＦＭ復調が行えるＦＭ復調器であっても、直接波と反射波(reflected wave)の合成波が受信されるマルチパス状況下においては、復調される信号に大きな歪みが発生するといった問題があった。本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、マルチパス状況下における復調信号の歪みを抑制することができるＦＭ復調器を得ることを目的とする。

この発明に係るＦＭ復調器においては、受信信号の周波数および振幅に応じて振幅が変化する信号を出力する復調手段と、前記受信信号の振幅を検出する振幅検出手段と、前記振幅検出手段が検出した振幅に基づき多項式近似計算を行い計算結果を補正係数として出力する補正係数演算手段と、前記補正係数演算手段が出力した補正係数に基づき前記復調手段の出力信号の振幅を補正して、補正後の信号を復調信号として出力する振幅補正手段とを備える。

この発明に係るＦＭ復調器においては、マルチパス歪みの少ないＦＭ復調器を得ることができるという効果を奏する。

実施の形態１のＦＭ復調器を例示する構成図である。 実施の形態１の復調信号を例示する図である。 実施の形態３の復調信号を例示する図である。 実施の形態４のＦＭ復調器を例示する構成図である。 実施の形態５のＦＭ復調器を例示する構成図である。 実施の形態６のＦＭ復調器を例示する構成図である。 補正係数演算手段による逆数演算を例示する図である。 実施の形態７の受信機を例示する構成図である。 従来のＦＭ復調器を例示する概略図である。 従来のＦＭ復調器を有した受信機を例示する構成図である。 図９及び図１０に示した従来のＦＭ復調器の詳細を例示する構成図である。 従来のマルチパス歪みを例示する図である。

実施の形態１．
図１１に示した従来のＦＭ復調器は、入力信号x₀×出力信号y₁間の応答特性（いわゆる伝達関数）が常に一定であった。例えば、式（５）および式（６）に示したように、その応答特性が常に入力信号x0の位相成分p又はφの純粋な時間微分 y1 = C₁×dp/dt = C₁×dφ/dtであった。

本実施の形態１におけるＦＭ復調器は、入力信号x₀の振幅変化に対する応答特性が異なる複数のＦＭ復調動作を切り替えて行う。たとえば、受信信号が直接波である場合には、 y1 = C₁×dp/dt の応答特性を有したＦＭ復調動作を行い、受信信号が合成波である場合には、 y1 = A² C₂ (dφ/dt） の応答特性を有したＦＭ復調動作を行う。特に、本実施の形態１においては、受信信号の振幅に対する応答が異なる複数のＦＭ復調動作を切り替えて行う。

また、本実施の形態１においては、受信信号が直接波，合成波のいずれであるかを、受信信号の振幅の大きさに基づき判断し、その判断結果に基づき、上述の複数のＦＭ復調動作の切り替えを行う。ここでは、受信信号の振幅が所定値よりも小さい場合には、当該受信信号は合成波であると判断し、受信信号の振幅が所定値よりも大きい場合には、当該受信信号は直接波であると判断する。

なお、ここでは便宜上、受信信号が直接波であるときの入力信号x0の位相成分をｐ、受信信号が合成波であるときの入力信号x0の位相成分をφと表記する。また、C₁およびC₂はそれぞれ任意の定数、Aは入力信号x0の振幅である。

以下、従来と同様の振幅補正（振幅変化応答成分を取り除く補正）を行う第１の復調動作と、当該振幅補正を行わない第２の復調動作とを切り替えて行う場合を例にとり、本実施の形態１のＦＭ復調器について説明する。

図１は本実施の形態１のＦＭ復調器を例示する構成図である。図において従来と同一又は相当部分には同一符号を付して説明を省略する。図において、２４は第１の復調動作切替部であり、係数出力部２４１と、係数切替部２４２と、係数切替制御部２４３とにより構成される。第１の復調動作切替部２４は、振幅検出部２１の出力が所定値A_minよりも小さい場合には補正係数演算部２２へ係数”１”を出力し、それ以外の場合においては、振幅検出部２１からの入力を補正係数演算部２２へ出力する。振幅検出部２１の出力がそのまま補正係数演算部２２へ入力される場合におけるＦＭ復調器の動作は従来と同様である。

詳しく説明する。振幅検出部２１は、入力信号x0の振幅を検出し、検出結果を係数z0として係数切替部２４２へ出力する。係数出力部２４１は係数”１”を係数z2として係数切替部２４２へ出力する。係数切替部２４２は、入力された係数z0，z2のうち係数z0を出力する第１の動作と、入力された係数z0，z2のうち係数z2を出力する第２の動作とを切替えて行う。補正係数演算部２２は、係数切替部２４２の出力係数に逆比例する補正係数を演算し、演算結果を補正係数z1として振幅補正部２３へ出力する。振幅補正部２３は、この補正係数z1を復調部２０の出力信号y0に乗じ、乗じた結果を復調信号y1として出力する。

また、振幅検出部２１の出力z0は係数切替制御部２４３へも入力される。係数切替制御部２４３は、この係数z0が所定値A_minよりも小さい場合には、係数切替部２４２から係数z2を出力せしめ、それ以外の場合には係数切替部２４２から係数z0を出力せしめる制御を行う。詳しくは、係数切替制御部２４３は、係数z0が所定値A_minよりも小さい場合には、入力信号x0が合成波であると判定し、振幅補正部２３における振幅補正を停止せしめるために、振幅係数z1を”１”とし、振幅補正部２３において実施的に振幅補正がなされないようにする。一方、係数z0が所定値A_minよりも大きい場合、係数切替制御部２４３は入力信号x0が直接波であると判定し、従来と同様の振幅補正が振幅補正部２３において行われるように、係数切替部２４２から係数z0を出力せしめる。

入力信号x0が合成波である場合における、信号x0，y0，y1を数式を用いて例示すると以下のようになる。まず、入力信号x0は式(6)に示した合成波M(t)であり、
x0 = M(t) = sin (w_c t) + r×sin { (w_c +w_d) t}
= {1 + 2 r×cos (w_d t) + r ² }^1/2 sin (w_c t + φ) ・・・（９）
である。ここで、
φ= arctan [ sin (w_d t) / {1 + r×cos (w_d t) } ] ・・・（１０）
である。

復調部２０の出力信号y0は、式（４）より A² T (dφ/dt）/2 であるので、
y0≒ [{1 + 2 r×cos (w_d t) + r ² }^1/2]²×T×[- r×w_d { r + cos (w_d t) } / {1 + 2 r cos (w_d t) + r ² }]/2
＝ - r w_d { r + cos (w_d t) }×T/2 ・・・（１１）
となる。ただし、dφ/dtが式（４）の dp/dtに相当し、合成波M(t)の振幅Aは {1 + 2 r×cos (w_d t) + r ² }^1/2である。ここで式（１１）の右辺には、分母×分子の相殺により式（４）に示した振幅A²が含まれないことに注意を要す。

振幅検出部２１は従来と同様に入力信号x0の振幅Aの２乗、すなわち合成波M(t)の振幅の２乗を出力する。第１の復調動作切替部２４は所定値A_minとの比較でこの振幅検出部２１の出力が小さいことを検出し、補正係数演算部２２へ係数”１”を出力する。補正係数演算部２２は係数”１”の逆数、すなわち”１”を振幅補正部２３へ出力する。振幅補正部２３は、この補正係数演算部２２からの係数”１”を復調部２０の出力y0に乗じ、復調信号y1として出力する。すなわち、振幅補正部２３は振幅補正を行わない。

よって、式（１１）に示した復調部２０の出力信号y0が振幅補正部２３の出力信号（復調信号）y1となり、
y1≒ - r w_d { r + cos (w_d t) }×T/2 ・・・（１２）
となる。

図２は、式（１２）に示した復調信号y1を例示する図である。図において９１は当該復調信号y1、すなわち、復調部２０への入力信号x0が合成波であり、振幅補正部２３による振幅補正が行われない場合における復調信号y1である。また、７１は従来の復調信号y1、すなわち、復調部２０への入力信号x0が合成波であり、振幅補正部２３による振幅補正が行われる場合における復調信号y1である。また、９２は従来の振幅補正部２３へ入力される補正係数z1である。このように振幅補正が施されていない復調信号９１は、振幅補正が施された従来の復調信号９２と比べて鋭いパルス状の歪みが抑制され、マルチパス歪みが抑制される。

以上のように、本実施の形態１におけるＦＭ復調器は、応答特性の異なる、特に入力信号の振幅変化に対する応答特性の異なる複数のＦＭ復調動作を切り替えて行うので、マルチパス歪みを抑制することができる。

例えば、合成波をＦＭ復調する際には従来行っていた振幅補正を行わないようにすることで、マルチパス歪みを抑制することができる。

また、受信信号の振幅の大きさに応じて、受信信号が直接波，合成波のいずれであるかを判定し、その判定結果に基づいて上記複数のＦＭ復調動作を切り替えるので、的確にマルチパス歪みを抑制することができる。

実施の形態２．
実施の形態１では、復調部２０への入力信号x0が合成波である場合には、図１に示した振幅補正部２３による振幅補正を停止することにより、マルチパス歪みを抑制することができる旨、説明した。しかしながら、マルチパス歪みが小さい場合には、入力信号x0が合成波であっても、振幅補正を行った方がよい場合がある。たとえば、復調信号の振幅が入力信号x0の振幅変化に応答してしまうことに起因する歪み（即ち、振幅変化応答成分による歪み）の方が、マルチパス歪みよりも大きい場合には、マルチパス状況下であっても振幅補正を行った方が結果として歪みの少ない復調信号を得ることができる。

マルチパス歪みが特に大きい状態でのみ振幅補正動作を停止させるには、図１に示した係数切替制御部２４３において比較される所定値A_minを大きめに設定しておけばよい。あるいは、係数切替制御部２４３に入力される補正係数z1に対して閾値を設け、この補正係数z1が当該閾値を超えた場合に振幅補正部２３における振幅補正動作を停止させるようにしてもよい。これにより振幅補正動作の停止期間をマルチパス歪みが特に大きい期間に限定できることは、図２に示す如く「振幅補正係数」がマルチパス歪みの増大に伴い増大することから明らかである。

以上のように、係数切替制御部２４３において比較される所定値A_minの値を適切な値に設定すれば、マルチパス歪みが大きい状態でのみ振幅補正動作を停止させることができる。

実施の形態３．
実施の形態１および２においては、従来行っていた振幅補正を所定の条件下で停止させることにより、マルチパス歪みを抑制した。本実施の形態３においては、この振幅補正動作の停止処理に代えて、振幅補正部２３における振幅補正量を従来よりも減じることで、マルチパス歪みを抑制する。

図３は、図２とは異なる復調信号y1を例示する図である。図において、９３は図１に示した復調信号y1、９４は図１に示した補正係数z1である。図２においては、入力信号x0が合成波である場合に殆どの期間において振幅補正を停止した。一方、この図３においては、振幅補正を停止するのではなく、その補正量を減じるのみとする。また、ここではマルチパス歪みが大きい状態においてのみ当該補正量を減じている。

具体的には、図１に示した補正係数z1が10を超えた場合に、当該補正係数を10 に制限することで図３に示す如き復調信号y1を得ている。このとき、図１に示した係数出力部２４１はA_min = 0.1を出力している。このように、振幅補正部２３における振幅補正量が極めて大きい場合にその振幅補正量を減ずるようにすれば、復調信号y1の歪みを効果的に抑制することができる。

以上のように、合成波をＦＭ復調する際に従来行っていた振幅補正よりもその補正量を減じるようにすることで、マルチパス歪みを効果的に抑制することができる。

実施の形態４．
図４は本実施の形態４のＦＭ復調器を例示する構成図である。図において従来と同一又は相当部分には同一符号を付して説明を省略する。ここでは、図１に示した第１の復調動作切替部に代えて第２の復調動作切替部２５を備える。この第２の復調動作切替部２５は、補正係数演算部２２からの入力が所定値K_maxよりも大きい場合には振幅補正部２３へ係数”１”を出力し、それ以外の場合においては、補正係数演算部２２からの入力を振幅補正部２３へ出力する。補正係数演算部２２の出力がそのまま振幅補正部２３へ出力される場合におけるＦＭ復調器の動作は従来と同様である。

動作について説明する。復調部２０は、従来と同様に、上述の式（４）に示した y0 ≒A² C₂ (dφ/dt）を出力する。また、振幅検出部２１は、入力信号x0の振幅Aの２乗（A²）を出力する。補正係数演算部２２は、従来と同様にＦＭ変調信号の振幅の２乗に逆比例の補正係数すなわちC₃ / A² を演算し、第２の復調動作切替部２５へ出力する。第２の復調動作切替部２５は、補正係数演算部２２からの入力が予め定めた値 K_max より小なる場合は、これをそのまま振幅補正部２３へ出力する。振幅補正部２３は、この振幅補正部２３の出力を復調部２０の出力に乗じて、復調信号y1として出力する。

つぎに補正係数演算部２２からの入力が予め定めた値 K_max より大なる場合、第２の復調動作切替部２５は、当該入力された値ではなく、所定の値 K_max を振幅補正部２３へ出力する。以上の動作により補正係数の大きさを制限することができ、マルチパス歪みを抑制することができる。

実施の形態５．
図５は、図１に示したＦＭ復調器３０とは異なる構成を有したＦＭ復調器を例示する構成図である。図において、３０はＦＭ復調器、２０は復調部、２１は振幅検出部、２２は補正係数演算部、２３は振幅補正部、２４は第１の復調動作切替部である。また２０１および２０２は乗算器、２０３は局部発振器、２０４は移相器、２０５は低域フィルタ、２０６は低域フィルタ、２０７および２０８は遅延器、２０９および２１０は乗算器、２１１は減算器、２１２は低域フィルタである。

以下復調部２０の動作につき説明する。先ず入力されるＦＭ信号x0を、
x0 = A cos{ w_c kT + p(kT) }
とし、局部発振器２０３からの出力を cos( w_c×kT )、これを９０°移相した移相器２０４の出力を sin( w_c kT ) とするとき、乗算器２０２の出力x6および乗算器２０３の出力x7は、それぞれ、
x6 = A cos{ p(kT) } / 2
x7 = A sin{ p(kT) } / 2
となる。これより、遅延器２０７の出力x8および２０８の出力x9は、
x8 = A cos{ p((k - 1)T) }
x9 = A sin{ p((k - 1)T) }
となる。

以上より乗算器２０９の出力x10および２１０の出力x11はそれぞれ、
x10 = x6 × x9
= A² [ sin{ p(kT) + p((k - 1)T) } + sin{ p(kT) - p((k - 1)T) } ] / 4
x11 = x7 × x8
= A² [ sin{ p(kT) + p((k - 1)T) } - sin{ p(kT) - p((k - 1)T) } ] / 4
となる。また、減算器２１１の結果の出力x12は
x12 = x10 - x11 = A² sin{ p(kT) - p((k - 1)T) } /2
となる。これは式（４）で示したクオドラチャ検波の出力と同様である。

また、振幅検出部２１として図1に示した振幅検出部２１を採用すれば、当該振幅検出部２１の出力x13は、
x13 = x6² + x7² = A² / 2
となり、直ちに入力信号x0の振幅を求めることができる。

以上のように、図５に示した構成を有するＦＭ復調器においても、図１１に示した従来の復調部２０および振幅検出部２１と同様の動作を行う構成部分を有するので、図５に示した第１の復調動作切替部２４において図１に示した第１の復調動作切替部２４と同様の動作を行わせることにより、マルチパス歪みを抑制することができる。

実施の形態６．
図６は本実施の形態６のＦＭ復調器を例示する構成図である。図において図１と同一又は相当部分には同一符号を付して説明を省略する。ここでは、補正係数演算手段３６の動作が他の実施例と異なる。

図1に示した補正係数演算部２２に求められる機能は、入力された値xの逆数１／ｘを求めることであった。これに対し、本実施の形態６における補正係数演算手段３６は、多項式近似計算に基づき逆数１／ｘに相当する値を演算する。例えば 1/x の計算を、3.07311 - 3.11606 x + 1.04275 x² と近似して計算することにより、図７に示す如く、入力値 x が 0.8 から 1.2 程度の範囲において精度の良く 1/x の値を演算する。図において、９３は当該補正係数演算手段３６が多項式近似計算に基づき演算した値、９４は、1／ｘの真の値である。このように、入力データ x の値が 0.8 から 1.2の範囲を外れると誤差が発生するが、その誤差は、入力データ x の値が小さくなる場合は真値よりも小さい値が演算される。

よって、従来補正係数が大きくなっていた場面において、補正係数演算手段３６から出力される補正係数が多項式近似式の定数項に近づき、補正係数に制限をかけることができる。即ち、図１に示した係数切替制御部２４３などの特別な判定手段を用いなくとも、振幅補正量を制御することができ、簡易な構成でマルチパス歪を抑制することができる。なお、ここでの多項式近似計算は、例えば定数項、入力値の１乗に比例する項、入力値の２乗に比例する項を備える多項式である。

実施の形態７．
図１０に示す如く、従来の受信機には、ＦＭ復調器の前段にリミッタ中間周波増幅器６が設けられていた。このリミッタ中間周波増幅器６の役割は、当該受信機と送信機との間の距離が変化することに起因する受信信号レベルの変動を平準化することにある。本実施の形態７においては、このリミッタ中間周波増幅器６に代えて、自動利得制御（Automatic Gain Control：以下ＡＧＣと称す）中間周波増幅器を備える。

従来用いられていたリミッタ中間周波増幅器６は、入力信号のレベルがある所定値を超えた場合に、一定の飽和電圧を出力する。一方、ＡＧＣ中間周波増幅器は、出力信号のレベルが略一定に保たれるように利得が自動的に制御される増幅器である。特に、本実施の形態７において採用するＡＧＣ中間周波増幅器は、当該利得制御を比較的に緩やかに行うことにより、入力信号に含まれるマルチパスによる振幅変動が残るように増幅を行う。これにより、実施の形態１に示した振幅補正の切替えが迅速に行われ、マルチパス歪みの抑制効果が大きくなる。

図８は本実施の形態７の受信機を例示する構成図である。図において従来および図１と同一または相当部分には同一符号を付して説明を省略する。図において１５はＡＧＣ中間周波増幅器である。

このように、ＦＭ復調器の前段にＡＧＣ中間周波増幅器を用いると、リミッタ中間周波数増幅器を用いた場合のように、ＦＭ復調器へ入力される信号が飽和電圧になることが少なく、第１の復調動作切替部２４における適切な切替えが期待できる。また、このＡＧＣ中間周波増幅器が、利得制御を比較的に緩やかに行うようにすることで、図１に示した第１の復調動作切替部２４へマルチパス振幅変動を含んだ信号を入力させることができる。

１ アンテナ
２ 増幅器
３ 周波数変換器
４ 局部発振器
５ 中間周波フィルタ
６ リミッタ中間周波増幅器
７ 前置フィルタ
８ ＡＤ変換器
９ ＦＭ復調器
１０ ＤＡ変換器
１１ 音声増幅器
１２ スピーカ
２０ 復調部
２１ 振幅検出部
２２ 補正係数演算部
２３ 振幅補正部
２４ 第１の復調動作切替部
２５ 第２の復調動作切替部
３０ ＦＭ復調器
３６ 補正係数演算手段
２４１ 係数出力部
２４２ 係数切替部
２４３ 係数切替制御部

Claims (5)

1. 受信信号の周波数および振幅に応じて振幅が変化する信号を出力する復調手段と、
   前記受信信号の振幅を検出する振幅検出手段と、
   前記振幅検出手段が検出した振幅に基づき多項式近似計算を行い計算結果を補正係数として出力する補正係数演算手段と、
   前記補正係数演算手段が出力した補正係数に基づき前記復調手段の出力信号の振幅を補正して、補正後の信号を復調信号として出力する振幅補正手段とを備えたことを特徴とするＦＭ復調器。
2. 前記補正係数演算手段が行う多項式近似計算において、前記振幅検出手段が検出した振幅の逆数を多項式によって近似することを特徴とする請求項１に記載のＦＭ復調器。
3. 前記補正係数演算手段が行う多項式近似計算において用いる多項式が、定数項と入力値の１乗に比例する項と入力値の２乗に比例する項とを備えることを特徴とする請求項１又は２に記載のＦＭ復調器。
4. 送信機からの直接波および間接波の合成波を受信する受信手段と、
   この受信された合成波が受信信号として入力される請求項１〜３のいずれかに記載のＦＭ復調器とを備えたことを特徴とする受信機。
5. 前記受信手段は前記合成波を増幅するＡＧＣ増幅器を備え、このＡＧＣ増幅器にて増幅された信号が前記受信信号として前記ＦＭ復調器へ入力されることを特徴とする請求項４に記載の受信機。

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