WO2007122923A1

WO2007122923A1 - 雑音抑圧装置

Info

Publication number: WO2007122923A1
Application number: PCT/JP2007/055266
Authority: WO
Inventors: Shinya Gozen
Original assignee: Panasonic Corporation
Priority date: 2006-04-24
Filing date: 2007-03-15
Publication date: 2007-11-01
Also published as: JPWO2007122923A1; US20090274251A1; JP4531837B2; CN101411074B; US8050646B2; CN101411074A

Abstract

　弱電界性パルスノイズを精度よく抑圧する雑音抑圧装置を提供する。　帯域制限部（５）は、ＦＭベースバンド信号を復調して得られるコンポジット信号を、所定の周波数以下の帯域に帯域制限してモノラルオーディオ信号を出力する。パルス検出部（６２）は、帯域制限部（５）によって出力されたオーディオ信号中のパルスノイズを検出する。パルス判定部（６３）は、検出されたパルスノイズと対応するコンポジット信号中の位置にパルスノイズが含まれている場合、パルス検出部（６２）の検出結果が有効であると判定する。パルス抑圧部（６４）は、パルス判定部（６３）によって検出結果が有効と判定された場合、オーディオ信号中で検出されたパルスノイズを抑圧する。具体的には、オーディオ信号に同期したコンポジット信号の振幅値を閾値と比較し、コンポジット信号の振幅が閾値を超える場合にパルスノイズと判定する。

Description

明細書

雑音抑圧装置

技術分野

[0001] 本発明は、低電界強度の FM (周波数変調)ラジオ受信機の雑音抑圧およびノイズキャンセルを行う雑音抑圧装置およびノイズキャンセル技術に関するものである。背景技術

[0002] 一般に、 FMラジオ受信機では各種ノイズに対しての対策が講じられ、音質の改善が図られている。特に車載用ラジオ受信機では、例えばエンジン回転やワイパーや電動ミラー等が要因で発生するパルスノイズが問題となる場合があり、これを除去するためのノイズキャンセル技術が提案され用いられて！/、る。

[0003] 一方で、ラジオ受信機の場合、受信電界の低下に伴、背景ノイズのレベルが増大する。このノイズは弱電界ノイズと呼ばれる白色性のノイズである力このような電界低下時では前記パルスノイズキャンセラが背景ノイズによって誤動作するという課題があった。そこで、例えば、 AGC (Automatic Gain Control)回路とノイズ検出回路を備えたパルスノイズキャンセル技術が提案されている（特許文献 1参照。；)。図 1、図 2及び図 3に従来のパルスノイズキャンセル技術の概略を示す。図 1は、従来のパルスノィズキャンセラの構成を示すブロック図である。図 2 (a)はパルスノイズ発生時における HPF (ハイパスフィルタ）出力と AGC出力との関係を示す図である。図 2 (b)は電界低下時における HPF出力と AGC出力との関係を示す図である。図 2 (c)は電界低下時かつパルスノイズ発生時における HPF出力と AGC出力との関係を示す図である。

[0004] 図 1において、従来のパルスノイズキャンセラは、遅延器 100、パルス検出部 200、パルス抑圧部 300を備える。 FMコンポジット信号はパルス検出部 200に入力され、パルスノイズが検出される。同時に、 FMコンポジット信号は検出遅延分の遅延器 10 0を通過後、パルス抑圧部 300で当該検出区間のパルスノイズが除去される。パルス検出部 200は、ハイパスフィルタ（HPF) 201、 AGC回路 202、比較器 203力らなり、ハイパスフィルタ 201は、 FMコンポジット信号の高域成分のみを通過させる。 AGC 回路 202はハイパスフィルタ 201の出力信号レベルに応じて利得制御をかける。具体的には、図 2 (a)に示すように、ハイパスフィルタ出力がパルスノイズのみである場合には、整流された信号レベルが小となるため AGC出力ゲインは大のままである。これに対し、図 2 (b)に示すように、ハイパスフィルタ出力の背景ノイズが増大してくると、整流された信号レベルが大となるため AGC出力ゲインは小となり利得制御して背景ノイズでの誤検出を抑える。パルス検出部 200は、 AGC回路 202の出力レベルと所定の閾値 (請求項でいう「第 2の閾値」）とを比較し、 AGC出力レベルが閾値を超えた場合をパルスノイズとして検出し、ノルス抑圧部 300を制御する。ここで、図 2 (b)に示すように、電界低下時に AGC回路 202で利得制御された場合にはパルスノイズレベルまでリミットされるため、初期の閾値のままではパルスノイズさえも検出されな!、。そこで、図 2 (c)に示すように、 AGC回路 202の出力ゲインに応じて閾値を制御することで電界低下時でも誤検出なくパルスノイズを検出することができる。パルス抑圧部 300は、パルス未検出期間中は入力された信号をそのまま出力し、パルス検出された区間では例えば検出区間の直前の値をホールドするような補間回路によって実現できる。

特許文献 1：特許第 3213495号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

し力しながら、さらに受信電界が低下し一定レベル以下の弱電界となると、白色性の背景ノイズ以外にパルス性のノイズも発生する。従来のアナログ方式のラジオ受信装置では IFアンプなどの挿入により、信号の振幅を増幅し、受信電界強度を高めることができるので、弱電界時のパルスノイズは問題とならなかった。これに対し、デジタル方式のラジオ受信装置では、入力信号の長時間の平均に基づく振幅制御を行うよりも、サンプル単位で電界強度に対応した処理を行うことが可能であるため、あえて IFアンプを実装しな!、。このためにこのようなパルスノイズの影響が顕著に現れて、除去しなければいけないというような課題がある。このような弱電界状態では、背景ノィズが支配的となるためパルスノイズのみを検出することが非常に困難となり、誤検出が要因で音の歪が発生するなどの誤動作が発生するという課題がある。この理由を図 3 (a)及び図 3 (b)を用いて以下に説明する。 [0006] 図 3 (a)は、強電界時の FMコンポジット信号、ローパスフィルタ出力およびパルスノィズの周波数特性を示す図である。図 3 (b)は、弱電界時の FMコンポジット信号、口一パスフィルタ、パルスノイズおよび背景ノイズの周波数特性を示す図である。図 3 (a )に示すように、 FMコンポジット信号は、モノラル放送用の（L+R)信号 901とステレォ放送用の (L— R)信号 902とを含んで、る。受信された FM信号がモノラル放送である力ステレオ放送であるかは、 19kHzのパイロット信号 905があるか否かによって判断される。また、受信された FM信号に含まれるパルスノイズ 903は全周波数帯域の成分を含んで、るため、ハイパスフィルタでコンポジット信号帯域より高域の成分を抽出することで、パルスノイズ 903を検出することができた。一方で、弱電界時には、図 3 (b)に示すように、背景ノイズ 906が大きくなる。 FM放送の特徴として、この背景ノィズ 906は、高域になるほど大きくなるため、コンポジット信号より高域の成分を抽出してもパルスノイズ 903を精度よく検出することが困難になる。

[0007] そこで、弱電界性パルスノイズを除去するためには、コンポジット信号に対してではなぐより狭帯域化されたモノラルオーディオ信号 (すなわち、（L+R)信号 901)で検出'除去するのが有効である。狭帯域化することにより、背景ノイズ 906の影響を低減させ、パルスノイズ 903を検出しやすくすることが可能となる。ローパスフィルタの周波数特性 904は、概ね 15kHz以下の帯域の（L+R)信号 901を FMコンポジット信号力も抽出するために、概ね 20kHz以下の帯域を通過させる。従って、図 3 (a)に示したように、強電界時には、（L+R)信号 901よりも高域で、かつ、ローパスフィルタを通過する帯域、すなわち、 15kHzから 20kHzの間のパルスノイズ 903を検出すればよいと考えられる。

[0008] しかしながら、実際には 15kHzから 20kHzの間のみの信号 (パルスノイズ 903)を精度よく抽出できるフィルタは非常に高価であり非現実的である。一方で、現実的なフィルタではパルスノイズ 903とモノラルオーディオ信号に含まれる楽曲の高域成分、例えば、シンバルの音や音声の「サ行」の音などとの判別が困難である。従って、従来手法をそのままオーディオ信号帯域に転用してもパルスノイズの誤検出を招き、出力オーディオ信号に、誤検出されたパルスノイズを抑圧することによる音の歪を生じさせてしまうという課題がある。 [0009] 本発明は、係る課題を解決するもので、受信電界の低下によって発生する弱電界性のパルスノイズの除去を目的とし、誤動作なく大きな音質改善効果を得ることができる雑音抑圧装置を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0010] 前記課題を解決するために、本発明の雑音抑圧装置は、周波数変調された信号に含まれる低電界強度におけるパルスノイズを抑圧する雑音抑圧装置であって、 FM ベースバンド信号を復調して得られるコンポジット信号を、所定の周波数以下の帯域に帯域制限してオーディオ信号を出力する帯域制限手段と、前記帯域制限手段によつて出力された前記オーディオ信号中のパルスノイズを検出するパルス検出手段と、前記コンポジット信号を入力とし、前記コンポジット信号の高域成分において、前記ォ一ディォ信号中で検出されたパルスノイズと対応する位置にパルスノイズが含まれている場合、前記パルス検出手段による前記検出結果が有効であると判定するパルス判定手段と、前記パルス判定手段によって、前記パルス検出手段の検出結果が有効であると判定された場合、前記オーディオ信号中に検出されたパルスノイズを抑圧するパルス抑圧手段とを備えることを特徴とする。

[0011] なお、本発明は、装置として実現できるだけでなぐその装置を構成する処理手段をステップとする方法として実現したり、それらステップをコンピュータに実行させるプログラムとして実現したり、そのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な CD ROMなどの記録媒体として実現したり、そのプログラムを示す情報、データ又は信号として実現したりすることもできる。そして、それらプログラム、情報、データ及び信号は、インターネット等の通信ネットワークを介して配信してもよ!/、。

発明の効果

[0012] 本発明によれば、オーディオ信号中の弱電界性パルスノイズの検出区間に同期したコンポジット信号サンプルの振幅値を所定の閾値と比較し、検出区間中のコンポジット信号の振幅が閾値を超える場合にパルスノイズであると判定することで、オーディォ信号中のパルスノイズと信号の高域成分との判別を行う。これにより、誤動作なく弱電界性パルスノイズを除去し、大きな音質改善効果を得ることができる。さらに、本発明によれば、弱電界性パルスノイズを除去した後に、周波数領域でのノイズサブトラクシヨンを行う。これにより、パルスノイズを含んだオーディオ信号の周波数スペクトルが、パルスノイズのスペクトルに起因してレベル上昇することを抑制することができる。これにより、オーディオ信号の周波数スペクトル力も電界強度に応じたノイズパターンを除去し、より原音に近いオーディオ信号を再生することが可能になるという効果がある図面の簡単な説明

[図 1]図 1は従来のノルスノイズキャンセラの構成を示すブロック図である。

[図 2]図 2 (a)はパルスノイズ発生時における HPF出力と AGC出力との関係を示す図である。図 2 (b)は電界低下時における HPF出力と AGC出力との関係を示す図である。図 2 (c)は電界低下時かつノルスノイズ発生時における HPF出力と AGC出力との関係を示す図である。

[図 3]図 3 (a)は、強電界時の FMコンポジット信号、ローパスフィルタ出力およびパルスノイズの周波数特性を示す図である。図 3 (b)は、弱電界時の FMコンポジット信号、ローパスフィルタ、パルスノイズおよび背景ノイズの周波数特性を示す図である。

[図 4]図 4は本発明の雑音抑圧装置を用いた FMラジオ受信機の構成を示すブロック図である。

[図 5]図 5 (a)は、パルスノイズを含んだコンポジット信号の波形の一例を示す図である。図 5 (b)は、パルスノイズを含んだオーディオ信号の波形の一例（サイン波）を示す図である。

[図 6]図 6は変調率検出部を備える FMラジオ受信機の構成を示すブロック図である。

[図 7]図 7はコンポジット処理部を備える FMラジオ受信機の構成を示すブロック図である。

[図 8]図 8は本発明の実施の形態 2の弱電界性パルスノイズキャンセラを用いた FMラジォ受信機の構成を示すブロック図である。

[図 9]図 9は実施の形態 2の変形例 1である FMラジオ受信機の構成を示すブロック図である。

[図 10]図 10は図 4に示したノイズ抑圧部の後段に、弱電界ノイズキャンセル部を備えた実施の形態 3の FMラジオ受信機の構成を示すブロック図である。 [図 11]図 11は図 10に示した弱電界ノイズキャンセル部の内部構成を示すブロック図である。

符号の説明

1 アンアナ

2 フロントエンド

3 IF処理部

4 FM復調部

5 帯域制限部

51 コンポジット処理部

6、 60、 600、 610 ノイズ抑圧

8 弱電界ノイズキャンセル部

61 遅延器

62 パルス検出部

63 パルス判定部

64 パルス抑圧部

65 遅延器

66 比較器

67 ノッファ

68, 69, 100 遅延器

70 立上り z立下り検出部

71 比較器

72 アンド回路

200 パルス検出部

201 ハイパスフィルタ

202 AGC回路

203 比較器

300 パルス抑圧部

801 FFT咅 802 ノイズパターン格納部

803 減算器

804 IFFT咅

発明を実施するための最良の形態

[0015] 以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

[0016] (実施の形態 1)

図 4は、本発明の雑音抑圧装置を用いた FMラジオ受信機の構成を示すブロック図である。図 4に示す FMラジオ受信機は、電界強度が低いとき、コンポジット信号から低域のモノラルオーディオ信号を抽出して、抽出されたモノラルオーディオ信号に含まれるパルスノイズを検出し、検出されたパルスノイズと同じタイミングでコンポジット信号中にパルスノイズが検出された場合、そのパルスノイズを抑圧する本発明の雑音抑圧装置 (帯域制限部とノイズ抑圧部)を備えた FMラジオ受信機であって、アンテナ 1、フロントエンド 2、 IF処理部 3、 FM復調部 4、帯域制限部 5、ノイズ抑圧部 6を備える。図 4の FMラジオ受信機において、アンテナ 1はラジオ信号を受信する。フロントエンド 2は、受信されたラジオ信号を中間周波 (IF)信号に変換する。 IF処理部 3は、 IF信号をベースバンド (BB)信号へと変換する。 FM復調部 4は、 BB信号をコンポジット信号に復調する。帯域制限部 5は、電界強度が高いときには、高域を含むコンポジット信号力も (L+R)信号と (L— R)信号とを取り出し、それらをミキシングして Lと R とのステレオオーディオ信号を出力する。一方、電界強度が低いときには、復調されたコンポジット信号力も低域だけ、例えば、 20kHz以下の帯域だけを抽出し、 (L+R )信号で表されるモノラルオーディオ信号を出力する。ノイズ抑圧部 6は、電界強度が高いとき、帯域制限部 5から出力されるステレオオーディオ信号を何もせず通過させる。電界強度が低いとき、帯域制限部 5から出力されるモノラルオーディオ信号にノィズ抑圧処理を適用後、ノイズ抑圧されたモノラルオーディオ信号を外部のスピーカやヘッドホンなどに出力する。すなわち、帯域制限部 5とノイズ抑圧部 6とは「周波数変調された信号に含まれる低電界強度におけるパルスノイズを抑圧する雑音抑圧装置」の機能を備え、そのうち、帯域制限部 5は「FMベースバンド信号を復調して得られるコンポジット信号を、所定の周波数以下の帯域に帯域制限してオーディオ信号を出力する帯域制限手段」の機能を備える。一般にノイズ抑圧処理には、ノルスノイズキャンセルのほか、セパレーシヨン制御やノヽィカットなど様々な音質改善技術が提案されて!/、るが、本実施例では弱電界性パルスノイズキャンセルにつ!/、てのみ説明する。

[0017] 弱電界性パルスノイズキャンセラであるノイズ抑圧部 6は、遅延器 61、パルス検出部 62、パルス判定部 63、パルス抑圧部 64、遅延器 65及び比較器 66を備える。遅延器 61はパルス検出部 62での処理時間分だけ、帯域制限部 5の出力であるモノラルオーディォ信号を遅延させる。パルス検出部 62は、「前記帯域制限手段によって出力された前記オーディオ信号中のパルスノイズを検出するパルス検出手段」の機能を備え、帯域制限部 5が出力するモノラルオーディオ信号を入力として、パルスノィズ候補を検出しパルス検出信号を出力する。パルス検出部 62は、例えば図 1にあげたハイパスフィルタを用いる従来パルス検出手法と同様の構成とする。すなわち、パルス検出部 62は、図 1に示したパルス検出部 200と同じ構成であり、入力されるォーディォ信号中にパルスノイズを検出して、パルス検出信号を出力する。なお、ここでは、パルス検出信号は、パルスノイズが検出されている状態と、検出されていない状態とを表すものであればよぐパルス検出信号が具体的にどのような信号であるかは問わない。続いて、パルス判定部 63は、ノルス検出区間におけるオーディオ信号がパルスノイズであるか否かを判定し、パルス検出区間におけるオーディオ信号がパルスノイズであれば、検出遅延分の遅延器 61を通過した入力オーディオ信号のノルスノイズをパルス抑圧部 64で除去する。パルス検出区間におけるオーディオ信号がパルスノイズであるか否かを判定する方法は、以下の通りである。

[0018] 図 5 (a)は、パルスノイズを含んだコンポジット信号の波形の一例を示す図である。

図 5 (b)は、パルスノイズを含んだオーディオ信号の波形の一例（サイン波）を示す図である。図 5 (a)に示すように、電界強度が低いときには、コンポジット信号には高周波成分が多く含まれている。一方、図 5 (b)に示すように、オーディオ信号はパルスノィズを除いて周波数の低い信号である。ただし、オーディオ信号でも「サ」行の音などは図 5 (b)に示すような波形とは異なり、高周波成分を含んでいるので、単純にハイパスフィルタの出力をゲイン調整して閾値と比較しただけではパルスノイズと誤検出されることがある。しかし、コンポジット信号とオーディオ信号との間には、図 5 (a)及び図 5 (b)とを比較して判るように、オーディオ信号にノルスノイズが含まれて、る場合には、コンポジット信号にも、これと対応する位置にノルスノイズが含まれるという関係がある。これを利用して、パルス判定部 63は、次のようにして、パルス検出区間におけるオーディオ信号がパルスノイズであるか否かを判定する。すなわち、パルス判定部 63は、遅延器 65によってパルス検出信号と同期が保たれたコンポジット信号を、比較器 66で所定の閾値 (請求項でいう「第 1の閾値」）と比較して、パルス検出区間においてコンポジット信号の振幅が閾値を超えた場合にパルスノイズであると判定する。また、パルス判定部 63は、ノルス検出区間においてコンポジット信号の振幅が閾値以下である場合には、オーディオ信号中で検出されたパルスノイズは、例えば、「サ」行の音や楽曲のシンバルの音などであって、誤検出されたオーディオ信号であると判定する。すなわち、遅延器 65、比較器 66及びパルス判定部 63は、「前記コンポジット信号を入力とし、前記コンポジット信号において、前記オーディオ信号中で検出されたノルスノイズと対応する位置にパルスノイズが含まれて、る場合、前記パルス検出手段による前記検出結果が有効であると判定するパルス判定手段」の機能を備える。このうち比較器 66は、「入力された前記コンポジット信号全帯域の振幅と第 1 の閾値とを比較する第 1の比較器」に相当し、パルス判定部 63は「入力された前記コンポジット信号の振幅が前記位置で前記第 1の閾値を超えた場合に、前記検出結果が有効であると判定する」という機能を備える。

なお、パルス抑圧部 64は、「前記パルス判定手段によって、前記パルス検出手段の検出結果が有効であると判定された場合、前記オーディオ信号中で検出されたパルスノイズを抑圧するパルス抑圧手段」の機能を備え、例えば、パルス検出区間内のオーディオ信号のサンプルの値をパルス検出区間直前のサンプルの値で置き換えることにより、検出されたパルスノイズを抑圧する。遅延器 65は、帯域制限部 5及びパルス検出部 62における処理時間の分だけ、 FM復調部 4から出力されるコンポジット信号を遅延させ、パルス検出信号とコンポジット信号との同期をとる。比較器 66は、遅延器 65で遅延されたコンポジット信号と、閾値とを比較し、比較結果をパルス判定部 63に出力する。比較器 66は、例えば、コンポジット信号と閾値との比較結果として、コンポジット信号が閾値を超えている場合には「1」、コンポジット信号が閾値以下である場合には「0」を出力する。パルス判定部 63では、パルス検出信号を、例えば、パルスノイズが検出されて、る状態では「1」であり、検出されて、な、状態では「0」である信号とした場合、このパルス検出信号とコンポジット信号との論理積をとつて、論理積が「 1」であるときはパノレス検出区間におけるオーディオ信号がパルスノイズであると判定し、論理積が「0」であるときは誤検出であると判定する。

[0020] 以上のように本実施の形態によれば、パルス検出部 62は弱電界時にモノラルォーディォ信号に含まれるパルスノイズを検出するので、背景ノイズの影響がより少なヽ周波数帯域でノルスノイズの候補を検出することができる。さらに、パルス判定部 63 は、オーディオ信号に同期されたコンポジット信号の振幅を閾値と比較して、パルス検出部 62によって検出されたパルスノイズの候補が誤検出でないか否かを検証する。従って、オーディオ信号又はコンポジット信号のいずれか一方だけに基づいてパルスノイズを判定するのではなぐオーディオ信号力検出されたノルスノイズの候補をコンポジット信号の振幅を見て検証するので、より精度よくパルスノイズを判定することができるという効果がある。

[0021] <実施の形態 1の変形例 1 >

なお、比較器 66にお、てコンポジット信号の振幅と比較する閾値 (請求項で、う「第 1の閾値」）は、 FM信号の変調率に応じて可変な値としても良い。変調率とは、被変調信号（ =元音源)の振幅と、変調信号（ = FM変調された信号)の周波数の関係を示す値である。具体的には、被変調信号の最大振幅が変調信号の 75kHzになるのが 100%変調で、同じ振幅値が変調信号の 150kHzになるのが 200%変調である。図 6は、変調率検出部 7を備える FMラジオ受信機の構成を示すブロック図である。変調率検出部 7は、「周波数変調された信号の変調率を検出し、検出した変調率に応じて前記第 1の閾値を生成する変調率検出手段」の機能を備え、例えば FM復調部 4から出力されるコンポジット信号の振幅の短時間平均などによって変調率を算出する。さらに、変調率検出部 7は算出した変調率に対応した閾値電圧を出力する。例えば、変調率検出部 7は、算出された変調率を一定値の閾値に乗算して変調率に対応した閾値電圧を算出する。また、比較器 66は、「前記変調率検出手段によって生成された第 1の閾値とコンポジット信号の振幅とを比較する前記第 1の比較器」の機能を備える。

[0022] 以上のように本変形例 1によれば、比較器 66の閾値を、変調率に応じて可変とするので、音源に依存せずより適切な閾値を動的に設定することができる。すなわち、例えば、変調率が 100%変調である地域での閾値の最適値は、変調率が 50%変調の地域では閾値が高くなりすぎるという問題がある。しかし、比較器 66の閾値を、変調率に応じて可変とすることによって、このような地域間差異を吸収することができる。これにより、ノイズ抑圧部 6は、 FMラジオ受信機を搭載した車が変調率の異なる地域間を移動する場合などであっても、より精度よくパルスノイズを抑圧することができるという効果がある。

[0023] <実施の形態 1の変形例 2>

図 7は、コンポジット処理部 51を備える FMラジオ受信機の構成を示すブロック図である。同図では、 FM復調部 4より前段は、図 4に示した FMラジオ受信機と同様であるので、 FM復調部 4より後段の構成のみ図示している。図 7に示すように、変形例 2 の FMラジオ受信機は、 FM復調部 4、コンポジット処理部 51及びノイズ抑圧部 60を備える。ノイズ抑圧部 60は、遅延器 61、パルス検出部 62、パルス判定部 63、ノルス抑圧部 64、遅延器 65、比較器 66及びバッファ 67を備える。 FMラジオ受信機において、一般的にはコンポジット処理部 51の内部で、帯域制限部 5と同様にコンポジット信号は狭帯域ィ匕されるとともに、さらに、ダウンサンプリングされる。本変形例 2ではコンポジット信号が 320kHzのサンプリング周波数であるのに対し、モノラルオーディォ信号は 40kHzのサンプリング周波数であるとする。このコンポジット信号力コンポジット処理部 51におけるコンポジット処理によって 1Z8にダウンサンプリングされるため、モノラルオーディオ信号 1サンプルに対し、コンポジット信号が 8サンプル存在する。パルス検出信号は、モノラルオーディオ信号 1サンプルごとに出力されるので、パルス検出信号 1サンプルに対し、コンポジット信号が 8サンプル存在することになる。そこで、図 7に示すように比較器 66の前にバッファ 67を備え、このバッファ 67にォーディォ信号 1サンプルに対して、コンポジット信号を 8サンプル保持する。これにより、比較器 66での比較をパルス検出信号 1サンプルに対して 8サンプル分行ヽ、パルス判定を行う。この場合、ノルス判定部 63は、例えば 8サンプル中の 1サンプルでも閾値を超えた場合にパルスノイズであると判定する。

[0024] 以上のように、本実施の形態 1のノイズ抑圧部 60によれば、オーディオ信号 1サンプルにつき、この場合例えば、コンポジット信号 8サンプルでパルスノイズか否かを検証することになるため、より精度よくパルスノイズを判定し、抑圧することができるという効果がある。

[0025] (実施の形態 2)

図 8は、本発明の実施の形態 2の弱電界性パルスノイズキャンセラを用いた FMラジォ受信機の構成を示すブロック図である。同図では、図 4と同機能であるアンテナ 1、フロントエンド 2、 IF処理部 3の表記を省略している。また、 FM復調部 4への入力は図 4と同様に BB信号である。本実施の形態 2の FMラジオ受信機は、 FM復調部 4、コンポジット処理部 51及びノイズ抑圧部 600を備える。ノイズ抑圧部 600は、パルス検出信号の立上りから立下りまでの区間をパルス検出区間とし、このパルス検出区間内でノルスノイズ候補として検出された信号がパルスノイズであるカゝ否かを判定して、パルスノイズであると判定した場合にそのパルスノイズを抑圧する。ノイズ抑圧部 600 は、遅延器 61、パルス検出部 62、パルス判定部 63、パルス抑圧部 64、遅延器 65、比較器 66、ノッファ 67、遅延器 68、遅延器 69及び立上り/立下り検出部 70を備える。

[0026] 以下、実施の形態 1との差分について説明する。パルス検出部 62は、「前記オーディォ信号を入力とするハイパスフィルタ（図 1の HPF201)と、前記ハイパスフィルタの出力と第 2の閾値とを比較する第 2の比較器（図 1の比較器 203)とを備え、前記ハイパスフィルタの出力が前記第 2の閾値を超えたときに立上がり、前記ノ、ィパスフィルタの出力が前記第 2の閾値以下となったときに立下がるパルス検出信号を出力する前記パルス検出手段」の機能を備える。

[0027] 立上り Z立下り検出部 70は、パルス検出部 62によってパルスノイズ候補が検出されたときに出力されるパルス検出信号を監視し、ノルス検出信号の立上りと立下りを検出する。すなわち、立上り Z立下り検出部 70は、「前記パルス検出手段から出力されたパルス検出信号の立上りと立下りとを検出して、前記オーディオ信号中で検出された前記パルスノイズの区間を測定する立上り z立下り検出部」の機能を備える。立上り Z立下り検出部 70は、パルス検出信号の立上りを検出すると、検出結果として立上り信号を出力し、パルス検出信号の立下りを検出すると、検出結果として立下り信号を出力する。比較器 66によるコンポジット信号の振幅比較は、立上り Z立下り検出部 70が出力する立上り信号で比較を開始し、立下り信号で比較を終了する。パルス判定部 63は、立上り信号によって比較を開始した時点から立下り信号までのパルス検出区間内で例えば 1サンプルでも閾値を超えていた場合にパルスノイズであると判定する。すなわち、パルス判定部 63は、「前記立上り Z立下り検出部で測定された前記区間に相当するコンポジット信号のうち、前記第 1の閾値を超える振幅が所定の回数以上存在した場合に、前記検出結果が有効であると判定する前記パルス判定手段」の機能を備える。具体的に、立上り信号は 1パルスノイズの開始ポイントを、立下り信号は同パルスノイズの終了ポイントを示し、立上り信号から立下り信号までの間のコンポジット信号とはつまりオーディオ信号中の 1パルスノイズに相当するコンポジット信号全てに相当する。例えば、実施の形態 1で例にあげたようにコンポジット信号が 3 20kHzサンプリング、オーディオ信号力 OkHzサンプリングとした場合、パルス検出部 62で 3サンプルが連続でパルスノイズ候補として検出されると、 3 X 8 = 24サンプルのコンポジット信号の振幅を順次閾値と比較し、うち、例えば 1サンプルでも閾値を超えていればパルスノイズである、といった判定をする。遅延器 68、遅延器 69は同数の遅延であり、立上り信号と立下り信号との間のサンプル数分、オーディオ信号を遅延させる。

[0028] また、この場合、パルス抑圧部 64は、例えば、パルス検出信号の立上り直前のォーディォ信号のサンプルの値を保持しておき、ノルス検出信号の立上りから立下りまでのオーディオ信号のサンプルの値を、保持して、る値で置き換えることによってパルスノイズを抑圧できる。

[0029] <実施の形態 2の変形例 1 >

さらに、立上り Z立下り検出部 70でノルス検出信号の立上りと立下りを検出することで、パルスノイズ候補を検出したパルス検出区間長を測定し、判定条件に加えることでより精度の高いパルスノイズ判定を行うことが可能である。例えば、パルス判定部 63が、パルスノイズ候補を検出したパルス検出区間内の 1サンプルでも閾値を超え、かつ、パルスノイズ候補のパルス検出区間長が所定の長さ以下の場合にパルスノィズである、といった判定をすることで、誤検出の頻度を大きく低減させることができる。図 9は、実施の形態 2の変形例 1である FMラジオ受信機の構成を示すブロック図である。 FMラジオ受信機は、パルスノイズ候補が検出されたパルス検出区間長をパルス判定部 63の判定にカ卩味してパルスノイズを抑圧する FMラジオ受信機であって、 F M復調部 4、コンポジット処理部 51及びノイズ抑圧部 610を備える。ノイズ抑圧部 61 0は、遅延器 61、パルス検出部 62、パルス判定部 63、パルス抑圧部 64、遅延器 65 、比較器 66、ノッファ 67、遅延器 68、遅延器 69、立上り/立下り検出部 70、比較器 71及びアンド回路 72を備える。

[0030] 以下では、ノイズ抑圧部 610において図 8に示したノイズ抑圧部 600と異なる構成要素について説明する。比較器 71は、比較器 66とは異なり、 2入力の電圧値を比較するものではなぐ立上り Z立下り検出部 70によって出力される立上り信号から立下り信号までのサンプル数と、所定の閾値 (請求項で!、う「第 3の閾値」 )とを比較するものである。この閾値は、オーディオ信号に含まれるパルスノイズのサンプル数が概ね 3〜5サンプルであるので、例えば、 3〜5程度の整数で与えられる。比較器 71は、立上り信号力も立下り信号までのサンプル数が閾値以下である場合「1」を出力し、立上り信号力も立下り信号までのサンプル数が閾値を超えている場合「0」を出力する。

[0031] 比較器 66は、パルスノイズの候補 1サンプルにっき、 8サンプルのコンポジット信号の振幅と閾値電圧とを比較し、 8サンプルのうち 1サンプルでも閾値を超えると「1」を出力する。コンポジット信号 8サンプルのうち 1サンプルも閾値以下であれば「0」を出力する。

[0032] アンド回路 72は、比較器 66の出力と、比較器 71の出力との論理積を出力する。パルス判定部 63は、遅延器 69から出力されるパルス検出信号がパルスノイズの候補を検出した状態を表しており、アンド回路 72からの出力が「1」のとき、パルスノイズの候補であるサンプルが実際のパルスノイズであると判定し、アンド回路 72からの出力が「0」のとき、パルスノイズの候補は誤検出されたオーディオ信号であると判定する。すなわち、比較器 71、アンド回路 72及びパルス判定部 63は、「前記立上り Z立下り検出部で測定された前記区間の長さが、第 3の閾値以下である場合にのみ、前記検出結果が有効であると判定する前記パルス判定手段」の機能を備える。パルス抑圧部 6 4は、パルス検出信号の立上り直前のオーディオ信号のサンプルの値を保持しておき、パルス検出信号の立上りから立下りまでの区間でパルスノイズであると判定されたオーディオ信号のサンプルの値を、保持して、る値で置き換えることによってパルスノイズを抑圧する。

[0033] 以上のように、本実施の形態によれば、ノイズ抑圧部 610は、パルスノイズの候補が検出された区間、すなわち、パルス検出信号の立上りから立下りまでの区間の長さがあら力じめ定めた閾値 (標準的なパルスノイズのパルス幅)よりも長い場合には、パルスノイズではないと判定するので、より精度よくパルスノイズを判定し、抑圧することができるという効果がある。

[0034] なお、上記実施の形態では、パルスノイズ候補として検出されたオーディオ信号 1 サンプルに対し、コンポジット信号の 1サンプルでも閾値を超えるものがあればパルスノイズと判定したが、本発明はこれに限定されない。例えば、パルスノイズ候補として検出されたオーディオ信号 1サンプルに対し、コンポジット信号の過半数が閾値を超えた場合にパルスノイズと判定するとしてもよい。また、コンポジット信号の連続する 2 サンプル (又は所定のサンプル数)以上が閾値を超えた場合にパルスノイズと判定しても良、し、コンポジット信号の全サンプルが閾値を超えた場合にパルスノイズと判定するとしても良い。

[0035] また、上記実施の形態では、比較器 71において、立上り信号から立下り信号までのサンプル数と、閾値となるサンプル数とを比較すると説明した力必ずしもサンプル数で比較する必要はなぐ例えば、立上り信号から立下り信号までの時間をタイマで計測し、閾値となる時間と比較するとしても良い。

[0036] なお、上記実施の形態では、パルス抑圧部 64は、パルス検出区間内のオーディオ信号のサンプルの値をパルス検出区間直前のサンプルの値で置き換えることにより、検出されたパルスノイズを抑圧すると説明した力本発明はこれに限定されず、他の方法でノルスノイズを抑圧するとしても良い。例えば、パルス検出区間直前のサンプルの値と、パルス検出区間直後のサンプルの値との平均値を求め、その値でパルス検出区間内のオーディオ信号のサンプルの値を置き換えるとしても良い。

[0037] なお、上記実施の形態では、コンポジット信号の全帯域の振幅と閾値とを比較してパルス検出信号の有効性を判定したが、コンポジット信号の高域だけと閾値とを比較してパルス検出信号の有効性を判定してもよ、。

[0038] (実施の形態 3)

なお、上記実施の形態では、ノイズ抑圧部 6が帯域制限部 5から出力されるモノラルオーディオ信号にノイズ抑圧処理 (弱電界性パルスノイズの除去）を適用した後、ノィズ抑圧されたモノラルオーディオ信号を外部のスピーカやヘッドホンなどに出力する場合について説明した。しかし、本発明はこれに限定されない。例えば、ノイズ抑圧部の後段に、さらに弱電界ノイズ (弱電界性ホワイトノイズ)をキャンセルする弱電界ノィズキャンセル部 8を備える構成としてもよい。図 10は、図 4に示したノイズ抑圧部の後段に、弱電界ノイズキャンセル部 8を備えた FMラジオ受信機の構成を示すブロック図である。図 10に示す FMラジオ受信機は、内部に、アンテナ 1で受信された FM ラジオ信号の受信電界強度を測定する図示しない電界強度測定部を備える。この電界強度測定部は、「受信された前記オーディオ信号の電界強度を測定する電界強度測定手段」の機能を備える。図 11は、図 10に示した弱電界ノイズキャンセル部 8の内部構成を示すブロック図である。

[0039] 図 11〖こ示すよう〖こ、弱電界ノイズキャンセル部 8は、 FFT (高速フーリエ変換)部 80 1、ノイズパターン格納部 802、減算器 803および IFFT (逆高速フーリエ変換)部 80 4を備える。上記実施の形態で、すでに説明したように、本発明のノイズ抑圧部から出力されるオーディオ信号は、そのままスピーカやヘッドホンに出力することによってオーディオを再生することができる時間領域の信号である。これに対し、弱電界ノイズキャンセル部 8によるノイズキャンセルは、周波数領域におけるスペクトルサブトラクシヨンによって行われる。 FFT部 801は、「前記パルス抑圧手段によってパルスが抑圧された時間領域のオーディオ信号を周波数領域の周波数スペクトルに変換する周波数変換手段」の機能を備え、ノイズ抑圧部から出力されたオーディオ信号を、高速フ一リエ変換により周波数領域のスペクトルに変換する。ノイズパターン格納部 802は、「あら力じめ定められた電界強度ごとに周波数スペクトルで表されたノイズパターンを格納するノイズパターン格納手段」の機能を備え、あらかじめ定めた電界強度ごとの弱電界性ホワイトノイズのスペクトルパターンを格納する。減算器 803は、「前記ノイズパターン格納手段から前記電界強度測定手段によって測定された電界強度に応じたノイズパターンを読み出し、前記周波数変換手段によって得られた前記周波数スベクトル力も減算するスペクトル減算手段」の機能を備える。減算器 803は、 FFT部 8 01で周波数変換された周波数スペクトルから、ノイズパターン格納部 802から読み出された弱電界性ホワイトノイズのスペクトルパターンを減算する。ノイズパターン格納部 802から読み出されるスペクトルパターンは、当該スペクトルパターンの減算対象である周波数スペクトルとなるオーディオ信号力 SFMラジオ信号として受信されたときの電界強度に対応している。すなわち、ノイズパターン格納部 802からスペクトルパターンを読み出す際の電界強度は、例えば、 FFT部 801における周波数変換の単位となる 1フレーム分のオーディオ信号サンプルのそれぞれの受信電界強度の平均値で求められる。これにより、受信されたモノラル入力信号力ゝら弱電界性パルスノイズが除去された上、さらに弱電界性ホワイトノイズが除去された周波数スペクトルが得られる。 IFFT部 804は、このようにして得られた周波数スペクトルを逆高速フーリエ変換により、時間領域のオーディオ信号に変換する。すなわち、 IFFT部 804は、「前記スベクトル減算手段の減算結果である周波数スペクトルを、周波数領域の周波数スぺクトルカ時間領域のオーディオ信号に逆周波数変換する逆周波数変換手段」の機能を備える。 IFFT部 804から出力された時間領域のオーディオ信号は、スピーカまたはヘッドホンなどに出力され、オーディオとして再生される。

[0040] 以上のように、本実施の形態 3の FMラジオ受信機は、ノイズ抑圧部 6によって弱電界性パルスノイズが除去されたオーディオ信号に対して、周波数領域でのスペクトルサブトラクシヨンにより弱電界性ホワイトノイズを除去するという処理を行う。これにより、スペクトルサブトラクシヨンの適用前にパルスノイズを除去しておくことができるために、パルスノイズのスペクトルに起因するオーディオ信号のスペクトルの力さ上げ（一定値加算)を防止することができ、より精度よく弱電界性ホワイトノイズを除去することができるという効果がある。

[0041] なお、上記実施の形態 3では、図 4に示したノイズ抑圧部 6と弱電界ノイズキャンセル部 8とを組み合わせた例にっ、て説明した力弱電界ノイズキャンセル部 8は本発明のいずれの実施の形態におけるノイズ抑圧部と組み合わせても同様の効果を得ることができる。

[0042] また、上記実施の形態 3では、時間領域のオーディオ信号を、高速フーリエ変換を用いて周波数領域のスペクトルに変換する場合にっ、て説明して、るが、周波数変換の方法は、高速フーリエ変換に限らず、 DCT(discrete cosine transform)および M DCT (modified discrete cosine transform)など他の周波数変換方法を用いるとしてもよい。

[0043] なお、ブロック図（図 4、 6、 7、 8、 9、 10および 11など）において FM復調部 4以降の各機能ブロックは、典型的には集積回路である LSIに実装された DSP(Digital Signal Processor)と、 DSPに実行されるソフトウェアの組み合わせで実現される。また、場合に応じて、 IF処理部 3も LSIに実装されるとしてもよい。これらは個別に 1チップィ匕されても良、し、一部又は全てを含むように 1チップィ匕されても良、。

[0044] また、例えばメモリ以外の機能ブロックが 1チップィ匕されてヽても良!、。

[0045] ここでは、 LSIとした力集積度の違いにより、 IC、システム LSI、スーパー LSI、ウル卜ラ LSIと呼称されることちある。

[0046] また、集積回路化の手法は LSIに限るものではなぐ専用回路又は汎用プロセサで実現してもよい。 LSI製造後に、プログラムすることが可能な FPGA (Field Programma ble Gate Array)や、 LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブノレ ·プロセッサーを利用しても良、。

[0047] さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により LSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積ィ匕を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。

[0048] さらに、各機能ブロックは、論理回路など力もなる専用のハードウェアで構成されても良い。

産業上の利用可能性

[0049] 本発明の雑音抑圧装置は、 FMラジオ受信機における音質改善技術として有用である。特に、人や車の移動等によって電界強度の低下が発生するような携帯ラジオ、携帯電話機に組み込まれたラジオ受信装置および車載用ラジオ受信機の音質改善技術に適している。

Claims

請求の範囲

[1] 周波数変調された信号に含まれる低電界強度におけるパルスノイズを抑圧する雑音抑圧装置であって、

FMベースバンド信号を復調して得られるコンポジット信号を、所定の周波数以下の帯域に帯域制限してオーディオ信号を出力する帯域制限手段と、

前記帯域制限手段によって出力された前記オーディオ信号中のパルスノイズを検出するパルス検出手段と、

前記コンポジット信号を入力とし、前記コンポジット信号において、前記オーディオ信号中で検出されたパルスノイズと対応する位置にパルスノイズが含まれている場合、前記パルス検出手段による前記検出結果が有効であると判定するパルス判定手段と、

前記パルス判定手段によって、前記パルス検出手段の検出結果が有効であると判定された場合、前記オーディオ信号中で検出されたパルスノイズを抑圧するパルス抑圧手段と

を備えることを特徴とする雑音抑圧装置。

[2] 前記パルス判定手段は、入力された前記コンポジット信号全帯域の振幅と第 1の閾値とを比較する第 1の比較器を備え、入力された前記コンポジット信号の振幅が前記位置で前記第 1の閾値を超えた場合に、前記検出結果が有効であると判定することを特徴とする請求項 1記載の雑音抑圧装置。

[3] 前記パルス検出手段は、前記オーディオ信号を入力とするハイパスフィルタと、前記ハイパスフィルタの出力と第 2の閾値とを比較する第 2の比較器とを備え、前記ハイパスフィルタの出力が前記第 2の閾値を超えたときに立上がり、前記ノ、ィパスフィルタの出力が前記第 2の閾値以下となったときに立下がるパルス検出信号を出力し、前記パルス判定手段は、前記パルス検出手段から出力されたパルス検出信号の立上りと立下りとを検出して、前記オーディオ信号中で検出された前記ノルスノイズの区間を測定する立上り Z立下り検出部を備える

ことを特徴とする請求項 1記載の雑音抑圧装置。

[4] 前記パルス判定手段は、前記立上り Z立下り検出部で測定された前記区間に相当するコンポジット信号のうち、前記第 1の閾値を超える振幅が所定の回数以上存在した場合に、前記検出結果が有効であると判定する

ことを特徴とする請求項 3記載の雑音抑圧装置。

[5] 前記パルス判定手段は、前記立上り Z立下り検出部で測定された前記区間の長さ力第 3の閾値以下である場合にのみ、前記検出結果が有効であると判定することを特徴とする請求項 3記載の雑音抑圧装置。

[6] 前記雑音抑圧装置は、さらに、

周波数変調された信号の変調率を検出し、検出した変調率に応じて前記第 1の閾値を生成する変調率検出手段を備え、

前記第 1の比較器は、前記変調率検出手段によって生成された第 1の閾値とコンポジット信号の振幅とを比較する

ことを特徴とする請求項 2記載の雑音抑圧装置。

[7] 前記雑音抑圧装置は、さらに、

前記パルス抑圧手段によってパルスが抑圧された時間領域のオーディオ信号を周波数領域の周波数スペクトルに変換する周波数変換手段と、

受信された前記オーディオ信号の電界強度を測定する電界強度測定手段と、あら力じめ定められた電界強度ごとに周波数スペクトルで表されたノイズパターンを格納するノイズパターン格納手段と、

前記ノイズパターン格納手段から前記電界強度測定手段によって測定された電界強度に応じたノイズパターンを読み出し、前記周波数変換手段によって得られた前記周波数スペクトル力減算するスペクトル減算手段と、

前記スペクトル減算手段の減算結果である周波数スペクトルを、周波数領域の周波数スペクトルから時間領域のオーディオ信号に逆周波数変換する逆周波数変換手段と

を備えることを特徴とする請求項 1記載の雑音抑圧装置。

[8] 周波数変調された信号に含まれる低電界強度におけるパルスノイズを抑圧する雑音抑圧方法であって、

FMベースバンド信号を復調して得られるコンポジット信号を、所定の周波数以下の帯域に帯域制限してオーディオ信号を出力する帯域制限ステップと、前記帯域制限ステップによって出力された前記オーディオ信号中のパルスノイズを検出するパルス検出ステップと、

前記コンポジット信号を入力とし、前記コンポジット信号において、前記オーディオ信号中で検出されたパルスノイズと対応する位置にパルスノイズが含まれている場合

、前記パルス検出ステップによる前記検出結果が有効であると判定するパルス判定ステップと、

前記パルス判定ステップで、前記パルス検出ステップの検出結果が有効であると判定された場合、前記オーディオ信号中で検出されたパルスノイズを抑圧するパルス抑圧ステップと

を含むことを特徴とする雑音抑圧方法。

[9] 周波数変調された信号に含まれる低電界強度におけるパルスノイズを抑圧する雑音抑圧装置のためのプログラムであって、コンピュータに

FMベースバンド信号を復調して得られるコンポジット信号を、所定の周波数以下の帯域に帯域制限してオーディオ信号を出力する帯域制限ステップと、前記帯域制限ステップによって出力された前記オーディオ信号中のパルスノイズを検出するノルス検出ステップと、前記コンポジット信号を入力とし、前記コンポジット信号において、前記オーディオ信号中で検出されたパルスノイズと対応する位置にパルスノイズが含まれて、る場合、前記パルス検出ステップによる前記検出結果が有効であると判定するパルス判定ステップと、前記パルス判定ステップで、前記パルス検出ステップの検出結果が有効であると判定された場合、前記オーディオ信号中で検出されたパルスノイズを抑圧するパルス抑圧ステップとを実行させるプログラム。

[10] 周波数変調された信号に含まれる低電界強度におけるパルスノイズを抑圧する雑音抑圧装置を実装する集積回路であって、

前記帯域制限手段によって出力された前記オーディオ信号中のパルスノイズを検出するパルス検出手段と、前記コンポジット信号を入力とし、前記コンポジット信号において、前記オーディオ信号中で検出されたパルスノイズと対応する位置にパルスノイズが含まれている場合、前記パルス検出手段による前記検出結果が有効であると判定するパルス判定手段と、

を備えることを特徴とする集積回路。