JP3157283B2 - 受信機 - Google Patents
受信機Info
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- JP3157283B2 JP3157283B2 JP16394292A JP16394292A JP3157283B2 JP 3157283 B2 JP3157283 B2 JP 3157283B2 JP 16394292 A JP16394292 A JP 16394292A JP 16394292 A JP16394292 A JP 16394292A JP 3157283 B2 JP3157283 B2 JP 3157283B2
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- JP
- Japan
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- signal
- bandwidth
- noise
- demodulation circuit
- filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
て、最適な設定状態に自動的に制御されるようにした受
信機に関するものである。
込まれた複数個のIF帯フィルタのいずれか1つを切り
換え選択する技術が、特開平3−187623号公報に
示されている。この技術を簡単に説明すれば、受信機の
同調周波数をユーザーによる目的受信周波数の上下所定
範囲にシフトさせ、シフトさせて得られる受信信号のレ
ベルから目的受信周波数の近傍にある他局の送信周波数
の信号の存在の有無を判別し、他局の送信周波数の信号
が強いレベルで存在すれば狭帯域のIF帯フィルタを選
択し、存在しなければ広帯域のIF帯フィルタを選択す
るものである。
機より目的受信周波数の復調出力を聴取して、ユーザー
の判断に基づいた手動によるIF帯フィルタの切り換え
選択を、自動化した点で優れたものである。そして、自
動化することで、相互変調による歪を除去することがで
きる。
術にあっては、他局の送信周波数の信号の存在を当該周
波数のみの受信信号のレベルの大小によって判別するた
めに、目的受信周波数の受信信号と近接する他局の送信
周波数の受信信号の相対比較によってIF帯フィルタが
選択されるものでない。この結果、目的受信周波数の受
信信号のレベルが、他局の送信周波数の受信信号のレベ
ルより相対的にかなり大きくても、他局の送信周波数の
受信信号が所定レベルを超えると、狭帯域のIF帯フィ
ルタが選択されて不必要に音質を劣化させるという不具
合を生ずる。また、目的受信周波数の受信信号のレベル
と他局の送信周波数の受信信号のレベルが相対的に同程
度の大きさであるが、ともに小さいレベルであれば広帯
域のIF帯フィルタが選択され、相互変調を生じさせ易
いという不具合がある。
よる音量の変化等に対応させて適正なAGC制御を行な
うことは何ら考慮されていない。
れていないフェージングに対応させて適正なAGC制御
を行ない、また混信信号の有無に応じて目的受信周波数
の復調出力の明瞭度を向上させまたは音質を向上させる
ようにした受信機を提案することを目的とする。
めに、本発明の受信機では、1本のアンテナと、このア
ンテナで受信された受信信号の一部を広帯域フィルタを
介して第1の復調回路で第1の復調信号とするとともに
AGC手段を含む第1の受信系統と、前記受信信号の一
部を狭帯域フィルタを介して第2の復調回路で第2の復
調信号とする第2の受信系統と、前記第1の復調信号の
振幅変動周期と前記第2の復調信号の振幅変動周期とを
比較してその比較結果に基づいて前記AGC手段の時定
数を制御する比較制御手段と、を備えて構成されてい
る。
と、このアンテナで受信された受信信号の一部を広帯域
フィルタと帯域幅可変フィルタを介して第1の復調回路
で第1の復調信号とする第1の受信系統と、前記受信信
号の一部を狭帯域フィルタを介して第2の復調回路で第
2の復調信号とする第2の受信系統と、前記第1の復調
信号の振幅変動周期と前記第2の復調信号の振幅変動周
期とを比較してその比較結果に基づいて前記帯域幅可変
フィルタの帯域幅を制御する比較制御手段と、を備えて
構成しても良い。
ナと、このアンテナで受信された受信信号の一部をノイ
ズブランカを介して第1の復調回路で第1の復調信号と
するとともにAGC手段を含む第1の受信系統と、前記
受信信号の一部を狭帯域フィルタを介して第2の復調回
路で第2の復調信号とする第2の受信系統と、前記ノイ
ズブランカのノイズ検波信号の振幅変動周期と前記第2
の復調信号の振幅変動周期とを比較してその比較結果に
基づいて前記AGC手段の時定数を制御する比較制御手
段と、を備えて構成することもできる。
ンテナと、このアンテナで受信された受信信号の一部を
ノイズブランカと帯域幅可変フィルタを介して第1の復
調回路で第1の復調信号とする第1の受信系統と、前記
受信信号の一部を狭帯域フィルタを介して第2の復調回
路で第2の復調信号とする第2の受信系統と、前記ノイ
ズブランカのノイズ検波信号の振幅変動周期と前記第2
の復調信号の振幅変動周期とを比較してその比較結果に
基づいて前記帯域幅可変フィルタの帯域幅を制御する比
較制御手段と、を備えて構成しても良い。
信された受信信号をノイズブランカとこのノイズブラン
カでノイズ検波信号が出力される帯域幅より狭い帯域幅
のフィルタを介して復調回路で復調信号とするとともに
AGC手段を含む受信系統と、前記ノイズブランカのノ
イズ検波信号の振幅変動周期と前記復調信号の振幅変動
周期とを比較してその比較結果に基づいて前記AGC手
段の時定数を制御する比較手段と、を備えて構成するこ
ともできる。
で受信された受信信号をノイズブランカとこのノイズブ
ランカでノイズ検波信号が出力される帯域幅より狭い帯
域幅の帯域幅可変フィルタを介して復調回路で復調信号
とする受信系統と、前記ノイズブランカのノイズ検波信
号の振幅変動周期と前記復調信号の振幅変動周期とを比
較してその比較結果に基づいて前記帯域幅可変フィルタ
の帯域幅を制御する比較制御手段と、を備えて構成して
も良い。
で得られる第2の復調信号は、狭帯域フィルタを経るの
で目的受信周波数のみの信号が得られるが、第1の受信
系統で得られる第1の復調信号は、広帯域フィルタを経
るので目的受信周波数の信号とその近傍にある他局の送
信周波数の信号が重畳されたものである。そして、第1
と第2の復調信号の振幅変動周期が一致していれば、他
局の送信周波数の信号が存在せずに混信信号が存在して
おらず、また不一致であれば混信信号が存在していると
判別し得る。そこで、振幅変動周期の一致の度合に応じ
てAGC手段の時定数を制御することで相互変調による
復調出力のレベル変動を抑制し得る。また、第1と第2
の復調信号の振幅変動周期が一致し、しかも周期が所定
の数秒以上の長さであれば、フェージングが生じてお
り、やはりAGC手段の時定数を制御することで復調出
力のレベル変動を抑制し得る。
受信系統で得られる第2の復調信号は、狭帯域フィルタ
を経るので、目的受信周波数のみの信号が得られるが、
第1の受信系統で得られる第1の復調信号は、帯域幅可
変フィルタの帯域幅に応じて目的受信周波数の信号とそ
の近傍にある他局の送信周波数の信号が重畳されたもの
である。そして、第1と第2の復調信号の振幅変動周期
が一致していれば混信信号が存在せず、また不一致であ
れば混信信号が存在していると判別し得る。そこで、振
幅変動周期の一致の度合に応じて帯域幅可変フィルタの
帯域幅を制御することで、混信信号がなければ帯域幅を
広くして目的受信周波数の復調出力の音質を向上させ、
混信信号があれば帯域幅を狭くして復調出力の明瞭度を
向上させ得る。
の受信系統に設けられたノイズブランカのノイズ検波信
号は、目的受信周波数の信号とその近傍にある他局の送
信周波数の信号が重畳されたものである。そこで、ノイ
ズ検波信号と第2の復調信号の振幅変動周期の一致の度
合および一致する場合の振幅変動周期の周波数に応じて
AGC手段の時定数を制御することで、混信またはフェ
ージング等による復調出力のレベル変動を抑制し得る。
ノイズ検波信号と第2の復調信号の振幅変動周期が一致
すれば混信信号が存在しないと判断して帯域幅可変フィ
ルタの帯域幅を広くして音質を向上させ、振幅変動周期
が不一致であれば混信信号または雑音が存在すると判断
して帯域幅を狭くして復調出力の明瞭度を向上させ得
る。
ズブランカのノイズ検波信号が出力される帯域幅よりフ
ィルタの帯域幅を狭く設定することにより、ノイズブラ
ンカのノイズ検波信号は、狭い帯域幅のフィルタを経て
復調された復調信号より目的受信周波数以外の信号が多
く含まれる。そして、ノイズ検波信号と復調信号の振幅
変動周期が一致すれば目的受信周波数以外の信号が存在
せず、また不一致であれば目的受信周波数以外の信号が
多く存在すると判別し得る。そこで、振幅変動周期の一
致の度合いおよび一致する場合の振幅変動周期の周波数
に応じてAGC手段の時定数を制御することで、請求項
1および3記載のものと同様に復調出力レベル変動を抑
制し得る。
ノイズブランカのノイズ検波信号と帯域幅可変フィルタ
を経て得られる復調信号の振幅変動周期の一致の度合に
応じて帯域幅可変フィルタの帯域幅を制御することで、
請求項2および4記載のものと同様に、目的受信周波数
の復調出力の明瞭度および音質を受信状況に応じて自動
的に制御し得る。
1ないし図4を参照して説明する。図1は、本発明の受
信機の一実施例のブロック回路図であり、図2は、図1
の広帯域フィルタと狭帯域フィルタの帯域幅の関係を説
明する図であり、図3は、図1の周期検出回路の一例の
ブロック回路図であり、図4は、図1の比較制御手段に
よる動作を説明するフローチャートである。
本のアンテナ10で受信された受信信号は、高周波増幅
回路12で増幅されて第1のミクサ14に与えられ、第
1の局部発振回路16からの第1の局部発振信号と混合
される。この第1のミクサ14から出力される周波数変
換された信号が第1の中間周波増幅回路18に与えら
れ、所定周波数の第1の中間周波信号が抽出および増幅
されて分配器20に与えられる。この分配器20により
第1の中間周波信号が2分され、一方が例えば20KH
zの帯域幅を有する広帯域フィルタ22に与えられ、他
方が例えば3KHzの帯域幅を有する狭帯域フィルタ2
4に与えられる。なお、図2に示すごとく、狭帯域フィ
ルタ24の帯域幅は、広帯域フィルタ22の帯域幅に含
まれる。
1の中間周波信号は、帯域幅可変フィルタ26を介して
第2の中間周波増幅回路28に与えられて増幅され、第
2のミクサ30に与えられるとともに、その一部がAG
C手段32に与えられる。この第2のミクサ30には、
第2の局部発振回路34からの第2の局部発振信号が与
えられ、第1の中間周波信号が周波数変換された第2の
中間周波信号が第1の復調回路36に与えられ、第1の
復調信号が出力される。この第1の復調信号は、低周波
増幅回路38で増幅されてスピーカ40より低周波とし
て出力される。また、第1の復調信号の一部が、第1の
周期検出回路42に与えられ、振幅変動周期に応じた直
流電圧信号がマイクロコンピュータ等からなる比較演算
手段44に与えられる。
の中間周波信号は、第3の中間周波増幅回路46に与え
られて増幅され、その増幅出力が第2の復調回路48に
与えられて第2の復調信号が出力される。この第2の復
調信号が、第2の周期検出回路50に与えられ、振幅変
動周期に応じた直流電圧信号が比較演算手段44に与え
られる。
50および比較演算手段44で比較制御手段52が構成
される。また、帯域幅可変フィルタ26は、帯域幅の異
なる複数のフィルタを並列し、比較演算手段44の信号
によりいずれか一つを切り換え選択するものに限られ
ず、パスバンドチューニング回路やIF WIDTH回
路等を用いたものであっても良い。さらにAGC手段3
2は、第2の中間周波信号の信号レベルに応じて比較演
算手段44からの信号に基づく時定数で第1と第2の中
間周波増幅回路18,28にAGC信号を与える。
50の一例は、図3に示すごとく、復調信号の振幅変動
による立ち上がりまたは立ち下がりのエッヂを検出し
て、各エッヂ毎にパルスを出力するエッヂ検出回路54
と、これらのパルスの周波数に応じた直流電圧を出力す
る周波数電圧変換回路56とで構成され、振幅変動周期
に応じた直流電圧が出力される。
の送信周波数の信号のレベルが低く、また外乱雑音等が
少なくて混信信号が存在せずに相互変調を生じにくい受
信状況では、第1と第2の復調信号は同様の振幅変動を
示す。また、近傍にある他局の送信周波数の信号レベル
が高くまた外乱雑音等が多くて混信信号が存在して相互
変調を生じさせるならば、第1と第2の復調信号の振幅
変動はばらばらに相違したものとなり振幅変動周期は不
一致となる。さらに、混信信号は存在しないがフェージ
ングが生じると、第1と第2の復調信号の振幅変動周期
は一致するがその周期が数秒以上の長さとなる。
機を最適な設定状態に自動的に切り換えるための比較制
御手段52の動作について、第4図を参照して説明す
る。
0で出力される2つの信号から比較演算手段44の差動
増幅手段等で差を求め、さらにこの差を二乗すること
で、第1と第2の復調信号の振幅変動周期の一致の度合
を演算する(ステップ)。振幅変動周期が一致するほ
ど二乗の演算結果は小さく、一致しないほど二乗の演算
結果は大きくなる。そこで、この演算結果が大きければ
その値に応じて帯域幅を狭くし、演算結果が小さければ
その値に応じて帯域幅を広くするよう比較演算手段44
で帯域幅可変フィルタ26を制御する(ステップ)。
そして、第1と第2の振幅変動周期が一致せず演算結果
が所定値より大きければ(ステップ)、比較演算手段
44は演算結果が大きいほどAGC手段32の時定数が
小さくなるよう制御し(ステップ)、ステップに戻
る。また、ステップで第1と第2の振幅変動周期が一
致すると判別されると、フェージングの有無を検出すべ
く、振幅変動周期の長さを判別する(ステップ)。こ
のステップで振幅変動周期が例えば2秒以下の長さで
あれば、フェージングは生じておらず、演算結果に応じ
てAGC手段32の時定数が制御される。また、ステッ
プで振幅変動周期が2秒以上の長さであればフェージ
ングが生じているが、2〜4秒の長さの範囲ではフェー
ジングの周期にAGCが対応できる範囲であり、振幅変
動周期が長いほどAGC手段32の時定数が小さくなる
ように振幅変動周期に応じて制御し(ステップ)、ス
テップに戻る。さらに、ステップで振幅変動周期が
例えば4秒以上の長さであれば、フェージングの周期に
AGCが対応できず、むしろ復調出力の振幅変動を拡大
するようになるため、AGC手段32の動作を停止させ
るように制御し(ステップ)、ステップに戻る。な
お、フェージングの発生の有無を判別するための振幅変
動周期の長さは、上述のごとく2秒や4秒に限定され
ず、聴感上から適宜に設定すれば良い。
変動周期を比較することによって受信状況を判別し、受
信機を受信状況に応じた最適な設定状態に自動的に切り
換えることができる。したがって、目的受信周波数の復
調出力を聴取して聴取者の判断によって帯域幅可変フィ
ルタ26の帯域幅およびAGC手段32の時定数を適宜
に手動によって切り換える受信機に比べて、本発明の受
信機は、その操作が格別に省略でき、簡単なものとな
る。
いて図5を参照して説明する。図5において、図1と同
じ若しくは均等な回路ブロックには同じ符号を付けて重
複する説明を省略する。図5において、図1と異なる点
は、図1の広帯域フィルタ22に代えてノイズブランカ
60が介装されたことにあり、第1の復調信号に代えて
ノイズ検波器62から出力されるノイズ検波信号が第1
の周期検出回路42に与えられ、その出力信号が比較演
算手段44に与えられることにある。このノイズブラン
カ60は、分配器20で2分された第1の中間周波信号
の一方が、ノイズゲート64とノイズアンプ66とに与
えられる。ノイズアンプ66は、第1の中間周波信号を
増幅してノイズ検波器62に与え、ノイズ検波器62よ
りノイズ検波信号が出力される。そして、このノイズ検
波信号が第1の周期検出回路42に与えられるととも
に、しきい値を持ったゲート制御回路68に与えられ
る。ゲート制御回路68によりノイズ検波信号に含まれ
るパルス性ノイズが抽出され、その抽出されたパルス性
ノイズに応じてノイズゲート64がON/OFFされ、
ノイズゲート64を通過してパルス性雑音が除去された
第1の中間周波信号が帯域幅可変フィルタ26に与えら
れる。
波数の受信信号に加えて、近接する他局の送信周波数お
よび外乱雑音による受信信号が含まれている。そこで、
このノイズ検波信号の振幅変動周期と狭帯域フィルタ2
4を経て目的受信周波数の受信信号のみからなる第2の
復調信号の振幅変動周期とを比較することで、図1に示
す受信機と同様に、受信機を受信状況に応じた最適な設
定状態に自動的に切り換えることが可能である。
施例にあっては、ノイズブランカ60を、図1に示す受
信機の広帯域フィルタ22の代わりに用いるものであ
り、ノイズブランカ60を備えた受信機に応用して好適
である。
実施例について図6を参照して説明する。図6におい
て、図5と同じ若しくは均等な回路ブロックには同じ符
号を付けて重複する説明を省略する。
おける分配器20と狭帯域フィルタ24と第3の中間周
波増幅回路46および第2の復調回路48が省かれ、第
1の中間周波増幅回路18から出力される第1の中間周
波信号がノイズブランカ60のノイズゲート64とノイ
ズアンプ66に与えられることと、第1の復調回路36
から出力される第1の復調信号が低周波増幅回路38と
第2の周期検出回路50に与えらえることにある。しか
も、帯域幅可変フィルタ28の最大の帯域幅は、ノイズ
ブランカ60でノイズ検波信号が出力される帯域幅より
狭く設定される。
り第1の復調信号に比較して、ノイズ検波信号はより多
くの目的受信周波数以外の近傍の他局の送信周波数およ
び外乱雑音による受信信号を含む可能性がある。そこ
で、このノイズ検波信号の振幅変動周期と第1の復調信
号の振幅変動周期とを比較することで、図1および図5
に示す受信機と同様に、受信機を受信状況に応じた最適
な設定状態に自動的に切り換えることができる。
算手段44は、マイクロコンピュータ等を用いてソフト
的に比較演算処理しているが、これに限られずにディス
クリート部品によって比較演算手段を構成しても良いこ
とは勿論である。そして、比較演算手段としてDSP
(デジタル・シグナル・プロセッサ)を用いても良い。
さらに、第1と第2の復調信号の振幅変動周期を比較演
算するのに代えて、第2と第3の中間周波信号の振幅変
動周期を比較しても良いことは容易に理解されるであろ
う。また、同様にノイズ検波信号と第2の復調信号の振
幅変動周期を比較演算するのに代えて、ノイズ検波器6
2の前段の信号と第3の中間周波信号の振幅変動周期を
比較しても良い。そしてさらに、上記実施例では、単モ
ード受信の場合につき説明しているが、多モード切換受
信機能を有する場合には、受信モードに応じて、第2受
信系の狭帯域フィルタ24の通過帯域幅が第1の受信系
の帯域幅可変フィルタ26で選択される帯域幅より狭く
なるように適宜に制御されれば良い。
に、本発明の受信機は以下のごとき格別な効果を奏す
る。
信周波数の受信信号の振幅変動周期と、目的受信周波数
およびその近傍にある他局の送信周波数を含む受信信号
の振幅変動周期を比較することで、混信信号が存在する
かまたはフェージングが生じているか等の受信状況を判
別してAGC手段の時定数を制御またはAGC手段の動
作を停止させることができる。したがって、受信状況に
応じて自動的に受信機が最適な設定状態に調整され、操
作が極めて簡単である。
動周期を比較して、混信信号が存在しなければ帯域幅可
変フィルタの帯域幅を広げて音質を向上させ、混信信号
の存在で帯域幅を狭くして復調出力の明瞭度を向上させ
ることができ、受信状況に応じて自動的に受信機が最適
な設定状態に調整され、操作がそれだけ簡単である。
あっても、請求項1および2記載の受信機と同様に、受
信状況に応じて自動的に受信機の最適な設定状態に調整
され、操作が簡単である。しかも、ノイズブランカのノ
イズ検波信号を受信状況を判別するのに用いており、ノ
イズブランカを備える受信機への応用に好適である。
あっても、請求項1ないし4記載の受信機と同様に受信
状況に応じて自動的に受信機の最適な設定状態に調整さ
れ、操作が簡単である。しかも、ノイズブランカのノイ
ズ検波信号と復調信号との振幅変動周期を比較するの
で、狭帯域フィルタを用いた受信系統を必要とせず、ノ
イズブランカを備えた受信機に、より簡単な構成で応用
することができる。
ある。
幅の関係を説明する図である。
ある。
ーチャートである。
である。
回路図である。
Claims (6)
- 【請求項1】 1本のアンテナと、このアンテナで受信
された受信信号の一部を広帯域フィルタを介して第1の
復調回路で第1の復調信号とするとともにAGC手段を
含む第1の受信系統と、前記受信信号の一部を狭帯域フ
ィルタを介して第2の復調回路で第2の復調信号とする
第2の受信系統と、前記第1の復調信号の振幅変動周期
と前記第2の復調信号の振幅変動周期とを比較してその
比較結果に基づいて前記AGC手段の時定数を制御する
比較制御手段と、を備えたことを特徴とする受信機。 - 【請求項2】 1本のアンテナと、このアンテナで受信
された受信信号の一部を広帯域フィルタと帯域幅可変フ
ィルタを介して第1の復調回路で第1の復調信号とする
第1の受信系統と、前記受信信号の一部を狭帯域フィル
タを介して第2の復調回路で第2の復調信号とする第2
の受信系統と、前記第1の復調信号の振幅変動周期と前
記第2の復調信号の振幅変動周期とを比較してその比較
結果に基づいて前記帯域幅可変フィルタの帯域幅を制御
する比較制御手段と、を備えたことを特徴とする受信
機。 - 【請求項3】 1本のアンテナと、このアンテナで受信
された受信信号の一部をノイズブランカを介して第1の
復調回路で第1の復調信号とするとともにAGC手段を
含む第1の受信系統と、前記受信信号の一部を狭帯域フ
ィルタを介して第2の復調回路で第2の復調信号とする
第2の受信系統と、前記ノイズブランカのノイズ検波信
号の振幅変動周期と前記第2の復調信号の振幅変動周期
とを比較してその比較結果に基づいて前記AGC手段の
時定数を制御する比較制御手段と、を備えたことを特徴
とする受信機。 - 【請求項4】 1本のアンテナと、このアンテナで受信
された受信信号の一部をノイズブランカと帯域幅可変フ
ィルタを介して第1の復調回路で第1の復調信号とする
第1の受信系統と、前記受信信号の一部を狭帯域フィル
タを介して第2の復調回路で第2の復調信号とする第2
の受信系統と、前記ノイズブランカのノイズ検波信号の
振幅変動周期と前記第2の復調信号の振幅変動周期とを
比較してその比較結果に基づいて前記帯域幅可変フィル
タの帯域幅を制御する比較制御手段と、を備えたことを
特徴とする受信機。 - 【請求項5】 アンテナで受信された受信信号をノイズ
ブランカとこのノイズブランカでノイズ検波信号が出力
されえる帯域幅より狭い帯域幅のフィルタを介して復調
回路で復調信号とするとともにAGC手段を含む受信系
統と、前記ノイズブランカのノイズ検波信号の振幅変動
周期と前記復調信号の振幅変動周期とを比較してその比
較結果に基づいて前記AGC手段の時定数を制御する比
較制御手段と、を備えたことを特徴とする受信機。 - 【請求項6】 アンテナで受信された受信信号をノイズ
ブランカとこのノイズブランカでノイズ検波信号が出力
される帯域幅より狭い帯域幅の帯域幅可変フィルタを介
して復調回路で復調信号とする受信系統と、前記ノイズ
ブランカのノイズ検波信号の振幅変動周期と前記復調信
号の振幅変動周期とを比較してその比較結果に基づいて
前記帯域幅可変フィルタの帯域幅を制御する比較制御手
段と、を備えたことを特徴とする受信機。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16394292A JP3157283B2 (ja) | 1992-05-29 | 1992-05-29 | 受信機 |
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JP16394292A JP3157283B2 (ja) | 1992-05-29 | 1992-05-29 | 受信機 |
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JPH05335980A JPH05335980A (ja) | 1993-12-17 |
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JP16394292A Expired - Lifetime JP3157283B2 (ja) | 1992-05-29 | 1992-05-29 | 受信機 |
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR101641180B1 (ko) * | 2011-10-28 | 2016-07-20 | 전라남도 | 외해중층 전복양식장치 |
-
1992
- 1992-05-29 JP JP16394292A patent/JP3157283B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR101641180B1 (ko) * | 2011-10-28 | 2016-07-20 | 전라남도 | 외해중층 전복양식장치 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH05335980A (ja) | 1993-12-17 |
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