JP4952573B2 - 無線機、制御方法及びプログラム - Google Patents

Description

本発明は、ｔａｎ^-1方式により検波を行なう無線機、制御方法及びプログラムに関するものである。

特許文献１は、小型無線受信機におけるクリックノイズの防止について開示する（特許文献１の段落０００１）。該クリックノイズとは、具体的にはレシーバ（特許文献１の図４の符号３５）への音声信号を増幅するＡＦ増幅器のオン、オフに伴って生じるものである（特許文献１の段落０００６）。特許文献１の小型無線受信機では、ＡＦ増幅器をオフへ切替える信号を速動遅延復旧回路（特許文献１の図１の符号９）により遅延させることにより、ＡＦ増幅器がオンからオフへ切替わる回数が低減し、クリックノイズの発生が防止される（特許文献１の段落００１２）。

一方、ＦＭの検波器として古くからフォスターシーレー型、レシオ型、パルスカウント型及びクォドラチャ型等が用いられ、回路部品によるアナログ的な手法により実現されてきた。ただし、昨今のデジタル化及び狭帯域化により、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）やＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）によるデジタル的手法で検波器を実現することも多くなっている。通信方式自体がデジタルの場合、検波方法はシンボルクロックを再生してデータを再現する同期検波方式や遅延検波方式が扱い易いが、アナログＦＭとの共用機の場合、振幅成分に影響されにくく、精度のよい（高調波ビート等の発生しない）ｔａｎ^-1方式が優れている。

図９はｔａｎ^-1検波を採用する従来の無線機１５０の主要部ブロック図、図１０は図９の無線機１５０の各箇所における信号波形を示す。無線機１５０の素子において、本発明の実施形態として後述する無線機１０の要素と同一のものについては、無線機１０の要素に付した符号と同一の符号を付して、説明は省略し、主要点について説明する。ｔａｎ^-1器３１から出力される位相情報は、差分器３６及び遅延器３７から成る微分回路により微分されて、周波数情報へ変換される。アナログＦＭ及びデジタル信号処理器３８は、周波数情報に基づきオーディオ信号を生成する。

ＦＭ方式は、アンテナからの受信電力が小さくなった場合、受信機熱雑音が発生する（ガウスノイズ）。ＦＭ検波にはリミッタが用いられ、この信号を複素平面上に表すとリミッタ振幅を半径とする円が描かれるが（ｔａｎ^-1検波のときは単位円）、ガウスノイズが大きくなると複素平面上の原点（原点ｏから右へ延びる軸）を超えて逆回転する場合がある。この場合、検波波形にはインパルス性のノイズが発生し、受信感度は著しく下がる。このノイズは一般的にクリックノイズといわれる。

図１０において、ｃ１，ｃ２はそれぞれ差分器３６及び遅延器３７から成る微分回路の入力側及び出力側の信号波形である。ｃ１の位相が複素平面上の原点を超えて逆回転すると、ｃ１の位相が＋２π又は−２π変化するとともに、ｃ２では、それに伴いクリックノイズが生じる。

デジタルの変調方式がＱＰＳＫのような振幅変動を伴う変調方式である場合、ベースバンドフィルタの構成によっては、ガウスノイズがなくても原点を回ってしまうことがある。例えば、ＡＰＣＯ Ｐ−２５方式で規定されるＣＱＰＳＫはベースバンドフィルタにレイズドコサインフィルタを用い、このαの値は０．２とされている。この場合、ガウスノイズがほとんどない強電界であっても、シンボルの±３／４π成分が原点を回ってしまい、±５／４πとなって現れてしまう。したがって、±５／４πの成分は、±３／４πと同等になるような処理を行うのだが、これには原点付近を通過した時に正確に検波できるように検波器が１サンプルで２πを表現できるよう設計する。
特開平６−２９８８０号公報

ｔａｎ^-1検波方式の利点は、デジタル変調方式とアナログＦＭ方式の両方に対応することができることであるが、上記したようにアナログでは原点を逆回転するクリックノイズが不要な成分であることに対し、デジタル変調方式では、正確に表す必要のある成分となる。また、ノイズスケルチを実現させようとした場合、クリックノイズはインパルス性のノイズであるため、全周波数帯域に成分が発生し、スケルチのバンドパス領域までばたつかせてしまう。

これに対処するため、従来はノイズスケルチから得られる信号にリミッタをかけたり、大きな平均をかけ、ヒステリシスを持たせるなどして、工夫されてきた。アナログＦＭの音声品質改善という意味では、コンパンダを用いるなどして、ガウスノイズとクリックノイズを低減するなどしていた。これらの対策は、実際に回路を作ってから、カットアンドトライで微調整していく等、工数もかかり、また、効果も限定的であった。

なお、特許文献１はクリックノイズについて言及するものの、該クリックノイズは、受信機熱雑音としてのガウスノイズに起因するものではなく、音声信号増幅器のオン、オフに起因するものをそのように称呼しているだけであり、特許文献１に開示されている技術は、受信信号の位相変化がガウスノイズ等のために複素平面上を反対周りしたものに検出されてしまって、生じるクリックノイズへの対策としては参考にならない。

本発明の目的は、製造時の煩雑な調整作業を排除しつつ、ｔａｎ^-1検波方式におけるアナログＦＭ受信時のクリックノイズ発生を抑制することができる無線機、制御方法及びプログラムを提供することである。

本発明によれば、ＦＭ受信信号のＩ，Ｑ成分より瞬時位相としての元位相を抽出し、該元位相が所定の位相範囲より進み側又は遅れ側となった時は、補正量に−２π又は＋２π、加算して、該補正量を更新する。そして、元位相に補正量を加算した位相を周波数偏移量算出における微分処理対象として出力する。

本発明の無線機は次のものを備えている。
ＦＭ受信信号からそのＩ，Ｑ成分より求めた瞬時位相を元位相として抽出する元位相抽出手段、
前記元位相の変化量が所定の位相範囲内か、該位相範囲より進み側であるか遅れ側であるかを判定する判定手段、
前記元位相が前記位相範囲より進み側又は遅れ側となった時は、補正量をそれに−２π又は＋２π加算した値に更新する補正量更新手段、及び
元位相に前記補正量を加算した位相を周波数偏移量算出における微分処理対象として出力する位相出力手段。

本発明の無線機制御方法は次のステップを備えている。
ＦＭ受信信号からそのＩ，Ｑ成分より求めた瞬時位相を元位相として抽出する元位相抽出ステップ、
前記元位相の変化量が所定の位相範囲内か、該位相範囲より進み側であるか遅れ側であるかを判定する判定ステップ、
前記元位相が前記位相範囲より進み側又は遅れ側となった時は、補正量をそれに−２π又は＋２π加算した値に更新する補正量更新ステップ、及び
元位相に前記補正量を加算した位相を周波数偏移量算出における微分処理対象として出力する位相出力ステップ。

本発明のプログラムは、本発明の無線機の各手段としてコンピュータを機能させる。

本発明によれば、クリックノイズの原因となって元位相が所定の位相範囲の内から外になった時に生じるインパルスとは逆方向のインパルスを含む補正量を生成し、元位相に補正量を加算して、元位相のインパルスを補正量のインパルスで相殺する。これにより、周波数偏移量算出における微分処理対象の位相は、ノイズ性インパルスを除去されたものとなるので、クリックノイズを防止することができる。また、該位相は、元位相におけるインパルス発生時以外の時では、元位相の波形をそのまま引き継いだものとなっているので、微分処理により支障なくＦＭ信号の周波数偏移量を抽出することができる。

図１は無線機１０の受信系主要部の概略図である。無線機１０は、アナログＦＭ通信の他に、デジタル通信方式のＡＰＣＯ Ｐ−２５方式のＣＱＰＳＫ（π／４シフトＱＰＳＫ）にも対応するアナログ通信及びデジタル通信の共用機となっている。

図示しないフロントエンドにおいて生成されたアナログ形式のＩＦ信号は、Ａ／Ｄコンバータ１１において、デジタル形式へ変換され、デジタル信号処理部１２においてデジタル処理を受ける。デジタル信号処理部１２は、ＤＳＰ、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Alley）又はＡＳＩＣ等から成り、Ａ／Ｄコンバータ１１からのＩＦ信号からデジタル形式の音声信号を生成する。該音声信号は、Ｄ／Ａコンバータ１３へ供給されて、Ｄ／Ａコンバータ１３においてアナログ形式へ変換され、その後、スピーカ（図示せず）へ供給される。

図２はデジタル信号処理部１２の機能ブロック図である。デジタル形式のＩＦ信号はバンドパスフィルタ２０において隣接チャネルの信号を除去されてから、乗算器２１，２２へ供給される。発振器２５は、所定周波数のｓｉｎ信号を出力し、該ｓｉｎ信号は、乗算器２２へ供給されるとともに、移相器２６においてｃｏｓ信号へ変換されてから、乗算器２１へ供給される。

乗算器２１はＩＦ信号のＱ成分を抽出し、該Ｑ成分は、ローパスフィルタ２９を通過し、Ｘ（ｋ）としてｔａｎ^-1器３１へ供給される。乗算器２２はＩＦ信号のＩ成分を抽出し、該Ｉ成分は、ローパスフィルタ３０を通過し、Ｙ（ｋ）としてｔａｎ^-1器３１へ供給される。ｔａｎ^-1器３１は、瞬時位相をｔａｎ^-1（Ｘ（ｋ）／Ｙ（ｋ））から算出する。

ｔａｎ^-1器３１が生成した位相はノイズ低減ブロック３３へ供給される。ノイズ低減ブロック３３は、外部よりＥｎａｂｌｅ信号又はＤｉｓａｂｌｅ信号を供給され、Ｅｎａｂｌｅ信号供給期間では、作動状態になり、Ｅｎａｂｌｅ信号の非供給期間では、停止状態になる。ノイズ低減ブロック３３は、無線機１０がアナログ通信及び特定のデジタル通信を行なっている期間には、Ｅｎａｂｌｅ信号を供給され、ＣＱＰＳＫ等のデジタル通信を行っている期間には、Ｅｎａｂｌｅ信号の供給を停止される。ノイズ低減ブロック３３の停止期間では、ｔａｎ^-1器３１の出力はノイズ低減ブロック３３をそのまま素通りして差分器３６及び遅延器３７へ供給される。ノイズ低減ブロック３３の詳細については、図３〜図６において後述する。

なお、無線機１０が特定のデジタル通信を行なっている期間には、Ｅｎａｂｌｅ信号を供給されると述べたが、該特定のデジタル通信とはＣＱＰＳＫ以外の例えば単なるＰＳＫやＦＳＫである。ＣＱＰＳＫでは、ＲＣＯＳ（レイズドコサインフィルタ）のα＝０．２とされるので、ガウスノイズの影響がなくても、位相回転が起きてしまうためシンボル判定ブロックにおいて補正を行うようになっている。したがって、ノイズ低減ブロック３３をＥｎａｂｌｅにすると、逆に、シンボル判定ブロックにおける補正に支障が出てしまうため、ノイズ低減ブロック３３はＤｉｓａｂｌｅにする。これに対して、単なるＰＳＫやＦＳＫでは、デビエーション（複素平面上の偏移角度）を小さくすることができ、強電界では位相回転が起きず、シンボル判定ブロックにおける補正は必要なく、また、ノイズ低減ブロック３３をＥｎａｂｌｅにした方が性能を上げられる可能性が高い。要約すると、特定のデジタル通信では、変調指数やベースバンドフィルタの係数により、アナログと同様にガウスノイズの影響によってのみ、位相回転を起こす場合があり、この場合は、ノイズ低減ブロック３３をＥｎａｂｌｅすることにより後段の処理の簡略化や性能の向上を図ることができる。

差分器３６及び遅延器３７は微分回路を構成し、該微分回路は、ノイズ低減ブロック３３からの出力された位相情報に係る位相を微分して、周波数に係る情報をアナログＦＭ及びデジタル信号処理器３８へ出力する。

アナログＦＭ及びデジタル信号処理器３８は、アナログのＦＭ通信の期間には、微分回路から供給された周波数信号から直接、音声信号を生成する。アナログＦＭ及びデジタル信号処理器３８は、デジタル通信の期間には、微分回路から供給された周波数信号からシンボルを抽出し、シンボルからフレームを構築して、さらに、デコードにより音声信号を生成する。こうして生成された音声信号はアナログＦＭ及びデジタル信号処理器３８からＤ／Ａコンバータ１３（図１）へ供給される。

図３はノイズ低減ブロック３３の第１の具体例としてのノイズ低減ブロック３３ａの構成図、図４は図３のノイズ低減ブロック３３ａの各箇所における信号波形を例示している。バッファ４３の入力は例えば図４のａ１のようになっている。バッファ４３は、具体的にはシフトレジスタから成り、入力信号について直近の数サンプルをバッファする。最大値格納器４４及び最小値格納器４５は、それぞれバッファ４３にバッファされているサンプルの中の最大値（ＭＡＸ）及び最小値（ＭＩＮ）をその順番位置を示すインデックスと共に保存する。

バッファ４３では、サンプル時刻が到来するごとに、複数の保持サンプル値の内の最古のものが今回のサンプル時刻のものへ置き換えられ、最大値格納器４４の最大値及び最小値格納器４５の最小値は、直近の数サンプルにおける最新のものが存在する。バッファ４３におけるサンプル間隔は、変調の最高周波数の波長の１／４波長から１波長に対応する時間間隔程度にすることにして、変調波による入力信号のふられを最小にすることができる。この値は、変調波の最大デビエーションにもかかわるので、各ＦＭ通信帯域の最高周波数に応じて調整が必要である。

差分器４６は、最大値格納器４４の最大値から最小値格納器４５の最小値を引いて、バッファ区間のデビエーション偏移を求める。該デビエーション偏移は閾値判定器４７へ供給される。図４のａ２は差分器４６の出力を示している。原点を回ってしまった検波波形はほぼ２πのデビエーション偏移を起こす。

閾値判定器４７は、２πより若干小さい値を閾値として、デビエーション偏移が該閾値を進み側又は遅れ側へ超える時にインパルス発生器４８にその旨の信号を供給する。インパルス発生器４８は、閾値判定器４７から信号に対してその立ち上がり時に正の単位インパルスを発生する。インパルス発生器４８の出力は図６のａ３として示されている。

符号判定器５３は、最大値格納器４４の最大値及びバッファ４３の最小値のインデックスより、デビエーション偏移が＋側（進み側）及び−側（遅れ側）のどちらであるかを判定し、判定に基づき＋又は−の符号信号を乗算器４９へ供給する。最大値のインデックスが最小値のインデックスより時間的に後のものであれば、デビエーション偏移は＋側であり、逆に、時間的に前のものであれば、デビエーション偏移は−側である。乗算器４９は、インパルス発生器４８及び符号判定器５３からの入力を掛け合わせた結果を出力する。この出力は、０、＋の単位インパルス、又は−の単位インパルスであり、図６のａ４に示されている。

加算器５６及び遅延器５７は積分回路を構成し、該積分回路は、乗算器４９からの入力を積分して、反転器５８へ供給し、反転器５８において反転される。図４のａ５は反転器５８の出力を示している。

加算器６０はａ１の信号とａ５の信号とを加算する。加算器６０の出力は図４のａ６として示されている。ａ５の波形は、ａ１の波形がほぼ２πのデビエーション偏移を起こした時に、反対向きに等しい絶対値分、変化し、その他の時はフラットを維持している。したがって、ａ１の波形とａ５の波形との加算波形としてのａ６は、ａ１からほぼ２πのデビエーション偏移を除去しつつ、ほぼ２πのデビエーション偏移時以外の時ではａ１の波形をそのまま引き継いだ波形となっている。

こうして、無線機１０がアナログのＦＭ通信を行なっている期間に、ほぼ２πのデビエーション偏移時のクリックノイズを消すことができるとともに、ａ６の波形を次段の差分器３６及び遅延器３７の微分回路において微分することにより、音声信号を抽出することが可能になる。

ノイズ低減ブロック３３ａでは、バッファ４３におけるバッファ数と閾値判定器４７における閾値を適当に変えることで、種々のＦＭ通信帯域に対処することかできる。また、ＣＱＰＳＫのようなデジタル通信期間では、ノイズ低減ブロック３３ａは停止状態になって、ｔａｎ^-1器３１の出力はノイズ低減ブロック３３ａを素通りして差分器３６及び遅延器３７の微分回路へ供給される。

図５はノイズ低減ブロック３３の第２の具体例としてのノイズ低減ブロック３３ｂの構成図、図６は図５のノイズ低減ブロック３３ｂの各箇所における信号波形を例示している。差分器６５及び遅延器６６は微分回路を構成し、該微分回路は、ｔａｎ^-1器３１（図２）からｔａｎ^-1（Ｘ（ｋ）／Ｙ（ｋ））を供給されて、それを微分する。ｔａｎ^-1器３１からノイズ低減ブロック３３ｂへの入力波形は例えば図６のｂ１のようになっている。遅延器６６における遅延時間は１サンプルではなく、変調の最高周波数の１／４波長に相当する時間程度とする。図６のｂ２は該微分回路の出力を示している。

閾値判定器６７は、該微分回路からの入力と上側及び下側の所定の閾値とを対比し、該入力が上側の閾値を上回っていたり、下側の閾値を下回っていたりした場合には、それぞれ＋，−の符号を付けた検知信号をインパルス発生器６８及び乗算器６９へ供給する。閾値判定器６７における上側及び下側の閾値は、それぞれ符号が＋，−であるとともに、絶対値は、共に等しく、２πより若干小さい値に設定される。閾値判定器６７が検知信号を出力する時は、ほぼ２πのデビエーション偏移が起きた時に一致する。

インパルス発生器６８は、閾値判定器６７から検知信号を供給されると、単位インパルスを乗算器６９へ供給する。図６のｂ３はインパルス発生器６８の出力を示している。乗算器６９は、また、閾値判定器６７からの符号付き検知信号の符号とインパルス発生器６８からの単位インパルスとを掛けて生成される符号付き単位インパルスを加算器７０へ供給する。図６のｂ４は乗算器６９の出力を示している。

加算器７０、遅延器７１、反転器７２及び加算器７３は、アナログＦＭ及びデジタル信号処理器３８ｂ（図３）の加算器５６、遅延器５７、反転器５８及び加算器６０と同一の処理を行なう。図５のｂ５，ｂ６はそれぞれ反転器７２及び加算器７３の出力を示す。

こうして、ノイズ低減ブロック３３ｂにおいても、ノイズ低減ブロック３３ａと同様に、無線機１０がアナログのＦＭ通信を行なっている期間に、ほぼ２πのデビエーション偏移時のクリックノイズを消すことができるとともに、ｂ６の波形を次段の差分器３６及び遅延器３７の微分回路において微分することにより、音声信号を抽出することが可能になる。

ノイズ低減ブロック３３ｂでは、遅延器６６における遅延時間と閾値判定器６７における閾値とを適当に変えることにより、種々のＦＭ通信帯域に対処することかできる。また、ＣＱＰＳＫのようなデジタル通信期間では、ノイズ低減ブロック３３ｂは停止状態になって、ｔａｎ^-1器３１の出力はノイズ低減ブロック３３ｂを素通りして差分器３６及び遅延器３７へ供給される。

図７は無線機８０のブロック図である。前述の無線機１０は無線機８０の具体例である。無線機８０は、携帯型に限定されず、据え置き型であってもよい。無線機８０は典型的にはアナログＦＭ通信及びデジタル通信の共用機である。無線機８０は元位相抽出手段８１、判定手段８２、補正量更新手段８３及び位相出力手段８４を備えている。

元位相抽出手段８１は、ＦＭ受信信号からそのＩ，Ｑ成分より求めた瞬時位相を元位相として抽出する。判定手段８２は、前記元位相の変化量が所定の位相範囲内か、該位相範囲より進み側であるか遅れ側であるかを判定する。補正量更新手段８３は、元位相が位相範囲より進み側又は遅れ側となった時は、補正量をそれに−２π又は＋２π加算した値に更新する。位相出力手段８４は、元位相に補正量を加算した位相を周波数偏移量算出における微分処理対象として出力する。

元位相抽出手段８１の具体例はｔａｎ^-1器３１（図２）である。元位相は例えばｔａｎ^-1器３１の出力である。判定手段８２、補正量更新手段８３及び位相出力手段８４を含む構成の具体例はノイズ低減ブロック３３（図２）である。無線機８０の判定手段８２、補正量更新手段８３及び位相出力手段８４は、ノイズ低減ブロック３３と同様に、アナログのＦＭ通信期間だけでなく、所定のデジタル通信方式の通信期間においても作動することができる。

こうして、元位相に含まれてクリックノイズの原因になるインパルスは、補正量における逆向きのインパルスにより相殺され、クリックノイズを除去した検波信号を得ることができる。また、インパルスの発生しない通常の期間では、元位相の変動がそのまま微分処理対象の位相の変動となるので、支障なく周波数偏移量を算出することができる。

典型的には、判定手段８２は、連続する複数のサンプル時刻における元位相についてその最大値及び最小値を求め、最大値と最小値との差分に基づき元位相が位相範囲内であるか否かを判定する。判定手段８２は、また、最大値及び最小値のサンプル時刻の時間的な前後関係に基づき元位相が位相範囲より進み側にあるか遅れ側にあるかを判定する。このような判定手段８２の具体例は、ノイズ低減ブロック３３ａ（図３）の最大値格納器４４、最小値格納器４５、差分器４６及び閾値判定器４７である。

典型的には、判定手段８２は、元位相の微分値と所定の閾値との対比に基づき元位相が位相範囲内であるか否かを判定する。判定手段８２は、また、元位相の微分値の符号に基づき元位相が位相範囲より進み側にあるか遅れ側にあるかを判定する。このような判定手段８２の具体例は、ノイズ低減ブロック３３ｂ（図５）の差分器６５、遅延器６６及び閾値判定器６７である。

補正量更新手段８３は、さらに、インパルス生成手段８８及び補正量設定手段８９を備えることができる。インパルス生成手段８８は、元位相が位相範囲より進み側又は遅れ側となった時、進み側又は遅れ側に対応する符号付きでかつ２πの位相に対応する振幅のインパルスを生成する。補正量設定手段８９は、インパルスを積分した値を補正量に設定する。インパルス生成手段８８の具体例は、ノイズ低減ブロック３３ａにおける乗算器４９、加算器５６、遅延器５７及び反転器５８と、ノイズ低減ブロック３３ｂにおける乗算器６９、加算器７０、遅延器７１及び反転器７２とである。

図８は無線機制御方法１００のフローチャートである。無線機制御方法１００は無線機８０（図７）に適用される。

Ｓ１０１では、ＦＭ受信信号からそのＩ，Ｑ成分に基づく位相を元位相として抽出する。Ｓ１０２では、元位相が所定の位相範囲内か、該位相範囲より進み側であるか又は隠れ側であるかを判定する。Ｓ１０３では、元位相が位相範囲より進み側又は遅れ側となった時は、補正量をそれに−２π又は＋２π加算した値に更新する。Ｓ１０４では、元位相に補正量を加算した位相を周波数偏移量算出における微分処理対象として出力する。

Ｓ１０１〜Ｓ１０４の処理は、無線機８０の元位相抽出手段８１〜位相出力手段８４の機能にそれぞれ対応している。したがって、元位相抽出手段８１〜位相出力手段８４の機能について述べた具体的態様はＳ１０１〜Ｓ１０４の処理についての具体的態様としても適用可能である。無線機８０の補正量更新手段８３におけるインパルス生成手段８８及び補正量設定手段８９の機能は、Ｓ１０３における具体的処理として適用可能である。

本発明のプログラムは、無線機８０の各手段としてコンピュータを機能させる。本発明のプログラムは、また、無線機制御方法１００の各ステップの処理をプログラムに実行させる。

本明細書は様々な発明を開示している。それら発明は、発明の最良の形態の項で説明した各装置及び各方法だけでなく、当業者の自明の範囲内で、各装置及び各方法から独立の作用、効果を奏する１つ又は複数の要素を抽出したものや、１つ又は複数の要素を自明の範囲で変更したものや、さらに、各装置間及び各方法間で１つ又は複数の要素の組合せを入れ換えたものを含む。

無線機の受信系主要部の概略図である。 デジタル信号処理部の機能ブロック図である。 ノイズ低減ブロックの第１の具体例の構成図である。 図３のノイズ低減ブロックの各箇所における信号波形を例示す図である。 ノイズ低減ブロックの第２の具体例の構成図である。

図５のノイズ低減ブロックの各箇所における信号波形を例示す図である。 無線機のブロック図である。 無線機制御方法のフローチャートである。 ｔａｎ^-1検波を採用する従来の無線機の主要部ブロック図である。 図９の無線機の各箇所における信号波形を示す図である。

符号の説明

８０：無線機、８１：元位相抽出手段、８２：判定手段、８３：補正量更新手段、８４：位相出力手段、８８：インパルス生成手段、８９：補正量設定手段、１００：無線機制御方法。

Claims (8)

1. ＦＭ受信信号からそのＩ，Ｑ成分より求めた瞬時位相を元位相として抽出する元位相抽出手段、
   前記元位相の変化量が所定の位相範囲内か、該位相範囲より進み側であるか遅れ側であるかを判定する判定手段、
   前記元位相が前記位相範囲より進み側又は遅れ側となった時は、補正量をそれに−２π又は＋２π加算した値に更新する補正量更新手段、及び
   元位相に前記補正量を加算した位相を周波数偏移量算出における微分処理対象として出力する位相出力手段、
   を備えることを特徴とする無線機。
2. 前記判定手段は、連続する複数のサンプル時刻における元位相についてその最大値及び最小値を求め、最大値と最小値との差分に基づき前記元位相が前記位相範囲内であるか否かを判定することを特徴とする請求項１記載の無線機。
3. 前記判定手段は、前記最大値及び前記最小値のサンプル時刻の時間的な前後関係に基づき前記元位相が前記位相範囲より進み側にあるか遅れ側にあるかを判定することを特徴とする請求項２記載の無線機。
4. 前記判定手段は、前記元位相の微分値と所定の閾値との対比に基づき前記元位相が前記位相範囲内であるか否かを判定することを特徴とする請求項１記載の無線機。
5. 前記判定手段は、前記元位相の微分値の符号に基づき前記元位相が前記位相範囲より進み側にあるか遅れ側にあるかを判定することを特徴とする請求項４記載の無線機。
6. 前記補正量更新手段は、
   前記元位相が前記位相範囲より進み側又は遅れ側となった時、進み側又は遅れ側に対応する符号付きでかつ２πの位相に対応する振幅のインパルスを生成するインパルス生成手段、及び
   前記インパルスを積分した値を前記補正量に設定する補正量設定手段、
   を備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の無線機。
7. ＦＭ受信信号からそのＩ，Ｑ成分より求めた瞬時位相を元位相として抽出する元位相抽出ステップ、
   前記元位相の変化量が所定の位相範囲内か、該位相範囲より進み側であるか遅れ側であるかを判定する判定ステップ、
   前記元位相が前記位相範囲より進み側又は遅れ側となった時は、補正量をそれに−２π又は＋２π加算した値に更新する補正量更新ステップ、及び
   元位相に前記補正量を加算した位相を周波数偏移量算出における微分処理対象として出力する位相出力ステップ、
   を備えることを特徴とする無線機制御方法。
8. 請求項１〜６のいずれかに記載の無線機の各手段としてコンピュータを機能させるプログラム。

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