JP3733937B2

JP3733937B2 - Ｆｍ復調器及びｆｍ受信装置

Info

Publication number: JP3733937B2
Application number: JP2002241773A
Authority: JP
Inventors: 雅之辻; 賢一田浦; 雅之石田; 雅啓辻下
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2002-08-22
Filing date: 2002-08-22
Publication date: 2006-01-11
Anticipated expiration: 2022-08-22
Also published as: JP2004080693A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、周波数変調された搬送波を受信してデジタル信号処理を用いて復調する受信機に関し、特にマルチパス歪みを抑圧する機能に優れた受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
周波数変調（以下、ＦＭ変調と称す）は、送信すべき信号の大きさに比例して搬送波の周波数を変化させる変調方式である。以下、送信すべき信号を変調信号、これによりＦＭ変調された搬送波をＦＭ波、ＦＭ波から変調信号を取り出す復調をＦＭ復調、ＦＭ復調により復元された変調信号を復調信号と称す。
【０００３】
図１０は従来のＦＭ復調器を有した受信機を例示する構成図であり、ここではＦＭ音声放送受信機の構成を示している。図において、１はアンテナ、２はＲＦ増幅器、３は周波数変換器、４は局部発信器、５は中間周波フィルタ、６はリミッタ中間周波増幅器、７は前置フィルタ、８はＡＤ変換器、９はＦＭ復調器、１０はＤＡ変換器、１１は音声増幅器、１２はスピーカである。
【０００４】
アンテナ１にて受信されたＦＭ波は、ＲＦ増幅器２にて増幅された後、周波数変換器３にて周波数変換され、中間周波フィルタ５にて隣接チャンネル波などの不要成分が除去される。中間周波フィルタ５を通過したＦＭ波は、リミッタ中間周波増幅器６にて増幅振幅制限された後、前置フィルタ７にて中間周波数の高調波成分が除去され、ＡＤ変換器８にてデジタル信号へ変換される。デジタル変換されたＦＭ波（以下、デジタル形式のＦＭ波）はＦＭ復調器９にて復調された後、ＤＡ変換器にてアナログ音声信号に変換され、音声増幅器１１を介してスピーカ１２へ出力される。
【０００５】
まず、ＦＭ復調の原理について簡単に説明する。ＦＭ波から復調信号を取り出すためには、以下の２つの条件を満足するＦＭ復調器が必要となる。
条件１出力信号の振幅が入力されたＦＭ信号の周波数変化に応答して変化する。
条件２出力信号の振幅が入力されたＦＭ信号の振幅変化に応答しない。
尚、これら以外にもＦＭ復調器に求められる条件は種々存在するが簡単化のために省略する。
【０００６】
図１１は、上記条件１及び２を満たす従来のＦＭ復調器を例示する概略図である。図において、９はＦＭ復調器、２０は復調部、２１は振幅検出部、２２は補正係数演算部、２３は振幅補正部である。復調部２０は、入力信号ｘ０を復調して出力信号ｙ０を出力する。この出力信号ｙ０は上記条件１を満たすが、条件２を満たさない。即ち出力信号ｙ０には入力信号ｘ０の振幅変化応答成分が含まれる。
【０００７】
振幅補正部２３はこの振幅変化応答成分をｙ０から取り除く。振幅検出部２１は入力信号ｘ０の振幅ｚ０を検出し、補正係数演算部２２では振幅ｚ０の逆数に比例する振幅補正係数ｚ１を出力する。振幅補正部２３は復調部２０の出力信号ｙ０と、補正係数演算部２２の出力の振幅補正係数ｚ１とを乗算することで、出力信号ｙ０から振幅変化応答成分を取り除き、上記条件１と条件２を満たす復調信号ｙ１を出力する。
【０００８】
図１２は、図１１に示したＦＭ復調器９を詳細に例示した構成図である。このＦＭ復調器９は、例えばクオドラチャ型の復調回路であり、復調部２０と、振幅検出部２１と、補正係数演算部２２と、振幅補正部２３とにより構成される。ここで、復調部２０は遅延器１０１と、乗算器１０２と、低域フィルタ１０３とにより構成される。また、振幅検出部２１は第１の乗算器１１０と、第２の乗算器１１１と、加算器１１２と、低域フィルタ１１３とにより構成される。
【０００９】
復調部２０の動作について説明する。ＡＤ変換器８から出力されたデジタル形式のＦＭ波は、信号ｘ０として遅延器１０１、乗算器１０２及び乗算器１１０へ入力される。遅延器１０１は入力された信号ｘ０を遅延させ、信号ｘ１として乗算器１０２へ出力する。乗算器１０２は、遅延器１０１の出力信号ｘ１と入力信号ｘ０とを乗算し、結果を信号ｘ２として低域フィルタ１０３へ出力する。低域フィルタ１０３は、乗算器１０２の出力信号ｘ２から低域成分を除去し、信号ｙ０として振幅補正部２３へ出力する。
【００１０】
ここで、信号ｘ０、ｘ１、ｘ２、ｙ０は数式を用いて例示すると以下のようになる。入力信号ｘ０はＦＭ波であるので、ＦＭ波の振幅をＡ、ＦＭ波の搬送波の角周波数をＷｃ、ＡＤ変換器８のサンプリング周期をＴ、ｋを任意の整数とし、時刻ｋ・Ｔにおける位相の偏移量をｐ（ｋ・Ｔ）とすると、
ｘ０＝Ａcos｛Ｗｃ・ｋ・Ｔ＋ｐ（ｋ・Ｔ）｝・・・・（１）
ｘ１＝Ａcos｛Ｗｃ・ｋ・Ｔ＋ｐ（（ｋ−１）・Ｔ）｝・・・（２）
と表せる。また、Ｗｃ・Ｔ＝Ｎπ／２（Ｎ＝１）と仮定する。
【００１１】
乗算器１０２の出力信号ｘ２は、信号ｘ０と信号ｘ１の積であるので、

である。また、低域フィルタ１０３の出力信号ｙ０は信号ｘ２の低域成分を取り出してなる信号であり、位相偏移量の時間微分をｄｐ／ｄｔとおくと、

となる。
【００１２】
式（４）に含まれるｄｐ／ｄｔが求めたい変調信号（復調信号）である。このｄｐ／ｄｔをｙ０から取り出すためには、振幅成分Ａ^２を式（４）の右辺から取り除く必要がある。図１１に記載の振幅検出部２１、補正係数演算部２２及び振幅補正部２３は、このような振幅成分Ａ^２による振幅変化応答成分をｙ０から取り除く働きをする。
【００１３】
振幅検出部２１は、式（４）に示したｄｐ／ｄｔの係数Ａ^２を算出する。具体的には、第１の乗算器１１０は入力信号ｘ０の２乗を演算し、信号ｘ３として出力する。第２の乗算器１１１は遅延器１０１の出力信号ｘ１の２乗を演算し、信号ｘ４として出力する。加算器１１２はこれら第１、第２の乗算器の出力信号ｘ３とｘ４を加算し、信号ｘ５として低域フィルタ１１３へ出力する。低域フィルタ１１３は、加算器１１２の出力信号ｘ５から低域成分を取り出して信号ｚ０として補正係数演算部２２へ出力する。この信号ｚ０は計算によりほぼＡ^２の大きさとなる。
【００１４】
補正係数演算部２２は振幅検出部２１の出力信号ｚ０を受け、式（４）に示したｄｐ／ｄｔの係数に逆比例する係数２／（Ｔ・Ａ^２）を求め、振幅補正係数ｚ１として振幅補正部２３へ出力する。
【００１５】
振幅補正部２３は、この補正係数演算部２２が出力した振幅補正係数ｚ１を復調部２０の出力信号ｙ０（式（４）参照）に乗ずることで、復調信号ｙ１を求める。このようにして振幅補正が施された復調信号ｙ１は、
ｙ１＝ｄｐ／ｄｔ・・・・・・・・・（５）
となり、その振幅が入力信号ｘ０の振幅Ａによって変動しないことが分かる。
【００１６】
従来のＦＭ復調器は以上のような構成により前記条件１及び条件２を満たすＦＭ復調を行っていた。しかしながら、このＦＭ復調器は、受信されるＦＭ波が直接波のみの場合には何ら問題ないが、電離層や構造物などで反射されて到達する反射波が加わる場合には、直接波と反射波の合成波が受信されるマルチパス受信の状況となり、復調信号に歪み（マルチパス歪みと呼ばれている）が発生する問題があった。そして特に、ＶＨＦ帯で放送されるＦＭ音声放送においては、その問題が大きかった。
【００１７】
以下、このマルチパス歪みの発生について説明を加える。ここでは簡単化のために、直接波と間接波が各１波ずつ受信機に到達し、合成波として受信される場合について説明する。
【００１８】
ここで、直接波の角周波数をＷｃ、直接波と反射波の角周波数差をＷｄとすると、直接波はsin（Ｗｃ・ｔ）、反射波はｒ・sin｛（Ｗｃ＋Ｗｄ）ｔ｝と表される。ｒは反射波の振幅であり、直接波は便宜１としている。この時、合成波Ｍ（ｔ）は、

である。尚、Ｗｃ、Ｗｄは共にＦＭ変調によって時間的に変化するが、マルチパス歪みが発生する時間は短いので、その間ではほぼ一定の値をとるものとする。
【００１９】
図１２に示した従来のＦＭ復調器において振幅補正部２３が出力する復調信号ｙ１は、式（５）に示したように入力信号ｙ０の位相成分の時間微分であるから、入力信号ｘ０が上記合成波Ｍ（ｔ）である場合に復調して得られる復調信号ｙ１は、式（７）より、

となる。
【００２０】
Ｗｃ、Ｗｄの値は短時間においては一定と仮定しているので、式（８）に示したｄφ／ｄｔの時間的変動がマルチパス歪みである。図１３は、このマルチパス歪みを例示する図であり、７１は図１２に示した入力信号ｘ０、即ち、合成波Ｍ（ｔ）である。また、７２は振幅補正部２３の出力の復調信号ｙ１であり、式（８）で表される。図１３において、横軸は時間、縦軸は各信号ｘ０、ｙ１の大きさである。この図のように、マルチパス歪みは、復調信号ｙ１上にスパイク状波形として現れる。尚、同図は、Ｗｄ＝−２００００π（周波数差：１０ｋＨｚ）、ｒ＝０．９とした場合のｔ＝０〜１／１００００（Ｗｄ・ｔ＝０〜２π）の期間におけるｄφ／ｄｔを計算した結果である。このとき、特に大きな歪みが発生するのはＷｄ・ｔがほぼπ（ラジアン）となる場合であり、直接波と間接波が打ち消し合い、合成波の振幅が最小となる場合である。
【００２１】
図１４は実際のマルチパス受信状況下での復調信号を時間拡大した一例であり、図１３で示したスパイク状波形と同様なものが、多くの場合ステレオサブキャリア信号の周期で密集して発生している。
【００２２】
図１５は、例えば特開平５−２０６８８４号公報に記載された従来の雑音低減機能を有したＦＭ受信機の構成を、図１０の構成を基に展開したブロック図であり、図中、１３はセパレーション設定手段、１４は周波数特性設定手段、１５は帯域通過フィルタ手段、１６はマルチパス低減手段である。
【００２３】
図１３および図１４に示すマルチパス歪みに由来するスパイク状波形には、ステレオ音声信号より高い領域の周波数成分が含まれている。図１５において、ＦＭ復調器９の出力のＦＭ復調信号から帯域通過フィルタ手段１５によってマルチパス歪みに由来する雑音信号成分を抽出することにより、マルチパス低減手段１６では音声信号に影響されずにマルチパスノイズ発生状況を検出できる。更に、マルチパス低減手段１６ではマルチパスノイズ発生状況の程度を判定し、その状況に適したセパレーション設定手段１３の制御および周波数特性設定手段１４の制御を行う。
【００２４】
また、ＦＭ復調信号はセパレーション設定手段１３に入力されて、その時々のマルチパスノイズ発生状況に適したステレオ分離度に設定された音声信号として出力され、更に周波数特性設定手段１４においてその時々のマルチパスノイズ発生の状況に適した周波数特性に調整された後、ＤＡ変換器１０にてアナログ音声信号に変換される。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
一般に、マルチパス歪みが発生すると、音声信号上の高調波成分が増加して耳障りなノイズ音となるが、この高周波成分のノイズに対しては周波数特性設定手段１４によって高周波成分を減衰させることが有効である。また、ステレオパイロット信号が歪みの影響を受けて、ステレオ分離が正しく行われないステレオ歪みと呼ばれる弊害が発生するが、このステレオ歪に対してはセパレーション設定手段１３においてモノラル信号化することが有効である。そのため、帯域通過フィルタ手段１５の出力に基づいて、セパレーション設定手段１３と周波数特性設定手段１４を、ノイズの発生状況に合わせて制御している。但し、これらの方法はある一定の改善効果を得られるが、既に発生しているマルチパス歪みの影響を目立ち難くする対処法という範疇を出ていない。
【００２６】
以上のように、受信されるＦＭ波が直接波である場合には何ら問題なくＦＭ復調が行えるＦＭ復調器であっても、直接波と反射波の合成波が受信されるマルチパス状況下においては、復調される信号に大きな歪みが発生するといった問題点があった。また、これに対してステレオ分離度と周波数特性を制御することにより、マルチパス歪みの影響を軽減する方法が従来から取られてはいるが、十分な効果を上げることができないという問題点があった。この発明は、以上のような問題点を解決するためになされたものであり、マルチパス受信状況下におけるＦＭ復調（信号）における歪の発生そのものを抑制することにより、マルチパスノイズを大幅に改善しようとするものである。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
本発明に係わる請求項１のＦＭ復調器は、ＦＭ波の周波数及び振幅に応じて振幅が変化する復調信号を出力する復調手段と、前記ＦＭ波の振幅値を出力する振幅検出手段と、受信電界レベルまたは変調信号レベルの少なくとも一方に基づいて受信状況を判定する受信状況判定手段と、前記受信状況判定手段の判定結果に基づき、前記振幅値と所定の係数とを切り替えて出力する復調動作切替手段と、前記復調動作切替手段の出力に基づいた補正係数を出力する補正係数演算手段と、前記補正係数に基づき前記復調信号の振幅を補正する振幅補正手段とを備え、前記復調動作切替手段における前記所定の係数が前記受信状況判定手段の判定出力に基づいて決定されることを特徴とする。
【００２８】
また、請求項２のＦＭ復調器は、ＦＭ波の周波数及び振幅に応じて振幅が変化する復調信号を出力する復調手段と、前記ＦＭ波の振幅値を出力する振幅検出手段と、受信電界レベルまたは変調信号レベルの少なくとも一方に基づいて受信状況を判定する受信状況判定手段と、前記振幅検出手段が検出した振幅に基づき補正係数を出力する補正係数演算手段と、前記受信状況判定手段の判定結果に基づき、前記補正係数と所定の補正係数とを切り替えて出力する復調動作切替手段と、前記復調動作切替手段の出力に基づき前記復調信号の振幅を補正する振幅補正手段とを備え、前記復調動作切替手段における前記所定の補正係数が前記受信状況判定手段の判定出力に基づいて決定されることを特徴とする。
【００２９】
また、請求項３のＦＭ復調器は、請求項第１項及び第２項に記載のＦＭ復調器において、受信状況判定手段が、受信電界レベルと所定の閾値とを比較する受信電界比較手段と、変調信号レベルと所定の閾値とを比較する変調信号比較手段と、前記受信電界比較手段および前記変調信号比較手段の比較結果に基づいて受信状況を判定する判定手段を備えたことを特徴とする。
【００３０】
また、請求項４のＦＭ復調器は、請求項第１項に記載のＦＭ復調器において、復調動作切替手段における所定の係数が、受信電界レベルが低くなる方向に対して大きく設定されることを特徴とする。
【００３１】
また、請求項５のＦＭ復調器は、請求項第１項に記載のＦＭ復調器において、復調動作切替手段における所定の係数が、変調信号レベルが低くなる方向に対して大きく設定されることを特徴とする。
【００３２】
また、請求項６のＦＭ復調器は、請求項第２項に記載のＦＭ復調器において、復調動作切替手段における所定の補正係数が、受信電界レベルが低くなる方向に対して小さく設定されることを特徴とする。
【００３３】
また、請求項７のＦＭ復調器は、請求項第２項に記載のＦＭ復調器において、復調動作切替手段における所定の補正係数が、変調信号レベルが低くなる方向に対して小さく設定されることを特徴とする。
【００３４】
また、請求項８のＦＭ受信機は、受信されたＦＭ波を増幅するＲＦ増幅器と、前記増幅されたＦＭ波を中間周波数に変換する周波数変換器と、前記周波数変換手段から出力される中間周波ＦＭ波から隣接チャンネル波などの不要成分を除去する中間周波フィルタと、前記中間周波フィルタ手段から出力される中間周波ＦＭ波の振幅を一定化する自動利得制御型の中間周波増幅器と、前記自動利得制御型中間周波増幅手段から出力される中間周波ＦＭ波をデジタル信号に変換するＡＤ変換器と、前記デジタル変換された中間周波ＦＭ波をＦＭ復調するＦＭ復調器と、前記ＦＭ復調信号をアナログ音声信号に変換するＤＡ変換器とを備え、
前記ＦＭ復調器が、請求項１乃至請求項７のいずれかに記載のＦＭ復調器であることを特徴とする。
【００３５】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１２に示した従来のＦＭ復調器では、入力信号ｘ０と出力信号ｙ１間の応答特性が常に一定であり、例えば式（５）及び（８）に示したように、応答特性が常に入力信号ｘ０の位相成分ｐまたはφの純粋な時間微分、ｙ１＝ｃ１・ｄｐ／ｄｔ＝ｃ１・ｄφ／ｄｔであった。
【００３６】
本実施形態におけるＦＭ復調器は、入力信号ｘ０の振幅変化に対する応答特性が異なる複数のＦＭ復調動作を受信状態に応じて切り替えるようにしたものである。例えば、受信信号が直接波のみ、或いはそれに準ずる程に直接波が支配的である場合には、ｙ１＝ｃ１・ｄｐ／ｄｔの応答特性を有したＦＭ復調動作を行い、合成波である場合には、ｙ１＝Ａ^２・ｃ２・ｄφ／ｄｔの応答特性を有したＦＭ復調動作を行う。尚、ここでは便宜上、受信信号が直接波であるときの入力信号ｘ０の位相成分をｐ、受信信号が合成波であるときの入力信号ｘ０の位相成分をφと表記する。また、ｃ１及びｃ２はそれぞれ任意の定数、Ａは入力信号ｘ０の振幅である。
【００３７】
また、本実施形態においては、受信信号が直接波のみ、或いはそれに準ずる程に直接波が支配的である場合か、合成波である場合か、この判定を受信信号の振幅の大きさに基づいて行い、その判定結果に基づいて、上記複数のＦＭ復調動作の切り替えを行う。ここでは、受信信号の振幅が所定値より小さい場合には、当該受信信号は合成波であると判断し、逆に受信信号の振幅が所定値より大きい場合には、当該受信信号は直接波のみ、或いはそれに準ずる状態にあると判定される。
【００３８】
以下、従来例と同様の振幅補正（振幅変化応答成分を取り除く補正処理）を行う第１の復調動作と、当該振幅補正を行わない第２の復調動作とを切り替えて行う場合を例に取って説明を行う。
【００３９】
図１は本発明に係わるマルチパス抑圧機能に優れたＦＭ受信機の構成を示す図である。図中、１７は自動利得制御（以下、ＡＧＣと称す）中間周波増幅器、３０はＦＭ復調器、３１は受信状況判定手段である。受信状況判定手段３１はＡＧＣ中間周波増幅器１７の出力を受信電界レベルとして、また、ＦＭ復調器３０の復調信号が変調信号レベルとして入力され、少なくとも前記受信電界レベルと前記復調信号の少なくとも一方を用いて受信状況を判定する。なお、従来例と同一または相当部分には同一符号を付して説明を省略する。図１０或いは図１５に示すように、従来の受信機には、ＦＭ復調器の前段にリミッタ中間周波増幅器６が設けられていた。このリミッタ中間周波増幅器６の役割は、当該受信機と送信機との間の距離が変化することに起因する受信電界レベルの変動を平準化することにある。本実施形態１においては、これに代えてＡＧＣ中間周波増幅器１７を備えている。
【００４０】
図１０または図１５に示す従来用いられていたリミッタ中間周波増幅器６は、入力信号のレベルがある所定値を越えた場合に、一定の飽和電圧を出力する。一方、図１に示すＡＧＣ中間周波増幅器１７は、出力信号のレベルが略一定に保たれるように利得が自動的に制御される。この利得制御を比較的緩やかに行うことにより、入力信号に含まれるマルチパスによる振幅変動が残り、これに基づいて振幅補正の制限を迅速かつ確実に行えるようにしている。
【００４１】
図２は、本発明に係わる一実施の形態における、マルチパス歪み抑圧機能を持つＦＭ復調器３０のブロック構成図である。図中、２４は復調動作切替部であり、係数出力部２４１と、係数切替部２４２と、係数切替制御部２４３とにより構成される。なお、従来例と同一または相当部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００４２】
復調動作切替部２４では、係数切替制御部２４３により振幅検出部２１の出力を所定の基準値と比較して、例えば振幅検出部２１の出力がその基準値より大きい場合には振幅検出部２１の出力をそのまま補正係数演算部２２に対して出力し、逆に小さい場合には係数出力部２４１からの係数を出力するように係数切替部２４２を制御する。なお、振幅検出部２１の出力がそのまま補正係数演算部２２へ入力される場合におけるＦＭ復調器の動作は従来と同様である。
【００４３】
更に詳しく述べると、振幅検出部２１は、入力信号ｘ０の振幅を検出し、検出結果を係数ｚ０として係数切替部２４２へ出力する。係数出力部２４１は所定の係数ｚ２を係数切替部２４２へ出力する。係数切替部２４２により、入力される係数ｚ０、ｚ２のうち係数ｚ０を出力する第１の動作と、係数ｚ２を出力する第２の動作とを切り替える。補正係数演算部２２は、係数切替部２４２の出力係数に逆比例する振幅補正係数ｚ１を演算し、振幅補正部２３へ出力する。振幅補正部２３は、この振幅補正係数ｚ１を復調部２０の出力信号ｙ０に乗じ、乗じた結果を復調信号ｙ１として出力する。
【００４４】
以上のように、復調動作切替部２４においては、係数切替制御部２４３は、係数ｚ０が所定の基準値よりも小さい場合には係数切替部２４２出力として係数ｚ２を出力せしめ、それ以外の場合には係数ｚ０を出力せしめる制御を行う。例えば、係数ｚ０が所定の基準値より小さい場合には、入力信号ｘ０が合成波であると判定し、振幅補正部２３における振幅補正を止める。そのために、補正係数を制限するように係数出力部２４１出力の係数ｚ２を例えば上記所定の基準値として出力させる。逆に、係数ｚ０が基準値より大きい場合には、入力信号ｘ０が直接波であると判定し、従来と同様の振幅補正が行われるように、係数切替部２４２から係数ｚ０・Ｔ／２を出力させ、振幅補正係数ｚ１を「２／（Ｔ・ｚ０）」とする。
【００４５】
入力信号ｘ０が合成波の場合、信号ｘ０、ｙ０、ｙ１を、数式を用いて例示すると以下のようになる。入力信号ｘ０は式（６）に示した合成波Ｍ（ｔ）であるので、

である。
【００４６】
復調部２０の出力信号ｙ０は、式（４）より

となる。ただし、ｄφ／ｄｔが式（４）のｄｐ／ｄｔに相当し、合成波Ｍ（ｔ）の振幅Ａは｛１＋２ｒ・cos（Ｗｄ・ｔ）＋ｒ^２｝^１／２である。ここで注目されるのは、式（１１）の右辺に振幅Ａ^２の項が含まれないことである。振幅補正が行われなければｙ０＝ｙ１となるので、
ｙ１≒−ｒ・Ｗｄ｛ｒ＋cos（Ｗｄ・ｔ）｝Ｔ／２・・・（１２）
となる。
【００４７】
図３は、式（１２）に示した復調信号ｙ１を例示する図であり、図において９１は当該復調信号ｙ１、すなわち復調部２０への入力信号ｘ０が合成波であり、振幅補正部２３による振幅補正を行わない場合における復調信号ｙ１である。
【００４８】
また、７２は図１３に示した従来の復調信号ｙ１、すなわち復調部２０への入力信号ｘ０が合成波であり、振幅補正部２３による振幅補正を行う場合における復調信号ｙ１である。更に、９２は従来の振幅補正部２３に入力される振幅補正係数ｚ１であり、このときの復調信号ｙ１のスパイク状波形と良く対応している。このように、振幅補正が行われない復調信号９１は、振幅補正が行われた従来の復調信号７２と比較して、鋭いスパイク状波形が抑制されている。
【００４９】
以上のことから、復調信号上にスパイク状波形を生ずるような状況において、振幅補正を停止することにより、マルチパス歪みを抑制できることが期待される。前述では、基本概念説明の簡便性のために、受信信号が合成波である場合に振幅補正を完全に停止する例を示したが、実際に動作させる上では、振幅補正本来の目的と、マルチパス歪み抑制の効果と、マルチパス歪み抑制の弊害とのバランスを考慮して、振幅補正の程度を制御することが有効である。
【００５０】
即ち、マルチパス歪みが小さい場合には、入力信号ｘ０が合成波であっても、振幅補正を行った方が良い場合がある。たとえば、復調信号の振幅が入力信号ｘ０の振幅変化に応答することに起因する歪みの方が、マルチパス歪みよりも大きい場合には、マルチパス状況下であっても振幅補正を行った方が、結果として歪みの少ない復調信号を得られることになる。マルチパス歪みが特に強い状況でのみ振幅補正を停止させるには、図２の係数切替制御部２４３において比較のための基準値を小さめに設定することで実現できる。
【００５１】
また、マルチパス状況に合わせて、振幅補正をＯＮ／ＯＦＦする極端な制御をするのではなく、マルチパス状況時のＦＭ信号振幅の落ち込み部分で振幅補正の程度を制限することによってもスパイク状波形を抑制することができる。即ち、図３の振幅補正係数９２の中央部突出部分に対して、ある数値以上とならないような制限を掛ければ、マルチパス状況によるスパイク状波形の発生を抑制できることが分かる。
【００５２】
図４は説明のために図１３を分解して用いた図であり、（ａ）側が振幅補正しない場合であり、従来例に掲げたＦＭ復調動作に当てはまる。（ｂ）側は振幅補正を制限する場合である。両者とも、上段がＦＭ信号振幅を示しており、下段がＦＭ復調信号を示している。ＦＭ信号振幅、即ち振幅検出部２１出力に対して、ある値で制限を加えた後に振幅補正係数を演算することにより、補正係数の突出を制限でき、結果としてＦＭ復調信号のスパイク状波形の発生が抑制される。従って、このＦＭ信号振幅に対する制限のレベル（以下、制限レベルと称する）は、ＦＭ信号振幅に対する、いわば閾値であり、閾値に到達するまではＦＭ信号振幅の変化に合った補正係数の演算が行われ、閾値に到達すると、本来はＦＭ信号振幅の落ち込みに合致したスパイク状の補正係数の突出となる部分で、制限レベルに基づいて演算された補正係数が維持される訳である。
【００５３】
ところで、このＦＭ信号振幅に対する制限レベルは、受信状況によって最適なレベルが異なる。即ち、受信電界レベルおよび変調信号レベルなどによって、この制限レベルを最適な位置に制御することが有効である。例えば、受信電界が低い場合と高い場合を比較すると、前者の方が後者に比べてスパイク状波形の発生頻度が高く、且つ規則性が低くなる傾向がある。このような場合に、受信電界が高い場合と同様の振幅補正の制限を行っていては、十分な抑圧効果を得られない場合がある。また一方で、変調信号の程度によっては、例えば低変調時にはマルチパス歪みは目立ちやすく、振幅補正の制限による信号欠落感などの違和感は目立ちにくい傾向がある。逆に、高変調時にはマルチパス歪みは目立ちにくく、振幅補正の制限による違和感は目立ち易い傾向がある。
【００５４】
図５は図１における受信状況判定手段３１の構成の一例を示す図である。図において、受信状況判定手段３１はＡＧＣ中間周波増幅器１７の出力が受信電界レベルとして入力される受信電界比較部３１１と、ＦＭ復調器３０の復調信号が変調信号レベルとして入力される変調信号比較部３１２と、受信電界比較部３１１の出力と変調信号比較部３１２の出力に基づいて受信状況を判断する判定部３１３とによって構成される。受信電界比較部３１１では、予め設定した少なくとも１つ以上の閾値と入力される受信電界レベルとを比較し、その時点での受信電界レベルが閾値に対して如何なる関係にあるかを判定部３１３に対して出力する。変調信号比較部３１２では、同じく予め設定した少なくとも１つ以上の閾値と入力される変調信号レベルとを比較し、その時点での変調信号レベルが閾値に対して如何なる関係にあるかを判定部３１３に対して出力する。
【００５５】
図６は図５に示す受信状況判定手段３１の動作の一例を示す図である。この例では簡単化のために、受信電界レベルについて３段階、変調信号レベルについて３段階の判断を行い、ＦＭ信号振幅に基づき作成される振幅補正係数ｚ３に対する制限レベルを３段階とした場合について示している。同図の（ａ）は受信状況の判定を図示したもので、受信電界レベルに対して閾値Ｓ１、Ｓ２を設けて強電界から弱電界までを３区分しており、変調信号レベルに対して閾値Ｍ１、Ｍ２を設けて高変調から低変調までを３区分している。１から３の数字はそれぞれ制限レベルを示している。図６の（ｂ）は（ａ）の判定結果に基づいて得られる振幅補正係数制限レベルの変動を示している。制限レベル１が最も低い設定であり、この時のマルチパス抑圧効果は比較的小さく、逆に制限レベル３が最も高い設定であり、この時のマルチパス抑圧効果は比較的大きくなる。ここで、マルチパス抑圧効果が大きいと言うことは、マルチパス歪みに対する抑圧効果が高いが、変調信号によっては違和感を発生させる可能性が高いと言うことを意味する。
【００５６】
図６について更に説明する。例えば変調信号レベルが高い場合には、マルチパス歪みは目立ちにくいので、受信電界レベルが高い場合には必要最小限のスパイク状波形抑圧のみを果たせば足りるので、最も低い制限レベル１が選択される。受信電界レベルが低くなれば、前述のスパイク状波形の発生頻度上昇などによる抑圧効果不足を補うために、制限レベルを２から３へと変化させて振幅補正制限の程度を強化する。一方、受信電界レベルが高い場合においては、変調信号レベルが高ければ必要最小限のスパイク状波形抑圧のみを果たせば足りるので、最も低い制限レベル１が選択されるが、変調信号レベルが低くなるに従いマルチパス歪みが目立ち出すので、制限レベルを２から３へと変化させて振幅補正制限の程度を強化することになる。以上、（ａ）の強電界側と高変調側での変化の場合について述べたが、これら以外の条件でも受信電界が弱くなる方向、又は変調信号レベルが低くなる方向に対して、制限レベルを２から３へと変化させて振幅補正制限の程度を強化することは言うまでもない。
【００５７】
実施の形態２．
図７は本発明に係わるマルチパス抑圧機能に優れたＦＭ受信機の本実施例による構成を示す図であり、図８は、本発明に係わる他の実施の形態における、マルチパス歪み抑圧効果を持ったＦＭ復調器４０のブロック構成図である。図７は、図１のＦＭ復調器３０がＦＭ復調器４０に置き換わっている点を除き同様なので説明は省略する。
【００５８】
図８は、図２の復調動作切替部２４に相当する復調動作切替部２５が、補正係数演算部２２と振幅補正部２３の間に配置される以外は図２と構成上の相違はないので、重複する部分の説明は省略する。重複する部分の説明は省略する。
【００５９】
動作上の違いを述べると、振幅検出部２１は、入力信号ｘ０の振幅を検出し、検出結果を係数ｚ０として補正係数演算部２２へ出力する。補正係数演算部２２は、振幅検出部２１の出力係数ｚ０に逆比例する補正係数を演算し、演算結果を振幅補正係数ｚ１として係数切替部２５２へ出力する。係数出力部２５１は所定の補正係数ｚ２を係数切替部２５２へ出力する。係数切替部２５２は、入力される振幅補正係数ｚ１、ｚ２のうちｚ１を出力する第１の動作と、逆にｚ２を出力する第２の動作とを切り替えて行う。振幅補正部２３は、このｚ１又はｚ２を復調部２０の出力信号ｙ０に乗じ、乗じた結果を復調信号ｙ１として出力する。
【００６０】
一方、補正係数演算部２２の出力ｚ１は係数切替制御部２５３へも入力される。係数切替制御部２５３は、このｚ１が所定の基準値よりも大きい場合には、係数切替部２５２出力としてｚ２を出力せしめ、それ以外の場合にはｚ１を出力せしめる制御を行う。例えば、ｚ１が所定の基準値より大きい場合には、入力信号ｘ０が合成波であると判定し、振幅補正部２３における振幅補正を止める、或いは弱める動作を行う。基準値より小さい場合には、入力信号ｘ０が直接波であると判定し、従来と同様の振幅補正が行われるように、係数切替部２５２から係数ｚ１を出力させればよい。
【００６１】
図９は図８の動作を、図２の場合の動作説明図である図６に当てはめて場合であり、図６では受信状況判定結果に基づいて、振幅検出結果に対して１から３の制限レベルを設けて、振幅検出結果を制限した後に補正係数を演算することになる。一方、図８の構成に由来する図９の動作としては、受信状況判定結果に基づいて、補正係数自身に対して１から３の制限レベルを設けることになる点が異なってくる。尚、補正係数演算においては逆比例関係にあるので、受信状況判定結果に基づく制限レベル１から３の関係が図２の構成に由来する図６の場合と逆になっていることは言うまでもない。
【００６２】
【発明の効果】
この発明は、以上説明したように構成されているので、以下に示すような効果を奏する。
【００６３】
本発明に係わる請求項１のＦＭ復調器は、ＦＭ波の周波数及び振幅に応じて振幅が変化する復調信号をＦＭ波の振幅に基づいた補正係数により補正するとともに、受信電界レベルまたは変調信号レベルの少なくとも一方に基づいてマルチパス歪を抑制すべき受信状況を判定し、マルチパス歪を抑制すべき受信状況の場合に、受信状況判定結果により決定される所定の係数に基づき復調信号を補正するようにしたので、マルチパス歪み発生の抑制を受信状況に合わせて最も効果的に行うことが出来る。
【００６４】
また、請求項２のＦＭ復調器は、ＦＭ波の周波数及び振幅に応じて振幅が変化する復調信号をＦＭ波の振幅に基づいた補正係数により補正するとともに、受信電界レベルまたは変調信号レベルの少なくとも一方に基づいてマルチパス歪を抑制すべき受信状況を判定し、マルチパス歪を抑制すべき受信状況の場合に、受信状況判定結果により決定される所定の補正係数に基づき復調信号を補正するようにしたので、マルチパス歪み発生の抑制を受信状況に合わせて最も効果的に行うことが出来る。
【００６５】
また、請求項３のＦＭ復調器は、受信電界レベルおよび変調信号レベルの組み合わせに基づいてマルチパス歪を抑制すべき受信状況を判定し、その判定結果に基づき復調信号の振幅を補正するようにしたので、マルチパス歪み発生の抑制を受信電界レベルと変調信号レベルに会わせて最適に行うことが出来る。
【００６６】
また、請求項４のＦＭ復調器は、受信電界レベルが低い場合、復調動作切替手段における所定の係数を大きくして振幅補正係数を小さくすることにより、振幅補正の程度を制限でき、スパイク状のマルチパス歪みの発生を抑制できる。
【００６７】
また、請求項５のＦＭ復調器は、変調信号レベルが低い場合、復調動作切替手段における所定の係数を大きくして振幅補正係数を小さくすることにより、振幅補正の程度を制限でき、スパイク状のマルチパス歪みの発生を抑制できる。
【００６８】
また、請求項６のＦＭ復調器は、受信電界レベルが低い場合、復調動作切替手段における所定の補正係数を小さくして振幅補正係数を小さくすることにより、振幅補正の程度を制限でき、スパイク状のマルチパス歪みの発生を抑制できる。
【００６９】
また、請求項７のＦＭ復調器は、変調信号レベルが低い場合、復調動作切替手段における所定の補正係数を小さくして振幅補正係数を小さくすることにより、振幅補正の程度を制限でき、スパイク状のマルチパス歪みの発生を抑制できる。
【００７０】
また、請求項８のＦＭ受信装置は、受信電界レベルまたは変調信号レベルの少なくとも一方に基づいてマルチパス歪を抑制すべき受信状況を判定し、その受信状況判定結果に基づきマルチパス歪み発生を抑制するようにしたので、マルチパス歪の発生が少ないＦＭ受信機を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１の受信機を例示する構成図である。
【図２】実施の形態１のＦＭ復調器を例示する構成図である。
【図３】実施の形態１の復調信号を例示する図である。
【図４】実施の形態１のＦＭ復調器における振幅補正動作を説明する図である。
【図５】実施の形態１の受信状況判定手段を例示する構成図である。
【図６】実施の形態１の受信状況判定手段における判定動作を説明する図である。
【図７】実施の形態２の受信機を例示する構成図である。
【図８】実施の形態２のＦＭ復調器を例示する構成図である。
【図９】実施の形態２の受信状況判定手段における判定動作を説明する図である。
【図１０】従来のＦＭ復調器を有した受信機を例示する構成図である。
【図１１】従来のＦＭ復調器を例示する概略構成図である。
【図１２】図１１に示した従来のＦＭ復調器の詳細を例示する構成図である。
【図１３】従来のマルチパス歪みを例示する図である。
【図１４】実際のマルチパス状況下における従来の復調信号を例示する図である。
【図１５】従来のＦＭ復調器を有した受信機を例示する他の構成図である。
【符号の説明】
１アンテナ、２ＲＦ増幅器、３周波数変換器、４局部発信器、５中間周波フィルタ、６リミッタ中間周波増幅器、７前置フィルタ、８ＡＤ変換器、９ＦＭ復調器、１０ＤＡ変換器、１１音声増幅器、１２スピーカ、１３セパレーション設定手段、１４周波数特性設定手段、１５帯域通過フィルタ手段、１６マルチパス低減手段、１７ＡＧＣ中間周波増幅器、２０復調部、２１振幅検出部、２２補正係数演算部、２３振幅補正部、２４復調動作切替部、３０ＦＭ復調器、３１受信状況判定手段、４０ＦＭ復調器、２４１計数出力部、２４２係数切替部、２４３係数切替制御部。

Claims

ＦＭ波の周波数及び振幅に応じて振幅が変化する復調信号を出力する復調手段と、
前記ＦＭ波の振幅値を出力する振幅検出手段と、
受信電界レベルまたは変調信号レベルの少なくとも一方に基づいて受信状況を判定する受信状況判定手段と、
前記受信状況判定手段の判定結果に基づき、前記振幅値と所定の係数とを切り替えて出力する復調動作切替手段と、
前記復調動作切替手段の出力に基づいた補正係数を出力する補正係数演算手段と、
前記補正係数に基づき前記復調信号の振幅を補正する振幅補正手段とを備え、
前記復調動作切替手段における前記所定の係数が前記受信状況判定手段の判定出力に基づいて決定されることを特徴とするＦＭ復調器。
ＦＭ波の周波数及び振幅に応じて振幅が変化する復調信号を出力する復調手段と、
前記ＦＭ波の振幅値を出力する振幅検出手段と、
受信電界レベルまたは変調信号レベルの少なくとも一方に基づいて受信状況を判定する受信状況判定手段と、
前記振幅検出手段が検出した振幅に基づき補正係数を出力する補正係数演算手段と、
前記受信状況判定手段の判定結果に基づき、前記補正係数と所定の補正係数とを切り替えて出力する復調動作切替手段と、
前記復調動作切替手段の出力に基づき前記復調信号の振幅を補正する振幅補正手段とを備え、
前記復調動作切替手段における前記所定の補正係数が、前記受信状況判定手段の判定出力に基づいて決定されることを特徴とするＦＭ復調器。
前記受信状況判定手段が、
受信電界レベルと所定の閾値とを比較する受信電界比較手段と、
変調信号レベルと所定の閾値とを比較する変調信号比較手段と、
前記受信電界比較手段および前記変調信号比較手段の比較結果に基づいて受信状況を判定する判定手段を備えたことを特徴とする請求項第１項及び第２項に記載のＦＭ復調器。
復調動作切替手段における所定の係数が、受信電界レベルが低くなる方向に対して大きく設定されることを特徴とする請求項第１項記載のＦＭ復調器。
復調動作切替手段における所定の係数が、変調信号レベルが低くなる方向に対して大きく設定されることを特徴とする請求項第１項記載のＦＭ復調器。
復調動作切替手段における所定の補正係数が、受信電界レベルが低くなる方向に対して小さく設定されることを特徴とする請求項第２項記載のＦＭ復調器。
復調動作切替手段における所定の補正係数が、変調信号レベルが低くなる方向に対して小さく設定されることを特徴とする請求項第２項記載のＦＭ復調器。
受信されたＦＭ波を増幅するＲＦ増幅器と、
前記増幅されたＦＭ波を中間周波数に変換する周波数変換器と、
前記周波数変換手段から出力される中間周波ＦＭ波から隣接チャンネル波などの不要成分を除去する中間周波フィルタと、
前記中間周波フィルタ手段から出力される中間周波ＦＭ波の振幅を一定化する自動利得制御型の中間周波増幅器と、
前記自動利得制御型中間周波増幅手段から出力される中間周波ＦＭ波をデジタル信号に変換するＡＤ変換器と、
前記デジタル変換された中間周波ＦＭ波をＦＭ復調するＦＭ復調器と、
前記ＦＭ復調信号をアナログ音声信号に変換するＤＡ変換器とを備え、
前記ＦＭ復調器が、請求項１乃至請求項７のいずれかに記載のＦＭ復調器であることを特徴とするＦＭ受信装置。