JP3839008B2 - マルチパスノイズ除去方法及び除去装置 - Google Patents

Description

本発明はＦＭ受信に関し、特にマルチパスノイズ除去方法及び除去装置の改良に関する。

近年、ＦＭ放送の受信機、特に車載ラジオにおいては、耳障りなパルス性ノイズやマルチパスノイズの除去もしくは耳障りでなくする点の要求が非常に強くなっており音質の向上が求められている。

ＦＭ放送の受信機においては、アンテナや高周波増幅回路で構成されるフロントエンドから出力された信号を、周波数変換回路において中間周波数（一般的に国内では１０．７ＭＨｚが用いられる場合が多い、以下「ＩＦ」という。）の信号（ＩＦ信号）に変換した後、増幅し、ＦＭ検波回路によりＦＭ復調処理を行う。ここで増幅されたＩＦ信号は一定の振幅でありＩＦ信号に含まれるＦＭ成分もＩＦに対して十分小さい周波数変動の信号である。ところが、マルチパスノイズ発生時にはＩＦ信号のレベルや周波数が急激に変動することが知られている。

図１５はマルチパスノイズ発生時のＩＦ信号のレベル変動の例を示す図であり、図１６はＦＭ検波回路の出力におけるマルチパスノイズ発生部分の一部を拡大表示した図である。図１５から分かるようにマルチパスノイズ発生時には、ＩＦ信号のレベルがＴ１−Ｔ２間のように急激に小さくなったりＩＦ信号が無くなるような影響を受ける。

従来のＦＭ検波回路では、ＦＭ検波後の信号からマルチパスノイズ除去用の信号を生成し、該信号を使用してＦＭ検波出力からマルチパスノイズを除去している（特許文献１〜３参照）。

特開平２−２８３１２９号公報 特開２００１−３６４２２号公報 特開平６−１７７７８６号公報

図１３は、特許文献２に記載されたマルチパスノイズ除去装置（第１の従来技術）を示す図である。第１の従来技術は、ＦＭ受信機の構成として、フロントエンド１２、ＩＦ増幅手段１３、ＦＭ検波手段１４、マルチパスノイズ除去手段１５、雑音除去手段１６、ステレオ復調手段１７、増幅手段１８、スピーカー１９、２０、ＳＰ手段２１、ＨＣ手段２２から構成される。

ここでマルチパスノイズ除去手段１５は、ＦＭ検波手段１４からのＦＭ検波信号からパルス性の高周波雑音を検出するＨＰＦ１５ａ、入力信号の絶対値に対応する信号を出力する絶対値化手段（ＡＢＳ）１５ｂ、ＡＢＳ１５ｂからの信号レベルの出力をマルチパスノイズと判断するため閾値と比較する比較手段１５ｃ、マルチパスノイズと判断する閾値を生成する閾値生成手段１５ｄ、ＦＭ検波信号をマルチパスノイズの検出処理期間遅延させる遅延手段１５ｅ、遅延手段１５eの出力を比較手段１５ｃで作成した信号により保持する保持手段１５ｆから構成される。また、雑音除去手段１６はイグニッションノイズに代表されるパルス状ノイズの除去処理を行うものである。

第１の従来技術では、ＨＰＦ１５ａはＦＭ検波信号からマルチパスノイズの高い周波数成分を通過させ、個々のスパイクノイズに対応する波形を出力する。ＡＢＳ１５ｂは、この出力を絶対値化してマルチパスノイズ検出信号とし、比較手段１５ｃと閾値生成手段１５ｄにそれぞれ出力する。比較手段１５ｃは、前記マルチパスノイズ検出信号と閾値生成手段１５ｄが出力する閾値とを比較し、前記マルチパスノイズ検出信号を２値化したゲート信号を出力する。なお、閾値生成手段１５ｄでは入力したマルチパス検出信号を一定期間の平滑化した値に基づき前記閾値を生成する。遅延手段１５ｅは、ＦＭ検波手段１４からのＦＭ検波信号に対して、ＨＰＦ１５ａ、ＡＢＳ１５ｂ、比較手段１５ｃ及び閾値生成手段１５ｄによりゲート信号を出力するのに要する時間分の遅延時間を与えることによりタイミング合わせを行うものである。

保持手段１５ｆは、遅延手段１５ｅによるＦＭ検波信号の遅延により、マルチパスノイズの発生する直前のＦＭ検波信号の値を比較手段１５ｃが出力するゲート信号の期間保持する。つまり、マルチパスノイズを構成する個々のスパイク状ノイズは、マルチパスノイズの発生する直前のＦＭ検波信号を保持した値と実質的に置き換えることにより雑音除去を行う。

第１の従来技術では、ＦＭ検波信号から図１６の例えばＴ１−Ｔ２間に代表されるようなマルチパス成分（スパイク状の信号成分）を抽出し、マルチパスノイズ除去用の信号を作成し、該信号の作成処理の時間分遅延されたＦＭ検波信号からマルチパス部分の出力を抑圧し、その期間はマルチパスが検出される直前の信号を補間信号として出力することでマルチパスの除去を行うものである。

図１４は、特許文献３に記載されたインパルス性ノイズ除去装置（第２の従来技術）を示す図である。第２の従来技術は、インパルス性ノイズ雑音除去装置の構成として、ＦＭ信号のＩＦ信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換回路３３、ＴＡＮ^−１型復調回路３４、マルチパスノイズ除去手段３５から構成される。マルチパスノイズ除去手段３５は、遅延回路としてのシフトレジスタ３５ａ、減算器３５ｃ、３５ｅ、閾値回路３５ｄ、３５ｆ、オア回路３５ｇ、シフトレジスタ３５ｈ、補間値算出部３５ｉ、補間区間判定部３５ｊ、補間回路３５ｂから構成される。

第２の従来技術では、入力したＩＦ信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてディジタル信号とし、ＴＡＮ^−１型復調回路３４でＦＭ復調し、復調されたディジタル復調出力値をシフトレジスタ３５ａにより遅延し、減算器３５ｃ、３５ｅにより入力値と複数の遅延出力値との減算値をそれぞれ生成する。閾値回路３５ｄ、３５ｆは各減算器３５ｃ、３５ｅの出力値が所定値以上であるか否かを判断し、補間区間判定部３５ｊは各閾値回路３５ｄ、３５ｆの出力の論理和回路３５ｇ出力により補間区間を決定し、補間値算出部３５ｉで当該補間区間の補間値を生成する。そして、補間回路３５ｂは前記補間値でノイズ部分を含むディジタル復調出力値を直線補間により補間することでノイズ除去を行う。なお、シフトレジスタ３５ｈはノイズ部分の検出されたタイミングと補間のタイミングを整合させるものである。

第１の従来技術では、マルチパスノイズの検出をＦＭ検波出力の信号レベルを所定閾値により判定するものである。例えばＦＭ検波出力を全波整流の処理を行い、ローパスフィルタを通過させレベル判定を行うことにより実現される。かかる手法では、図１６に示すように定期的にマルチパスによる影響が検波出力に現れる場合はフィルタの特性などでマルチパスノイズが検出されないこともあり、また、補間処理後もフィルタの処理遅延等による検出タイミングずれにより補間前より聴感上ノイズが感じられる場合もある。また、非常に短いパルス性ノイズへの追従性等、検出条件に応じた高精度なマルチパスノイズの検出、除去を行うには複数の検出回路が必要となり、システムの大型化や制御の複雑さを生じるという問題もある。

第２の従来技術では、ＴＡＮ^−１型復調器が使用されているが、ＴＡＮ^−１値の算出段階のようなＦＭ検波過程でノイズ除去を行うものではなく、やはりＦＭ検波後の音声帯域の出力である入力値とその複数の遅延出力値との減算値と所定の閾値とを比較してノイズ検出を行うものである。この従来技術は、サンプリング毎の処理を行うものの、複数の減算器の出力の論理和によりノイズの検出を行う構成を採用しているように、基本的にはサンプリング単位でのノイズ検出及び除去処理を行うものではなく、ノイズを含む所定の範囲でのノイズ検出及び除去処理を行う原理に基づくものである。

何れの従来技術でもＦＭ復調出力からノイズ除去用の信号等を生成してノイズを除去する方法であり、ＦＭ復調出力とノイズ除去用の信号との同期用に遅延時間の大きい遅延手段が必要となり、処理遅延時間合わせなど設計の複雑化やシステム規模の増大など、設計・製造面でのデメリットも大きい。
以上のような問題点はマルチパスノイズの検出及び除去をＦＭ検波後の音声帯域の信号において行うことにも起因するものである。

（目的）
本発明の主な目的は、マルチパスノイズ信号の検出及び除去をＦＭ検波の処理過程で行うことにより、サンプリング時間単位でのノイズの検出及び除去を行うマルチパスノイズ除去方法及び除去装置を提供することにある。

本発明の他の目的は、マルチパスノイズ信号の検出及び除去を小さな回路構成で実現することを可能とし、設計・製造面のデメリットを最小に抑えたマルチパスノイズ除去方法及び除去装置を提供することにある。

本発明の他の目的は、サンプリング時間単位の簡単な制御で検出タイミングずれの無いマルチパスノイズ信号の検出及び除去を可能とするマルチパスノイズ除去方法及び除去装置を提供することにある。

本発明はマルチパスノイズ信号の検出及び除去をＴａｎ^−１型検波の処理過程で行う構成でなり、ＩＦ信号のサンプリング時間単位でＴａｎ^−１値を算出して瞬間角速度を求め、サンプリング時間単位の位相変化分である角速度を求め、当該角速度と所定の閾値とを比較し、前記閾値を越える角速度を特定の補正値に補正する。ノイズ検出の閾値には、（ＩＦ信号の中心周波数±ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数を使用し、ノイズ除去には、サンプリング時間単位に前記閾値以下又は閾値その値に固定すること、又は移動平均や直線補間により行うことによりマルチパスノイズの除去を行う。また、ＦＭ検波は角速度からオフセット値（ＩＦ信号の中心周波数／サンプリング周波数）を単に除去することにより実現する。つまり、
本発明のマルチパスノイズ除去方法は、ＩＦ信号を複素数化するステップと、複素数化したＩＦ信号からシステムのサンプリング時間単位でＴａｎ^−１値を算出することにより瞬間角速度を求めるステップと、サンプリング時間単位の瞬間角速度からサンプリング時間単位の位相変化分である角速度を求めるステップと、サンプリング時間単位の角速度と所定の閾値とを比較するステップと、前記閾値を越えるサンプリング時間単位の角速度を特定の値に補正するステップと、を備えることを特徴とし、前記閾値は（ＩＦ信号の中心周波数±ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数であり、前記補正するステップは、前記角速度が（ＩＦ信号の中心周波数＋ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数より大きい値の場合に、当該角速度を前記（ＩＦ信号の中心周波数＋ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数を超えない第１の特定の値に補正し、前記角速度が（ＩＦ信号の中心周波数−ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数より小さい値の場合に、当該角速度を前記（ＩＦ信号の中心周波数−ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数を下回らない第２の特定の値に補正するステップであることを特徴とする。

本発明のマルチパスノイズ除去装置は、ＩＦ信号を複素数化するＩ／Ｑ分離手段と、複素数化したＩＦ信号からシステムのサンプリング時間単位でＴａｎ^−１値である瞬間角速度を算出するＴａｎ^−１値算出手段と、サンプリング時間単位の瞬間角速度からサンプリング時間単位の位相変化分である角速度を求める角速度算出手段と、角速度算出手段で求まったサンプリング時間単位の角速度と所定の閾値とを比較する比較手段と、前記閾値を越えるサンプリング時間単位の角速度を特定の補正値に補正する雑音除去手段と、を備えることを特徴とし、前記閾値は（ＩＦ信号の中心周波数±ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数であり、前記雑音除去手段は、前記角速度が（ＩＦ信号の中心周波数＋ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数より大きい値の場合に、当該角速度を前記（ＩＦ信号の中心周波数±ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数を超えない第１の特定の値に補正し、前記角速度が（ＩＦ信号の中心周波数−ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数より小さい値の場合に、当該角速度を（ＩＦ信号の中心周波数−ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数を下回らない第２の特定の値に補正することを特徴とする。

また、前記補正値は、前記角速度が（ＩＦ信号の中心周波数＋ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数より大きい値の場合は、（ＩＦ信号の中心周波数＋ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数であり、前記角速度が（ＩＦ信号の中心周波数−ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数より小さい値の場合は、（ＩＦ信号の中心周波数−ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数であることを特徴とする。

更に、前記発明において前記補正値は、最新のサンプリングより以前の角速度の移動平均により算出した値、又は、マルチパスノイズ信号検出の前後の最新のサンプリングより角速度の直線補間により算出した値とする。

本発明によれば、ＩＦ信号のサンプリング時間単位でＴａｎ^−１値の算出により瞬間角速度を求め、サンプリング時間単位の位相変化分である角速度を求め、当該角速度と所定の閾値とを比較し、前記閾値を越える角速度を特定の補正値に補正するように構成しているから、サンプリング単位での高速なノイズ検出及び除去処理が可能である。

また、Ｔａｎ^−１型ＦＭ検波における角速度の算出、処理段階でマルチパスノイズの検出及びノイズ除去の処理を行うように構成することにより、マルチパスノイズ検出、除去及びＦＭ検波の全て処理回路をＴａｎ^−１型検波回路内に構成することが可能であり、ＦＭ復調装置の小型化を実現することが可能である。

更に、本発明はサンプリング時間単位の処理によりＦＭ検波出力又はその処理出力からノイズ検出及び除去を行う従来技術に比べ、大きな処理遅延を生じることなく、処理遅延に対する遅延調整の回路構成を簡略化することが可能である。

特に、ノイズ検出には、算出した角速度について、閾値として（ＩＦ信号の中心周波数±ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数を使用して実現し、ノイズ除去には、サンプリング時間単位に前記閾値の範囲内又はその閾値に固定、補正すること、又は移動平均や直線補間により補正することにより、マルチパスノイズの除去を実現することが可能である。
また、本発明によればＦＭ検波は、瞬間角速度の変化分の角速度からオフセット値（ＩＦ信号の中心周波数／サンプリング周波数）を単に除去することにより簡単に実現できる。

（実施の形態１）
図１は、本発明のＦＭ受信におけるマルチパスノイズ除去方法及び除去装置の第１の実施の形態を示す図である。
ＦＭ受信装置は、フロントエンド２、ＩＦ増幅手段３、ＦＭ検波手段４、ステレオ復調手段７、増幅手段８、スピーカー９、１０、ＳＰ手段１１、ＨＣ手段１２から構成される。

ＦＭ検波手段４は、ＩＦ信号を複素化するＩ／Ｑ分離手段４ａ、ディジタル信号処理で処理を行うＴａｎ^−１値算出手段４ｂ、Ｔａｎ^−１値算出手段４ｂの出力（Ｔａｎ^−１値）から遅延比較により位相変化分に相当する角速度を算出する角速度算出手段４ｃ、角速度からマルチパスノイズ信号を検出するため、第１及び第２の特定の閾値と比較しマルチパスノイズ信号の検出時にノイズ検出信号を出力する比較手段４ｄ、前記閾値を生成して出力する閾値手段４ｅ、比較手段４ｄが出力するノイズ検出信号により角速度を補正し雑音除去を行う雑音除去手段４ｆ、雑音除去手段４ｆの出力からオフセット値を除去し、ＦＭ復調信号を出力するオフセット除去手段４ｇで構成される。以上の構成から分かるようにマルチパスノイズの検出処理はＦＭ検波手段４内で実行される。

本実施の形態ではＦＭ検波にディジタル信号処理で行うＴａｎ^−１型検波手法が採用される。Ｔａｎ^−１型検波ではサンプリング時間単位の位相角情報（以下「瞬間角速度」という）を求め、サンプリング時間単位の前後の瞬間角速度の差（角速度）を算出する（以下「遅延比較」という）（西村芳一著「ＤＳＰ処理のノウハウ」ＣＱ出版社 ISBN4-7898-3352-6、第５章5-1-2参照）。次に算出した角速度からＩＦの中心周波数／サンプリング周波数を減算することによりオフセット値としての中心周波数成分を除去してＦＭ検波信号を出力する。必要によりＦＭ検波信号に合成されている制御信号やステレオ信号の合成信号を処理することによりＦＭ検波を完了する。

図２は、Ｔａｎ^−１型検波手法によるＦＭ検波（復調）の原理を示す図である。Ｔａｎ^−１型検波の原理は、ＩＦ信号をヒルベルトフィルタなどの使用により実軸と虚軸の直交座標系の２つの信号値に変換し、位相角情報を求めるためＴａｎ^−１の関数を使用して瞬間角速度を求め、位相の微分が周波数であることからサンプル間の位相変化分（角速度）を計算し、この角速度をＦＭ検波された信号成分として出力するものである。具体的には、Ｉ／Ｑ分離手段４ａ〜オフセット除去手段４ｇにおいて以下の処理を行う。

Ｉ／Ｑ分離手段４ａは、ＩＦ信号（ｓｉｎ（ｘ））３ａを入力し、所定のサンプリング周波数でディジタル信号のＩＦ信号ｓｉｎ（ｘ）とし、このＩＦ信号ｓｉｎ（ｘ）と、ヒルベルトフィルタ等の９０度移相器を通過させたＩＦ信号ｃｏｓ（ｘ）とを生成して出力するＩ／Ｑ分離を行い、ＩＦ信号を複素数化する。

Ｔａｎ^−１値算出手段４ｂは、複素数化されたサンプリング時間単位の信号ｓｉｎ（ｘ）、ｃｏｓ（ｘ）を入力し、サンプリング時間単位にｓｉｎ（ｘ）／ｃｏｓ（ｘ）の演算を行い、Ｔａｎ^−１（ｘ）の値を求める。次にＴａｎ^−１（ｘ）と（ｘ）の関係を記憶したテーブルを参照し、Ｔａｎ^−１（ｘ）の各サンプルを（ｘ）に変換して瞬間角速度を求める。

角速度算出手段４ｃは、現在のサンプリング時間（時点）の瞬間角速度と前のサンプリング時点の瞬間角速度と遅延比較を行い各サンプル（ｘ）の変化分（角速度）を求める。
角速度算出手段４ｃの出力は、後述する雑音除去手段４ｆを介した後、オフセット除去手段４ｇにおいて、各サンプリング時点で発生するオフセット値（ＩＦの中心周波数分）を取り除くことによりＦＭ復調信号を生成して出力する。

次に、図１に示す比較手段４ｄ、閾値手段４ｅ及び雑音除去手段４ｆによるＦＭ検波信号に関するマルチパスノイズの検出及び雑音除去について説明する。

Ｔａｎ^−１型検波ではＩＦ信号をサンプリングしたディジタル信号により処理される。各サンプリング時間単位のディジタル信号からＴａｎ^−１値として得られる瞬間角速度は、搬送波の中心周波数（ＩＦ周波数）の最大周波数偏移が±７５ｋＨｚの場合、
（ＩＦ±７５ｋＨｚ）/サンプリング周波数
の範囲の値となる。

閾値手段４ｅは、サンプリング時間単位の瞬間角速度の上限値（（ＩＦ＋７５ｋＨｚ）/サンプリング周波数）と下限値（（ＩＦ−７５ｋＨｚ）/サンプリング周波数）を閾値として生成し比較手段４ｄに出力する。比較手段４ｄは、閾値手段４ｅから入力した前記閾値と、角速度算出手段４ｃからの角速度とを比較し、比較結果が閾値外（角速度＜（ＩＦ−７５ｋＨｚ）/サンプリング周波数、（ＩＦ＋７５ｋＨｚ）/サンプリング周波数＜瞬間角速度）ならば、マルチパスノイズの検出を示すノイズ検出信号を雑音検出手段４ｆに出力する。雑音検出手段４ｆは前記ノイズ検出信号を入力すると角速度算出手段４ｃの出力に対するノイズ除去の処理を行う。

図３は第１の実施の形態のマルチパスノイズ除去処理のフローチャートを示す図である。ステップ１では複素数化されたディジタル信号のＩＦ信号を入力する。ステップ２では入力したＩＦ信号に対し前述のＴａｎ^−１値の演算を行い瞬間角速度を算出する。ステップ３ではステップ２で算出した瞬間角速度について遅延比較を行い、サンプリング時間単位の位相変化分（角速度）の算出を行う。ステップ４ではステップ３で算出した角速度が上限値（ＩＦ＋７５ｋＨｚ）／サンプリング周波数）を超えているか否かの判定を行う。角速度が前記上限値を超えた場合、ステップ５で当該角速度を前記上限値に固定する（貼り付ける）。角速度が前記上限値を超えない場合、ステップ６で角速度が下限値（（ＩＦ−７５ｋＨｚ）／サンプリング周波数）を下回っているか否かの判定を行う。角速度が前記下限値を下回った場合、ステップ７で角速度を前記下限値に貼り付ける。以上の処理をディジタル信号のＩＦ信号毎に行うことでノイズ除去の処理を行う。

具体的には、例えばＩＦを１０．７ＭＨｚと仮定した場合、正常動作時におけるサンプリング時間単位の角速度は（１０．７ＭＨｚ±７５ｋＨｚ）/サンプリング周波数の範囲の値となることから、まず、サンプリング時間単位の瞬間角速度を遅延比較して角速度を算出する。算出した角速度が上記範囲外になる場合は上記範囲の上限値又は下限値に固定することでノイズ除去を行う。ノイズ除去を行った角速度からオフセット値１０．７ＭＨｚ／サンプリング周波数を除いて、±７５ｋＨｚの信号成分を抽出しＦＭ検波（復調）を行う。

以上のように本実施の形態では、ＦＭ検波の過程で角速度を正常動作時の範囲内の値に修正し、修正した値でＦＭ検波処理を行うことによりマルチパスノイズの除去を行うことを特徴とする。

図４は、マルチパスノイズが含まれるＩＦ信号のＦＭ検波に本実施の形態を用いた場合の信号例を示す図である。図４（ａ）にはマルチパスノイズが含まれるＩＦ信号を示し、図４（ｂ）には前記ＩＦ信号から算出した角速度についてマルチパスノイズの影響により前述の上限値及び下限値を越える部分（Ｔ０’−Ｔ０、Ｔ１−Ｔ２、…、Ｔ１１−Ｔ１２）について、前記上限値及び下限値に貼り付けた波形を示している。なお、図４（ｂ）の角速度の出力波形は制御信号及びステレオ信号等が合成されている場合の波形例である。

図５は、本実施の形態によりＦＭ検波（復調）した音声帯域出力の波形を示す図である。図５（ａ）はマルチパスノイズを除去していない音声帯域出力の波形を示し、図５（ｂ）は本実施の形態を用いてマルチパスノイズを除去した場合の音声帯域出力の波形を示している。マルチパスノイズの影響が生じている区間、Ｔ１−Ｔ２間、Ｔ３−Ｔ４間、…、Ｔ７−Ｔ８間について、図５（ａ）と図５（ｂ）の復調信号に現れるスパイク状のノイズ振幅を比較すると、本実施の形態を使用した図５（ｂ）ではノイズ成分が軽減していることが確認できる。

図６は、それぞれの音声帯域出力をＦＦＴ処理した結果（周波数特性）を示す図である。それぞれの周波数特性内の周波数帯域Ｆ１−Ｆ２とマグニチュードＬ１ＦＦＴ−Ｌ２ＦＦＴとで囲まれた部分を注目すると、周波数帯域Ｆ１−Ｆ２は０Ｈｚ〜１９ｋＨｚの音声帯域であり、Ｌ１ＦＦＴ−Ｌ２ＦＦＴの周波数成分を比較すると、本実施の形態を使用した場合は、マルチパスノイズの除去を行わない場合に比べ除去音声帯域に現れるノイズ成分が約１２ｄＢ程度少ないことからマルチパスノイズ成分が充分除去されていることが確認できる。

以上の本実施の形態の復調出力の音声帯域出力に対し、従来技術のようにノイズ部分を抑圧し、抑圧された期間にノイズ部分の直前の信号を補間信号として出力する処理を付加することにより、さらに１２ｄＢの性能の向上を見込める。

（実施の形態２）
図７は、本発明の第２の実施の形態の構成を示す図である。本実施の形態の受信機の全体構成は図１に示す実施の形態と同様であり、また、ＦＭ検波手段４におけるＴａｎ^−１型検波及びマルチパスノイズ信号の検出も第１の実施の形態と同様な方法で処理する。

第２の実施の形態のＦＭ検波手段４は、ＩＦ信号を複素数化するＩ／Ｑ分離手段４ａ、ディジタル信号処理で瞬間角速度を算出するＴａｎ^−１値算出手段４ｂ、Ｔａｎ^−１値算出手段４ｂの出力から遅延比較により角速度を算出する角速度算出手段４ｃ、サンプリング単位の角速度の信号列を保存するためのバッファメモリ４ｈ、角速度と所定の閾値とを比較しマルチパスノイズ信号の検出時にノイズ検出信号を出力する比較手段４ｄ、前記閾値を生成して出力する閾値手段４ｅ、比較手段４ｄが出力するノイズ検出信号に基づいて前記バッファメモリ４ｆの内容を使用して雑音除去手段４ｆで使用する雑音除去用補間値を生成して出力する雑音除去用補間値生成手段４ｉ、角速度のマルチパスノイズ期間に雑音除去用補間値を補間することにより雑音除去を行う雑音除去手段４ｆ、雑音除去手段４ｆの出力からオフセット値を除去し、ＦＭ復調信号を出力するオフセット除去手段４ｇで構成される。

図８、図９は、第２の実施の形態の処理フローチャートを示す図である。本実施の形態は、マルチパスノイズ期間の角速度をマルチパスノイズ発生直前までの角速度の短期間の移動履歴情報を利用して補間することによりマルチパスノイズを除去するものである。補間期間が長期になる場合を想定して、マルチパスノイズ発生直前の角速度の正負のピーク値を保持しておき、補間の処理の継続により補間値が両ピーク値を越える場合には、補間値の更なる増大又は減少をそれぞれ減少又は増大に切り替えることにより角速度の異常値の発生を防止している。

図８においてステップ１０ではマルチパスノイズの検出処理を行う。マルチパスノイズの検出処理は図９に示す処理フローチャートで実行される。図９のステップ１で複素数化されたＩＦ信号を入力し、ステップ２で入力したＩＦ信号に対しＴａｎ^−１値の演算を行い、瞬間角速度の算出を行う。ステップ３で算出した瞬間角速度について遅延比較を行い、サンプリング時間単位の位相変化分に相当する角速度の算出を行う。ステップ４とステップ５では算出された角速度が、ＦＭ変調の周波数に関する上限値（ＩＦ＋７５ｋＨｚ）／サンプリング周波数）を超えているか否か、同下限値（ＩＦ−７５ｋＨｚ）／サンプリング周波数）を下回っているか否かを判断し、角速度が上限値（ＩＦ＋７５ｋＨｚ）／サンプリング周波数）を越えているか、下限値（ＩＦ−７５ｋＨｚ）／サンプリング周波数）を下回っている場合、マルチパスノイズが発生していると判定し、ステップ７でマルチパスノイズの検出を示す検出フラグであるマルチパスノイズ検出フラグを「１」（ノイズ検出）とする処理を行い、角速度が下限値（ＩＦ−７５ｋＨｚ）／サンプリング周波数）以上且つ上限値（ＩＦ＋７５ｋＨｚ）／サンプリング周波数）以下の場合、マルチパスノイズが発生していないと判定し、ステップ６でマルチパスノイズ検出フラグを「０」（ノイズ非検出）とする処理を行う。

次に、図８に示すステップ１０で、マルチパスノイズ検出フラグ「０」（ノイズ非検出）の場合、ステップ１１で、角速度をシステムのサンプリング単位でバッファに保存する。ステップ１２ではバッファに保存された角速度から移動平均値の演算処理を行う。例えば、或るサンプリング時点の直後のサンプリング時点及びその以降にマルチパスノイズが検出された場合にそのサンプル値に代えて補間するための移動平均を利用した補間値を算出するため、前記移動平均に関するデータとして、バッファに保存された角速度を用い、各サンプリング時点で当該サンプリング以前の所定数の角速度（サンプリング値）の変化量の平均値（「移動平均値」という）を求める。なお、移動平均値は角速度の経時的な増加又は減少の状況により正又は負の値となる。更にステップ１３では、バッファに保存された角速度から各サンプリング時点でそれ以前の所定数のサンプリング値の角速度の振幅の正側と負側の最新の２つのピーク値を検出してピークホールド値（Ｐ１、Ｐ２）として保持するピークホールド処理を行う。ステップ１４ではステップ１２の演算結果およびステップ１３の測定結果を保存する。

ステップ１０でマルチパスノイズ検出フラグ「１」（ノイズ検出）の場合、ステップ１５で、１つ前のサンプリング時点でもマルチパスノイズが検出されたか否かを判定する判定処理を行う。ステップ１５の判定結果、マルチパスノイズが検出されない場合（ＮＯ）、ステップ１６で最初のマルチパスノイズの検出に対する補間処理として、その直前のサンプリング時点の角速度に、ステップ１２で算出し保存した移動平均値を加算して、当該サンプリング時点の補間値（補正サンプル値）として補間する。ステップ１５の判定結果、マルチパスノイズが検出された場合（ＹＥＳ）、ステップ１７で少なくとも２回目以上のマルチパスノイズの検出に対する補間処理として、前回の補間値に、ステップ１２で算出し保存した移動平均値を加算して、当該サンプリング時点の補間値（補正サンプル値）として補間する。

次にステップ１８では、ステップ１６又はステップ１７の処理結果の補間値をステップ１４で保持した正側及び負側の２つのピークホールド値（Ｐ１、Ｐ２）と比較し、正側及び負側の２つのピークホールド値（Ｐ１、Ｐ２）の範囲内であればリターン（ＲＥＴＵＲＮ）し、前記処理結果の補間値が正側及び負側の２つのピークホールド値又はその範囲外であれば、ステップ１６又はステップ１７で使用する移動平均値の極性を反転させた後、リターン（ＲＥＴＵＲＮ）する。

図１０は、第２の実施の形態の角速度の補間結果を示す図である。図１０（ａ）はマルチパスノイズの影響を受けたＩＦ信号を示し、図１０（ｂ）はマルチパスノイズの影響を受けた部分について移動平均値を利用して補間した角速度を示している。補間区間の角速度は、移動平均値の極性の反転制御により２つのピークホールド値（Ｐ１、Ｐ２）の範囲内で変化するように制御され、適正な補間が実現される。

本実施の形態において、ピークホールド値の生成及び角速度の補正方法として、所定数の角速度のサンプリング値の信号振幅の正側と負側の２つのピーク値を使用する代わりに、現時点で処理中の角速度に対し、それ以前の一定間隔、たとえば０．１秒単位で角速度の正側及び負側のピーク値をホールドすることにより前記ピークホールド値とし、その値を超えない範囲である特定の値に角速度の補正を行うように構成することが可能である。

第１の実施の形態では、マルチパスノイズ除去の手法として角速度をその正常範囲の上限値もしくは下限値の所定数に貼り付けるような補間を行うものであるが、第２の実施の形態は移動平均値を使用することにより、マルチパスノイズ信号が含まれている角速度からマルチパスノイズ信号が含まれていない角速度を類推して補間するものであるから、第１〜第２の実施の形態と比較して、マルチパスノイズを除去するとともに、角速度の歪みを抑制することができ、ノイズの除去効果を高めることができる。なお、移動平均値はシステムのサンプリング周波数／５８ｋＨｚ以上のサンプリング数で演算するのが望ましい。

（実施の形態３）
図１１は、第３の実施の形態の動作の処理フローチャートを示す図である。本実施の形態の構成は図７に示す第２の実施の形態と同様である。第３の実施の形態は角速度を所定の範囲の値に補正する他の処理方法を利用するものであり、マルチパスノイズの検出がされている期間の角速度をマルチパスノイズの検出直前のサンプリング時点と同検出直後のサンプリング時点の角サンプル値の間を直線補間することにより、マルチパスノイズの影響を除去するものである。

ステップ１０は図９に示すステップ１からステップ８までのマルチパスノイズ検出処理を行う。つまり前述と同様にサンプリング時点毎に、マルチパスノイズの発生が検出された場合はマルチパスノイズ検出フラグを「１」とし、マルチパスノイズの発生が検出されない場合はマルチパスノイズ検出フラグを「０」とする処理を行う。

ステップ１０において、マルチパスノイズ検出フラグ「１」（ノイズ検出）の場合、ステップ２２で、１つ前のサンプリング時点でもマルチパスノイズが検出されたか否かを判断する判定処理を行う。ステップ２２の判定がＮＯの場合、つまりマルチパスノイズが最初に検出された場合、ステップ２３でマルチパスノイズの発生を検出したサンプリング数（マルチパスノイズ検出サンプリング数）をカウンタにより計数し、カウント値を１とする処理を行いリターン（ＲＥＴＵＲＮ）する。ステップ２２の判定がＹＥＳの場合、つまり連続してマルチパスノイズが発生を検出した場合、ステップ２４で、カウンタのマルチパスノイズ検出サンプリング数に＋１を加算する処理を行いリターン（ＲＥＴＵＲＮ）する。つまり、ステップ１０、２２、２３、２４では、マルチパスノイズの発生が検出されている期間のサンプリング時点毎のサンプリング数をカウンタに計数する動作を行う。

ステップ１０において、マルチパスノイズ検出フラグ「０」（マルチパスノイズ非検出）の場合、ステップ１８でＦＭ出力信号をサンプリング単位でバッファに保存する。バッファにはマルチパスノイズが発生していない時点のサンプリング値のみが保存される。ステップ１９では角速度のサンプリング値の保存時にカウンタのマルチパスノイズ検出サンプリング数が０か否か、つまりその直前までのマルチパスノイズの発生の有無を判定する。判定結果、サンプリング数が０の場合（ＹＥＳ）、マルチパスノイズによる補間は不要であるからリターン（ＲＥＴＵＲＮ）し、また判定結果がサンプリング数が１以上の場合（ＮＯ）、つまり、マルチパスノイズが発生していた場合、ステップ２０でマルチパスノイズの検出がされている期間の角速度を、バッファに保存されている前回のサンプリング値（マルチパスノイズの検出直前のサンプリング時点のサンプル値）と、バッファに保存されている今回のサンプリング値（マルチパスノイズの終了直後のサンプリング時点のサンプル値）の間を、サンプリング数の個数の直線補間値により補間する。ステップ２１では、補間処理の終了によりカウンタのサンプリング数カウント値を０にクリアしてリターン（ＲＥＴＵＲＮ）する。

図１２は、第３の実施の形態の角速度の補間結果を示す図である。図１２（ａ）はマルチパスノイズの影響を受けたＩＦ信号を示し、図１２（ｂ）はマルチパスノイズを受けた部分を直線補間した角速度を示している。

以上のように第３の実施の形態では、実質的に角速度算出手段４ｃからの角速度と閾値４ｄとの比較結果、角速度に閾値外となる区間が発生した場合、その区間はマルチパスノイズ信号の影響を受けていると判断して、マルチパスノイズ信号と判断された区間と、当該区間の前後に存在する正常な値をバッファメモリ４ｈから読み出し、雑音除去用補間信号生成手段４ｉでは、正常な受信状態の角速度と、マルチパスノイズ信号の影響が無くなった後の角速度を使用し、マルチパスノイズ信号の影響が検出された場合、信号間の直線補間値を演算する。この直線補間の演算結果を使用して、雑音除去手段４ｆはマルチパスノイズ信号の影響を受けている部分の補間処理を行うものである。

（他の実施の形態）
第１の実施の形態では角速度を正常な範囲の値に修正する方法として、角速度と所定の上限値と下限値の閾値との比較結果、閾値外の場合はそれぞれ正常時の角速度の上限値及び下限値に貼り付ける例を説明したが、比較する閾値と補正に使用する貼り付けの値を複数用いて制御する方法が考えられる。具体的には、マルチパスノイズの検出と補正に使用する閾値をＦＭ放送の最大周波数偏移幅に対応する値に加えて、ＦＭ放送におけるステレオ放送の帯域幅（±５６ｋＨｚ）及びモノラル放送の帯域幅（±１６ｋＨｚ）に対応する値を使用することにより、マルチパスノイズの影響をより良好に除去することができる。

他の実施の形態として、マルチパスノイズが頻繁に発生する場合には、ＦＭモノラル放送の信号帯域幅による閾値を使用してマルチパス検出と角速度の上限値と下限値への貼り付けを行い、従来使用していたステレオセパレーションをモノラルにすることで、聴感上の良好なノイズ低減を図るように構成することができる。

以上の実施の形態では、角速度からマルチパスノイズを検出する閾値（（ＩＦ信号の中心周波数＋ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数）及び（（ＩＦ信号の中心周波数−ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数）を雑音除去の第１及び第２の特定の値とする例を説明したが、それぞれの値は（ＩＦ信号の中心周波数＋ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数）以下の第１の特定の値及び（（ＩＦ信号の中心周波数−ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数）以上の第２の特定の値（但し、第１の特定の値＞第２の特定の値）等で実現可能できることは明らかであり、特に、第１及び第２の特定の値をそれぞれ（（ＩＦ信号の中心周波数＋ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数）及び（（ＩＦ信号の中心周波数−ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数）の近傍の値とすると好適である。

本発明の第１の実施の形態を示す図である。 Ｔａｎ^−１型検波手法のＦＭ検波の原理を示す図である。 第１の実施の形態のマルチパスノイズ除去処理のフローチャートを示す図である。 マルチパスノイズが含まれるＩＦ信号のＦＭ検波に本実施の形態を用いた場合の信号例を示す図である。 第１の実施の形態によりＦＭ検波（復調）した音声帯域出力の波形を示す図である。 音声帯域出力をＦＦＴ処理した結果（周波数特性）を示す図である。 第２の実施の形態の構成を示す図である。 第２の実施の形態の処理フローチャートを示す図である。 第２の実施の形態の処理フローチャートを示す図である。 第２の実施の形態のマルチパスノイズの除去を示す図である。 第３の実施の形態の処理フローチャートを示す図である。 第３の実施の形態の角速度の補間結果を示す図である。 第１の従来技術の構成を示す図である。 第２の従来技術の構成を示す図である。 ＩＦ信号及びＦＭ検波出力に対するマルチパスノイズの影響を示す図である。 図１５に示すマルチパスノイズ発生部分の一部を拡大表示した図である。

符号の説明

１ アンテナ
２ 受信機のフロントエンド
３ ＩＦ増幅手段
３ａ ＩＦ出力
３ｂ Ｓメータ出力
４ ＦＭ検波手段
７ ステレオ復調手段
８ 低周波増幅手段
９、１０ スピーカー
１１ ステレオセパレーション制御手段（ＳＰ手段）
１２ ハイカット制御手段（ＨＣ手段）
４ａ Ｉ／Ｑ信号分離手段
４ｂ Ｔａｎ^−１値算出手段
４ｃ 角速度算出手段
４ｄ 比較手段
４ｅ 閾値手段
４ｆ 雑音除去手段
４ｇ オフセット除去手段
４ｈ バッファメモリ
４ｉ 雑音除去用補間値生成手段

Claims (10)

1. ＩＦ信号を複素数化するステップと、複素数化したＩＦ信号からシステムのサンプリング時間単位でＴａｎ^−１値を算出することにより瞬間角速度を求めるステップと、サンプリング時間単位の瞬間角速度からサンプリング時間単位の位相変化分である角速度を求めるステップと、サンプリング時間単位の角速度と所定の閾値とを比較するステップと、前記閾値の範囲を越えるサンプリング時間単位の角速度を特定の値に補正するステップと、を備えることを特徴とするマルチパスノイズ除去方法。
2. 前記閾値は（ＩＦ信号の中心周波数±ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数であり、前記補正するステップは、前記角速度が（ＩＦ信号の中心周波数＋ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数より大きい値の場合に、当該角速度を前記（ＩＦ信号の中心周波数＋ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数を超えない第１の特定の値に補正し、前記角速度が（ＩＦ信号の中心周波数−ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数より小さい値の場合に、当該角速度を前記（ＩＦ信号の中心周波数−ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数を下回らない第２の特定の値に補正するステップであることを特徴とする請求項１記載のマルチパスノイズ除去方法。
3. 前記補正値は、前記角速度が（ＩＦ信号の中心周波数＋ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数より大きい値の場合は、（ＩＦ信号の中心周波数＋ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数であり、前記角速度が（ＩＦ信号の中心周波数−ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数より小さい値の場合は、（ＩＦ信号の中心周波数−ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数であることを特徴とする請求項２記載のマルチパスノイズ除去方法。
4. 前記補正値は、最新のサンプリングより以前の角速度の移動平均により算出した値とすることを特徴とする請求項１又は２記載のマルチパスノイズ除去方法。
5. 前記補正値は、マルチパスノイズ信号検出の前後の最新のサンプリングより角速度の直線補間により算出することを特徴とする請求項１又は２記載のマルチパスノイズ除去方法。
6. ＩＦ信号を複素数化するＩ／Ｑ分離手段と、複素数化したＩＦ信号からシステムのサンプリング時間単位でＴａｎ^−１値である瞬間角速度を算出するＴａｎ^−１値算出手段と、サンプリング時間単位の瞬間角速度からサンプリング時間単位の位相変化分である角速度を求める角速度算出手段と、角速度算出手段で求まったサンプリング時間単位の角速度と所定の閾値とを比較する比較手段と、前記閾値を越えるサンプリング時間単位の角速度を特定の補正値に補正する雑音除去手段と、を備えることを特徴とするマルチパスノイズ除去装置。
7. 前記閾値は（ＩＦ信号の中心周波数±ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数であり、前記雑音除去手段は、前記角速度が（ＩＦ信号の中心周波数＋ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数より大きい値の場合に、当該角速度を前記（ＩＦ信号の中心周波数±ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数を超えない第１の特定の値に補正し、前記角速度が（ＩＦ信号の中心周波数−ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数より小さい値の場合に、当該角速度を（ＩＦ信号の中心周波数−ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数を下回らない第２の特定の値に補正することを特徴とする請求項６記載のマルチパスノイズ除去装置。
8. 前記補正値は、前記角速度が（ＩＦ信号の中心周波数＋ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数より大きい値の場合は、（ＩＦ信号の中心周波数＋ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数であり、前記角速度が（ＩＦ信号の中心周波数−ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数より小さい値の場合は、（ＩＦ信号の中心周波数−ＦＭ変調の最大周波数偏移）／サンプリング周波数であることを特徴とする請求項７記載のマルチパスノイズ除去装置。
9. 前記補正値は、最新のサンプリングより以前の角速度の移動平均により算出した値とすることを特徴とする請求項６又は７記載のマルチパスノイズ除去装置。
10. 前記補正値は、マルチパスノイズ信号検出の前後の最新のサンプリングより角速度の直線補間により算出することを特徴とする請求項６又は７記載のマルチパスノイズ除去装置。

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