JP2008172352A - 高周波増幅回路 - Google Patents

Abstract

【課題】合成後の出力高周波信号の劣化を抑えることができる高周波増幅回路を提供する。
【解決手段】信号分離器１２は、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の位相変調成分を表す第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)と、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調成分に応じた位相変調を伴う第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)（実数部Ｓａｉ(ｔ)及び虚数部Ｓａｑ(ｔ)）と、を生成する。ＶＣＯ２６は、第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)を用いて高周波信号ＳＬ(ｔ)に入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の位相変調成分を与えて出力する。直交変調器２７−１，２７−２は、ＶＣＯ２６からの高周波信号ＳＬｐ(ｔ)を用いて第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)をアップコンバートして、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅に応じた位相差を有する高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を生成して増幅器対１４へ出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、高周波増幅回路、特に高効率増幅を図った高周波増幅回路に関する。

高効率な線形増幅器を実現する手段の１つとして、ＬＩＮＣ（Linear Amplification with Nonlinear Components）による飽和増幅器を用いた高周波増幅回路が知られている。以下、関連技術の高周波増幅回路について、図１０を用いて説明する。

信号分離器（ＳＣＳ：Signal Components Separator）６２は、入力端子１０に入力された包絡線変動を伴う入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)をその振幅に応じた位相差を有する位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)に分離して出力する。例えば、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)は、振幅変調及び位相変調（角度変調）を伴う変調信号であり、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)は、定包絡線となる定振幅位相変調信号である。ここでの入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)及び位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)は、いずれもベースバンド信号であってもよいし、ＩＦ信号であってもよい。信号分離器６２では、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)がディジタル信号として生成される。

信号分離器６２で生成された位相変調信号対の一方Ｓｃ１(ｔ)は、Ｄ／Ａコンバータ７２−１でディジタル信号からアナログ信号へ変換され、さらに、フィルタ７４−１を通過することで、位相変調信号対の一方Ｓｃ１(ｔ)の周波数帯域に対応する成分が抽出されるとともにそれ以外の周波数成分が抑圧される。同様に、位相変調信号対の他方Ｓｃ２(ｔ)は、Ｄ／Ａコンバータ７２−２でディジタル信号からアナログ信号へ変換され、さらに、フィルタ７４−２を通過することで、位相変調信号対の他方Ｓｃ２(ｔ)の周波数帯域に対応する成分が抽出されるとともにそれ以外の周波数成分が抑圧される。

ミキサ７８−１は、発振器７６から出力された高周波信号（発振信号）ＳＬ(ｔ)を用いて、フィルタ７４−１を通過した位相変調信号対の一方Ｓｃ１(ｔ)を周波数変換（アップコンバート）することで、ＲＦ信号である高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)を生成して出力する。ミキサ７８−１から出力された高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)は、フィルタ３０−１を通過することで、高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)の周波数帯域に対応する成分が抽出されるとともにそれ以外の周波数成分が抑圧される。同様に、ミキサ７８−２は、発振器７６から出力された高周波信号ＳＬ(ｔ)を用いて、フィルタ７４−２を通過した位相変調信号対の他方Ｓｃ２(ｔ)を周波数変換（アップコンバート）することで、ＲＦ信号である高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)を生成して出力する。ミキサ７８−２から出力された高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)は、フィルタ３０−２を通過することで、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)の周波数帯域に対応する成分が抽出されるとともにそれ以外の周波数成分が抑圧される。

ここで、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)を以下の（１）式で表すものとすると、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)及び高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)については、以下の（２）〜（６）式で表すことができる。

Ｓｉｎ(ｔ)＝ａ(ｔ)・cos[θ(ｔ)] （１）
Ｓｃ１(ｔ)＝ａ_max・cos[θ(ｔ)＋ψ(ｔ)] （２）
Ｓｃ２(ｔ)＝ａ_max・cos[θ(ｔ)−ψ(ｔ)] （３）
Ｓ１(ｔ)＝ａ_max・cos[２・π・ｆ_c・ｔ＋θ(ｔ)＋ψ(ｔ)] （４）
Ｓ２(ｔ)＝ａ_max・cos[２・π・ｆ_c・ｔ＋θ(ｔ)−ψ(ｔ)] （５）
ψ(ｔ)＝cos^-1[ａ(ｔ)／(２・ａ_max)] （６）

ただし、（１）〜（６）式において、ａ(ｔ)は入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調分、θ(ｔ)は入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の位相変調分（角度変調分）である。ｆ_cは発振器７６から出力される高周波信号ＳＬ(ｔ)の周波数、つまり高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)のキャリア周波数である。ａ_maxは、後述する増幅器対１４の飽和出力レベルから設定される定数である。このように、信号分離器６２、発振器７６、及びミキサ７８−１，７８−２を含む構成により、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅に応じた位相差２×ψ(ｔ)が生じるように位相変調が与えられた高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)が生成される。

増幅器対１４は、互いに並列に設けられた増幅器１４−１，１４−２によって構成されており、増幅器１４−１と増幅器１４−２とで利得、位相特性は略同一である。増幅器１４−１は、ミキサ７８−１から出力された（フィルタ３０−１を通過した）高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)を増幅し、増幅器１４−２は、ミキサ７８−２から出力された（フィルタ３０−２を通過した）高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)を増幅する。また、ここでの増幅器１４−１，１４−２は飽和増幅器として用いられる。

合成器１６は、増幅器対１４により増幅された高周波信号対Ｇ×Ｓ１(ｔ)，Ｇ×Ｓ２(ｔ)（Ｇは増幅器１４−１，１４−２の利得）の各々を合成し、合成後の信号を出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)として出力端子２０から出力する。高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の通過位相をφとすると、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)については以下の（７）式で表すことができる。

Ｓｏｕｔ(ｔ)＝Ｇ・ａ_max・cos[２・π・ｆ_c・ｔ＋θ(ｔ)＋ψ(ｔ)＋φ]
＋Ｇ・ａ_max・cos[２・π・ｆ_c・ｔ＋θ(ｔ)−ψ(ｔ)＋φ]
＝２・Ｇ・ａ_max・cos[２・π・ｆ_c・ｔ＋θ(ｔ)＋φ]・cos[ψ(ｔ)]
＝Ｇ・ａ(ｔ)・cos[２・π・ｆ_c・ｔ＋θ(ｔ)＋φ] （７）

（７）式に示すように、図１０に示す高周波増幅回路によれば、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)を利得Ｇで増幅した出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)を得るとともに、高効率な線形増幅を図っている。なお、このような高周波増幅回路（ＬＩＮＣ）は、下記特許文献１〜３にも開示されている。

特公平８−３１８８６号公報 特開平５−３７２６３号公報 特開２００４−３４３６６５号公報

図１０に示す高周波増幅回路において、信号分離器６２で生成される位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)の帯域幅は、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調分ａ(ｔ)に応じた位相変調分（角度変調分）ψ(ｔ)が与えられることで、元の入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の帯域幅よりも大幅に広くなる。そして、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)の帯域幅が増大するほど、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)の劣化が生じやすくなる。位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)に劣化が生じると、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)をアップコンバートしたＲＦ信号である高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を増幅器対１４で増幅する際に、増幅器対１４のＡＭ／ＡＭ歪みやＡＭ／ＰＭ歪みの影響を受けることで、合成後の出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)が劣化して歪みが発生することになる。

本発明は、合成後の出力高周波信号の劣化を抑えることができる高周波増幅回路を提供することを目的とする。

本発明に係る高周波増幅回路は、上述の目的を達成するために以下の手段を採った。

本発明に係る高周波増幅回路は、振幅変調及び角度変調を伴う入力変調信号を基に、入力変調信号の振幅に応じた位相差が生じるように角度変調が与えられた高周波信号対を生成して出力する高周波信号対生成器と、高周波信号対生成器から出力された高周波信号対を増幅する増幅器対と、増幅器対で増幅された高周波信号対の各々を合成して出力する合成器と、を備える高周波増幅回路であって、高周波信号対生成器は、入力変調信号を基に、入力変調信号の角度変調成分を表す第１角度変調信号と、入力変調信号の振幅変調成分に応じた角度変調を伴う第２角度変調信号と、を生成する変調信号生成手段と、第１角度変調信号を用いて高周波信号に入力変調信号の角度変調成分を与える変調手段と、変調手段からの高周波信号を用いて第２角度変調信号を周波数変換して、入力変調信号の振幅に応じた位相差を有する高周波信号対を生成する変換手段と、を有し、変換手段から出力された高周波信号対が増幅器対で増幅されることを要旨とする。ここでの角度変調については、位相変調を用いることもできるし、周波数変調を用いることもできる。

本発明の一態様では、変換手段は、高周波信号対の一方の位相が変調手段からの高周波信号の位相と第２角度変調信号の位相との和に基づいて決まり、高周波信号対の他方の位相が変調手段からの高周波信号の位相と第２角度変調信号の位相との差に基づいて決まるように、高周波信号対を生成することが好適である。

また、本発明に係る高周波増幅回路は、振幅変調及び角度変調を伴う入力変調信号を基に、入力変調信号の振幅に応じた位相差が生じるように角度変調が与えられた高周波信号対を生成して出力する高周波信号対生成器と、高周波信号対生成器から出力された高周波信号対を増幅する増幅器対と、増幅器対で増幅された高周波信号対の各々を合成して出力する合成器と、を備える高周波増幅回路であって、高周波信号対生成器は、入力変調信号を基に、入力変調信号の角度変調成分を表す第１角度変調信号と、入力変調信号の振幅変調成分に応じた角度変調を伴う第２角度変調信号と、を生成する変調信号生成手段と、第２角度変調信号を用いて高周波信号に入力変調信号の振幅変調成分に応じた角度変調を与えて、入力変調信号の振幅に応じた位相差を有する角度変調高周波信号対を生成する変調手段と、変調手段からの角度変調高周波信号対を用いて第１角度変調信号を周波数変換して、入力変調信号の振幅に応じた位相差を有する高周波信号対を生成する変換手段と、を有し、変換手段から出力された高周波信号対が増幅器対で増幅されることを要旨とする。ここでの角度変調についても、位相変調を用いることもできるし、周波数変調を用いることもできる。

本発明の一態様では、変調手段は、角度変調高周波信号対の一方の位相が高周波信号の位相と第２角度変調信号の位相との和に基づいて決まり、角度変調高周波信号対の他方の位相が高周波信号の位相と第２角度変調信号の位相との差に基づいて決まるように、角度変調高周波信号対を生成することが好適である。

本発明によれば、入力変調信号の角度変調成分を表す第１角度変調信号と、入力変調信号の振幅変調成分に応じた角度変調を伴う第２角度変調信号と、を分離して生成することで、第１角度変調信号及び第２角度変調信号の帯域幅が狭まり、第１角度変調信号及び第２角度変調信号の劣化を抑えることができる。その結果、第１角度変調信号及び第２角度変調信号を用いて生成した高周波信号対を増幅器対で増幅する際に、増幅器対のＡＭ／ＡＭ歪みやＡＭ／ＰＭ歪みの影響を受けるのを抑えることができ、合成後の出力高周波信号の劣化を抑えることができる。

以下、本発明を実施するための形態（以下実施形態という）を図面に従って説明する。ただし、図１０に示した関連技術と同様の構成または対応する構成には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

「実施形態１」
図１は、本発明の実施形態１に係る高周波増幅回路の概略構成を示す図である。本実施形態に係る高周波増幅回路も、図１０に示した関連技術と同様にＬＩＮＣであり、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅に応じた位相差が生じるように位相変調（角度変調）が与えられた高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を増幅器対１４（増幅器１４−１，１４−２）で増幅し、増幅後の高周波信号対Ｇ×Ｓ１(ｔ)，Ｇ×Ｓ２(ｔ)（Ｇは増幅器１４−１，１４−２の利得）の各々を合成器１６で合成して出力することで、線形増幅された出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)を得るものである。

変調信号生成手段として設けられた信号分離器１２は、入力端子１０に入力された振幅変調及び位相変調（角度変調）を伴う入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)を基に、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の位相変調成分（角度変調成分）を表す第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)と、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調成分に応じた位相変調（角度変調）を伴う第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)と、を生成して出力する。信号分離器１２では、第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)及び第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)がディジタル信号として生成される。

本実施形態では、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)をベースバンド信号として前述の（１）式、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を前述の（４）〜（６）式、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)を前述の（７）式で表すものとすると、信号分離器１２から出力される第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)及び第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)は、ベースバンド信号として以下の（８）、（９）式で表される。

Ｓｐ(ｔ)＝θ(ｔ) （８）
Ｓａ(ｔ)＝exp[ｉ・ψ(ｔ)] （９）

信号分離器１２で生成された第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)は、Ｄ／Ａコンバータ２２−１でディジタル信号からアナログ信号へ変換され、さらに、フィルタ２４−１を通過することで、第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)の周波数帯域に対応する成分が抽出されるとともにそれ以外の周波数成分が抑圧される。そして、第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)の実数部Ｓａｉ(ｔ)は、Ｄ／Ａコンバータ２２−２でディジタル信号からアナログ信号へ変換され、さらに、フィルタ２４−２を通過することで、第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)の実数部Ｓａｉ(ｔ)の周波数帯域に対応する成分が抽出されるとともにそれ以外の周波数成分が抑圧される。同様に、第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)の虚数部Ｓａｑ(ｔ)は、Ｄ／Ａコンバータ２２−３でディジタル信号からアナログ信号へ変換され、さらに、フィルタ２４−３を通過することで、第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)の虚数部Ｓａｑ(ｔ)の周波数帯域に対応する成分が抽出されるとともにそれ以外の周波数成分が抑圧される。

変調手段として設けられたＶＣＯ２６は、高周波信号（発振信号）ＳＬ(ｔ)を出力する発振器を含んでおり、第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)を用いて、高周波信号ＳＬ(ｔ)に入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の位相変調成分（角度変調成分）を与えて出力する。高周波信号ＳＬ(ｔ)を以下の（１０）式で表すものとすると、ＶＣＯ２６から出力される高周波信号ＳＬｐ(ｔ)、つまり入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の位相変調成分が与えられた高周波信号ＳＬｐ(ｔ)は、以下の（１１）式で表される。つまり、高周波信号ＳＬｐ(ｔ)の位相は、高周波信号ＳＬ(ｔ)の位相と第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)の位相との和に基づいて決まる（和に等しくなる）。

ＳＬ(ｔ)＝ａ_max・cos[２・π・ｆ_c・ｔ] （１０）
ＳＬｐ(ｔ)＝ａ_max・cos[２・π・ｆ_c・ｔ＋θ(ｔ)] （１１）

直交変調器２７−１は、一対のミキサと加算器とを含んでおり、ＶＣＯ２６から出力された高周波信号ＳＬｐ(ｔ)を用いて、フィルタ２４−２，２４−３を通過した第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)（実数部Ｓａｉ(ｔ)及び虚数部Ｓａｑ(ｔ)）を周波数変換（アップコンバート）して合成することで、ＲＦ信号である高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)を生成して出力する。直交変調器２７−１から出力された高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)は、フィルタ３０−１を通過することで、高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)の周波数帯域に対応する成分が抽出されるとともにそれ以外の周波数成分が抑圧される。増幅器１４−１は、直交変調器２７−１から出力された（フィルタ３０−１を通過した）高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)を増幅する。

ここでの直交変調器２７−１は、高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)の位相がＶＣＯ２６からの高周波信号ＳＬｐ(ｔ)の位相と第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)の位相との和に基づいて決まる（和に等しくなる）ように、高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)を生成する。その結果、増幅器１４−１へ入力される（フィルタ３０−１を通過した）高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)は、前述の（４）式に一致する。ここでは、高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)に対応する信号成分を抽出するために、イメージリジェクトミキサを用いることもできる。

同様に、直交変調器２７−２は、一対のミキサと加算器とを含んでおり、ＶＣＯ２６から出力された高周波信号ＳＬｐ(ｔ)を用いて、フィルタ２４−２，２４−３を通過した第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)（実数部Ｓａｉ(ｔ)及び虚数部Ｓａｑ(ｔ)）を周波数変換（アップコンバート）して合成することで、ＲＦ信号である高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)を生成して出力する。直交変調器２７−２から出力された高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)は、フィルタ３０−２を通過することで、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)の周波数帯域に対応する成分が抽出されるとともにそれ以外の周波数成分が抑圧される。増幅器１４−２は、直交変調器２７−２から出力された（フィルタ３０−２を通過した）高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)を増幅する。

ここでの直交変調器２７−２は、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)の位相がＶＣＯ２６からの高周波信号ＳＬｐ(ｔ)の位相と第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)の位相との差に基づいて決まる（差に等しくなる）ように、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)を生成する。その結果、増幅器１４−２へ入力される（フィルタ３０−２を通過した）高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)は、前述の（５）式に一致する。ここでは、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)に対応する信号成分を抽出するために、イメージリジェクトミキサを用いることもできる。このように、ＶＣＯ２６からの高周波信号ＳＬｐ(ｔ)を用いて、第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)をアップコンバートすることで、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅に応じた位相差を有するように位相変調（角度変調）が与えられた高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)が生成される。そして、信号分離器１２、発振器２６、及び直交変調器２７−１，２７−２を含む構成により、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を生成して増幅器対１４へ出力する高周波信号対生成器が実現される。

前述のように、図１０に示す高周波増幅回路においては、信号分離器６２で生成される位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)の帯域幅は、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調分ａ(ｔ)に応じた位相変調分ψ(ｔ)が与えられることで、元の入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の帯域幅よりも大幅に広くなる。図２のベクトル図に示すように、θ(ｔ)の変化範囲は±πであり、ψ(ｔ)の変化範囲は±π／２であるため、θ(ｔ)±ψ(ｔ)は±１．５×πの範囲で変化し、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)は過度の角度変調状態となる。ＦＭ変調モデルで考えると、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)の変調指数βはθ(ｔ)±ψ(ｔ)の最大値に相当し、９８％電力の周波数帯域幅は、カーソンの法則より２×(１＋β)＝１１．４倍に広がる。一例として、Ｗ−ＣＤＭＡ４波である場合の入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)のスペクトラム（ベースバンド帯域）を図３に示し、この入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)を信号分離器６２で分離した場合の位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)のスペクトラム（ベースバンド帯域）を図４に示す。このような広帯域の位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)を劣化無く信号分離器６２で生成するためには、信号分離器６２に要求されるサンプリングレートは入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の帯域幅の約１５〜２０倍となる。ディジタル回路の消費電力はクロック周波数に概略比例するので、回路全体の消費電力に大きな影響を及ぼすことになる。

また、図１０に示す高周波増幅回路においては、信号分離器６２で生成される位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)の帯域幅が増大するほど、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)の劣化が生じやすくなる。例えば、広帯域の位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)をフィルタ７４−１，７４−２に通すことで位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)に対応する周波数成分を抽出する際には、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)の帯域幅が増大するほど、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)の劣化が生じやすくなる。劣化が生じた位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)のＩ−Ｑコンスタレーションは、例えば図５に示すようになり、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)が定振幅信号にならなくなる。このような劣化した位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)をアップコンバートしてＲＦ信号である高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を生成し、この高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を増幅器対１４で増幅すると、増幅器対１４のＡＭ／ＡＭ歪みやＡＭ／ＰＭ歪みの影響を受けることで、例えば図６に示すように、合成後の出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)が劣化して歪みが発生することになる。ただし、図６では、ベースバンド帯域に換算したスペクトラムを図示している。

これに対して本実施形態では、信号分離器１２が、振幅変調及び位相変調を伴う入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)を基に、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の位相変調成分を表す第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)と、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調成分に応じた位相変調を伴う第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)と、を分離して生成する。図２に示すように、第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)の位相θ(ｔ)の変化範囲は±πであり、第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)の位相ψ(ｔ)の変化範囲は±π／２である。そして、カーソンの法則より、第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)の周波数帯域幅は２×(１＋β)＝８．３倍程度であり、第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)の周波数帯域幅は２×(１＋β)＝５．１倍程度である。そのため、信号分離器１２で生成される第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)及び第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)の帯域幅は、いずれも信号分離器６２で生成される位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)の帯域幅より狭くなる。その結果、信号分離器１２に要求されるサンプリングレートを低くすることができ、回路全体の消費電力を低減することができる。そして、例えば第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)及び第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)（実数部Ｓａｉ(ｔ)及び虚数部Ｓａｑ(ｔ)）をフィルタ２４−１〜２４−３に通す際に、第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)及び第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)の劣化を抑えることができる。そして、第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)を用いて高周波信号ＳＬ(ｔ)に入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の位相変調成分を与え、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の位相変調成分が与えられた高周波信号ＳＬｐ(ｔ)を用いて第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)をアップコンバートして高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を生成することで、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を生成する際に発生する劣化を抑えることができる。その結果、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を増幅器対１４で増幅する際に、増幅器対１４のＡＭ／ＡＭ歪みやＡＭ／ＰＭ歪みの影響を受けるのを抑えることができ、合成後の出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の劣化を抑えることができる。したがって、本実施形態によれば、高効率な線形増幅を実現することができる。

なお、本実施形態において入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)がＩＦ信号である場合は、信号分離器１２は、図７に示すように、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の位相変調成分を表す第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)と、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調成分に応じた位相変調を伴う第２位相変調信号対Ｓａ１(ｔ)，Ｓａ２(ｔ)と、を生成して出力する。信号分離器１２で生成された第２位相変調信号対Ｓａ１(ｔ)，Ｓａ２(ｔ)は、Ｄ／Ａコンバータ２２−２，２２−３でそれぞれディジタル信号からアナログ信号へ変換され、さらに、フィルタ２４−２，２４−３をそれぞれ通過することで、第２位相変調信号対Ｓａ１(ｔ)，Ｓａ２(ｔ)の周波数帯域に対応する成分が抽出されるとともにそれ以外の周波数成分が抑圧される。

ＩＦ信号である入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)を以下の（１２）式で表すものとすると、信号分離器１２から出力される第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)及び第２位相変調信号対Ｓａ１(ｔ)，Ｓａ２(ｔ)は、ＩＦ信号として以下の（１３）〜（１５）式で表される。そのため、第２位相変調信号対Ｓａ１(ｔ)，Ｓａ２(ｔ)は、２×ψ(ｔ)の位相差を有する。そして、ＶＣＯ２６から出力される（入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の位相変調成分が与えられた）高周波信号ＳＬｐ(ｔ)は、以下の（１６）式で表される。ただし、（１２）〜（１６）式において、ｆ_IFはＩＦ周波数である。

Ｓｉｎ(ｔ)＝ａ(ｔ)・cos[２・π・ｆ_IF・ｔ＋θ(ｔ)] （１２）
Ｓｐ(ｔ)＝cos[２・π・ｆ_IF・ｔ＋θ(ｔ)] （１３）
Ｓａ１(ｔ)＝cos[２・π・ｆ_IF・ｔ＋ψ(ｔ)] （１４）
Ｓａ２(ｔ)＝cos[２・π・ｆ_IF・ｔ−ψ(ｔ)] （１５）
ＳＬｐ(ｔ)＝ａ_max・cos[２・π・(ｆ_c＋ｆ_IF)・ｔ＋θ(ｔ)] （１６）

ミキサ２８−１は、ＶＣＯ２６から出力された高周波信号ＳＬｐ(ｔ)を用いて、フィルタ２４−２を通過した第２位相変調信号対の一方Ｓａ１(ｔ)を周波数変換（アップコンバート）することで、ＲＦ信号である高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)を生成して出力する。ここでのミキサ２８−１は、高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)の位相がＶＣＯ２６からの高周波信号ＳＬｐ(ｔ)の位相と第２位相変調信号対の一方Ｓａ１(ｔ)の位相との和に基づいて決まる（和に等しくなる）ように、高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)を生成する。同様に、ミキサ２８−２は、ＶＣＯ２６から出力された高周波信号ＳＬｐ(ｔ)を用いて、フィルタ２４−３を通過した第２位相変調信号の他方Ｓａ２(ｔ)を周波数変換（アップコンバート）することで、ＲＦ信号である高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)を生成して出力する。ここでのミキサ２８−２は、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)の位相がＶＣＯ２６からの高周波信号ＳＬｐ(ｔ)の位相と第２位相変調信号対の他方Ｓａ２(ｔ)の位相との和に基づいて決まる（和に等しくなる）ように、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)を生成する。その結果、増幅器対１４へ入力される高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)は以下の（１７）、（１８）式で表され、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)は以下の（１９）式で表される。

Ｓ１(ｔ)＝ａ_max・cos[２・π・(ｆ_c＋２・ｆ_IF)・ｔ＋θ(ｔ)＋ψ(ｔ)] （１７）
Ｓ２(ｔ)＝ａ_max・cos[２・π・(ｆ_c＋２・ｆ_IF)・ｔ＋θ(ｔ)−ψ(ｔ)] （１８）
Ｓｏｕｔ(ｔ)＝Ｇ・ａ(ｔ)
・cos[２・π・(ｆ_c＋２・ｆ_IF)・ｔ＋θ(ｔ)＋φ] （１９）

信号分離器１２で生成される信号がベースバンド信号である場合に限らず、ＩＦ信号である場合においても、第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)及び第２位相変調信号対Ｓａ１(ｔ)，Ｓａ２(ｔ)の帯域幅を狭めることができる。その結果、信号分離器１２に要求されるサンプリングレートを低くすることができ、回路全体の消費電力を低減することができる。そして、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を生成する際に発生する劣化を抑えることができる。

以上の実施形態１の説明では、ＶＣＯ２６を用いて高周波信号ＳＬ(ｔ)に入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の位相変調成分を与えるものとした。ただし、本実施形態では、高周波信号ＳＬ(ｔ)に入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の位相変調成分を与える変調手段としてミキサを用いることもできる。

以上の実施形態１の説明では、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)が振幅変調及び位相変調を伴う変調信号であるものとした。ただし、本実施形態では、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)が振幅変調及び周波数変調を伴う変調信号であってもよい。その場合は、信号分離器１２は、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の周波数変調成分を表す周波数変調信号Ｓｆ(ｔ)と、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調成分に応じた位相変調を伴う位相変調信号Ｓａ(ｔ)（あるいは位相変調信号対Ｓａ１(ｔ)，Ｓａ２(ｔ)）と、を生成して出力する。ＶＣＯ２６は、周波数変調信号Ｓｆ(ｔ)を用いて、高周波信号ＳＬ(ｔ)に入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の周波数変調成分を与えて出力する。直交変調器２７−１，２７−２（あるいはミキサ２８−１，２８−２）は、ＶＣＯ２６からの高周波信号ＳＬｆ(ｔ)を用いて、位相変調信号Ｓａ(ｔ)（あるいは位相変調信号対Ｓａ１(ｔ)，Ｓａ２(ｔ)）を周波数変換（アップコンバート）することで、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を生成して出力する。入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)を以下の（２０）式、高周波信号ＳＬ(ｔ)を前述の（１０）式で表すものとすると、周波数変調信号Ｓｆ(ｔ)、位相変調信号Ｓａ(ｔ)、ＶＣＯ２６からの高周波信号ＳＬｆ(ｔ)（入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の周波数変調成分が与えられた高周波信号ＳＬｆ(ｔ)）、及び高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)は、以下の（２１）〜（２５）式で表される。このように、本実施形態では、角度変調として、位相変調を用いることもできるし、周波数変調を用いることもできる。

Ｓｉｎ(ｔ)＝ａ(ｔ)・cos[２・π・ｆ(ｔ)・ｔ] （２０）
Ｓｆ(ｔ)＝cos[２・π・ｆ(ｔ)・ｔ] （２１）
Ｓａ(ｔ)＝ψ(ｔ) （２２）
ＳＬｆ(ｔ)＝ａ_max・cos[２・π・(ｆ_c＋ｆ(ｔ))・ｔ] （２３）
Ｓ１(ｔ)＝ａ_max・cos[２・π・(ｆ_c＋ｆ(ｔ))・ｔ＋ψ(ｔ)] （２４）
Ｓ２(ｔ)＝ａ_max・cos[２・π・(ｆ_c＋ｆ(ｔ))・ｔ−ψ(ｔ)] （２５）

「実施形態２」
図８は、本発明の実施形態２に係る高周波増幅回路の概略構成を示す図である。以下の実施形態２の説明では、実施形態１と同様の構成または対応する構成には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

直交変調器３７−１は、第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)（実数部Ｓａｉ(ｔ)及び虚数部Ｓａｑ(ｔ)）を用いて発振器３５からの高周波信号ＳＬ(ｔ)に入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調成分に応じた位相変調（角度変調）を与えて、位相変調高周波信号対の一方ＳＬｐ１(ｔ)を生成して出力する。直交変調器３７−２は、第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)（実数部Ｓａｉ(ｔ)及び虚数部Ｓａｑ(ｔ)）を用いて発振器３５からの高周波信号ＳＬ(ｔ)に入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調成分に応じた位相変調（角度変調）を与えて、位相変調高周波信号対の他方ＳＬｐ２(ｔ)を生成して出力する。ここでは、位相変調高周波信号対ＳＬｐ１(ｔ)，ＳＬｐ２(ｔ)が入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅に応じた位相差を有するように生成される。入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)をベースバンド信号として前述の（１）式で表すものとすると、信号分離器１２から出力される第１位相変調信号Ｓｐ（ｔ）及び第２位相変調信号Ｓａ（ｔ）は、以下の（２６）式及び前述した（９）式で表される。

Ｓｐ（ｔ）＝ｃｏｓ［θ（ｔ）］ （２６）

また、高周波信号ＳＬ(ｔ)を前述の（１０）式で表すものとすると、直交変調器３７−１，３７−２から出力される位相変調高周波信号対ＳＬｐ１(ｔ)，ＳＬｐ２(ｔ)、つまり入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調成分に応じた位相変調が与えられた位相変調高周波信号対ＳＬｐ１(ｔ)，ＳＬｐ２(ｔ)は、以下の（２７）、（２８）式で表される。つまり、位相変調高周波信号対の一方ＳＬｐ１(ｔ)の位相は高周波信号ＳＬ(ｔ)の位相と第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)の位相との和に基づいて決まり（和に等しくなり）、位相変調高周波信号対の他方ＳＬｐ２(ｔ)の位相は高周波信号ＳＬ(ｔ)の位相と第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)の位相との差に基づいて決まる（差に等しくなる）。

ＳＬｐ１(ｔ)＝ａ_max・cos[２・π・ｆ_c・ｔ＋ψ(ｔ)] （２７）
ＳＬｐ２(ｔ)＝ａ_max・cos[２・π・ｆ_c・ｔ−ψ(ｔ)] （２８）

ミキサ３８−１は、直交変調器３７−１から出力された位相変調高周波信号対の一方ＳＬｐ１(ｔ)を用いて、フィルタ２４−１を通過した第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)を周波数変換（アップコンバート）することで、ＲＦ信号である高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)を生成して出力する。増幅器１４−１は、ミキサ３８−１から出力された（フィルタ３０−１を通過した）高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)を増幅する。ここでのミキサ３８−１は、高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)の位相が直交変調器３７−１からの位相変調高周波信号対の一方ＳＬｐ１(ｔ)の位相と第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)の位相との和に基づいて決まる（和に等しくなる）ように、高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)を生成する。その結果、増幅器１４−１へ入力される（フィルタ３０−１を通過した）高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)は、前述の（４）式に一致する。そして、ここでのミキサ３８−１としては、高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)に対応する信号成分を抽出するために、イメージリジェクトミキサを用いることもできる。

同様に、ミキサ３８−２は、直交変調器３７−２から出力された位相変調高周波信号対の他方ＳＬｐ２(ｔ)を用いて、フィルタ２４−１を通過した第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)を周波数変換（アップコンバート）することで、ＲＦ信号である高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)を生成して出力する。増幅器１４−２は、ミキサ３８−２から出力された（フィルタ３０−２を通過した）高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)を増幅する。ここでのミキサ３８−２は、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)の位相が直交変調器３７−２からの位相変調高周波信号対の他方ＳＬｐ２(ｔ)の位相と第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)の位相との和に基づいて決まる（和に等しくなる）ように、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)を生成する。その結果、増幅器１４−２へ入力される（フィルタ３０−２を通過した）高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)は、前述の（５）式に一致する。そして、ここでのミキサ３８−２としては、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)に対応する信号成分を抽出するために、イメージリジェクトミキサを用いることもできる。

以上説明した本実施形態でも、信号分離器１２に要求されるサンプリングレートを低くすることができ、回路全体の消費電力を低減することができる。そして、例えば第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)及び第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)（実数部Ｓａｉ(ｔ)及び虚数部Ｓａｑ(ｔ)）をフィルタ２４−１〜２４−３に通す際に、第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)及び第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)の劣化を抑えることができる。そして、第２位相変調信号Ｓａ(ｔ)を用いて高周波信号ＳＬ(ｔ)に入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調成分に応じた位相変調を与え、この位相変調が与えられた位相変調高周波信号対ＳＬｐ１(ｔ)，ＳＬｐ２(ｔ)を用いて第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)をアップコンバートして高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を生成することで、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を生成する際に発生する劣化を抑えることができる。その結果、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を増幅器対１４で増幅する際に、増幅器対１４のＡＭ／ＡＭ歪みやＡＭ／ＰＭ歪みの影響を受けるのを抑えることができ、合成後の出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の劣化を抑えることができる。

なお、本実施形態において入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)がＩＦ信号である場合は、図９に示すように、ＶＣＯ３６−１は、第２位相変調信号対の一方Ｓａ１(ｔ)を用いて高周波信号ＳＬ(ｔ)に入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調成分に応じた位相変調を与えて、位相変調高周波信号対の一方ＳＬｐ１(ｔ)を生成して出力する。同様に、ＶＣＯ３６−２は、第２位相変調信号対の他方Ｓａ２(ｔ)を用いて高周波信号ＳＬ(ｔ)に入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調成分に応じた位相変調を与えて、位相変調高周波信号対の他方ＳＬｐ２(ｔ)を生成して出力する。入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)をＩＦ信号として前述の（１２）式、高周波信号ＳＬ(ｔ)を前述の（１０）式で表すものとすると、ＶＣＯ３６−１，３６−２から出力される位相変調高周波信号対ＳＬｐ１(ｔ)，ＳＬｐ２(ｔ)は、以下の（２９）、（３０）式で表される。つまり、位相変調高周波信号対の一方ＳＬｐ１(ｔ)の位相は高周波信号ＳＬ(ｔ)の位相と第２位相変調信号対の一方Ｓａ１(ｔ)の位相との和に基づいて決まり（和に等しくなり）、位相変調高周波信号対の他方ＳＬｐ２(ｔ)の位相は高周波信号ＳＬ(ｔ)の位相と第２位相変調信号対の他方Ｓａ２(ｔ)の位相との和に基づいて決まる（和に等しくなる）。

ＳＬｐ１(ｔ)＝ａ_max・cos[２・π・(ｆ_c＋ｆ_IF)・ｔ＋ψ(ｔ)] （２９）
ＳＬｐ２(ｔ)＝ａ_max・cos[２・π・(ｆ_c＋ｆ_IF)・ｔ−ψ(ｔ)] （３０）

ミキサ３８−１は、ＶＣＯ３６−１から出力された位相変調高周波信号対の一方ＳＬｐ１(ｔ)を用いて、フィルタ２４−１を通過した第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)を周波数変換（アップコンバート）することで、ＲＦ信号である高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)を生成して出力する。ここでのミキサ３８−１は、高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)の位相がＶＣＯ３６−１からの位相変調高周波信号対の一方ＳＬｐ１(ｔ)の位相と第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)の位相との和に基づいて決まる（和に等しくなる）ように、高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)を生成する。その結果、増幅器１４−１へ入力される高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)は、前述の（１７）式に一致する。同様に、ミキサ３８−２は、ＶＣＯ３６−２から出力された位相変調高周波信号対の他方ＳＬｐ２(ｔ)を用いて、フィルタ２４−１を通過した第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)を周波数変換（アップコンバート）することで、ＲＦ信号である高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)を生成して出力する。ここでのミキサ３８−２は、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)の位相がＶＣＯ３６−２からの位相変調高周波信号対の他方ＳＬｐ２(ｔ)の位相と第１位相変調信号Ｓｐ(ｔ)の位相との和に基づいて決まる（和に等しくなる）ように、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)を生成する。その結果、増幅器１４−２へ入力される高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)は、前述の（１８）式に一致する。このように、本実施形態においても、実施形態１と同様に、信号分離器１２で生成される信号がベースバンド信号であってもよいし、ＩＦ信号であってもよい。なお、上記の説明では、ＶＣＯ３６−１，３６−２を用いて高周波信号ＳＬ(ｔ)に入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調成分に応じた位相変調を与えるものとしたが、高周波信号ＳＬ(ｔ)に入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調成分に応じた位相変調を与えて位相変調高周波信号対ＳＬｐ１(ｔ)，ＳＬｐ２(ｔ)を生成する変調手段としてミキサを用いることもできる。

以上の実施形態２の説明では、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)が振幅変調及び位相変調を伴う変調信号であるものとした。ただし、本実施形態でも、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)が振幅変調及び周波数変調を伴う変調信号であってもよい。その場合は、信号分離器１２は、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の周波数変調成分を表す周波数変調信号Ｓｆ(ｔ)と、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調成分に応じた位相変調を伴う位相変調信号Ｓａ(ｔ)と、を生成して出力する。直交変調器３７−１，３７−２は、位相変調信号Ｓａ(ｔ)を用いて高周波信号ＳＬ(ｔ)に入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調成分に応じた位相変調を与えて、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅に応じた位相差を有する位相変調高周波信号対ＳＬｐ１(ｔ)，ＳＬｐ２(ｔ)を生成して出力する。ミキサ３８−１，３８−２は、直交変調器３７−１，３７−２からの位相変調高周波信号対ＳＬｐ１(ｔ)，ＳＬｐ２(ｔ)を用いて、周波数変調信号Ｓｆ(ｔ)を周波数変換（アップコンバート）することで、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を生成して出力する。入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)を前述の（２０）式、高周波信号ＳＬ(ｔ)を前述の（１０）式で表すものとすると、周波数変調信号Ｓｆ(ｔ)は前述の（２１）式、位相変調信号Ｓａ(ｔ)は前述の（２２）式、位相変調高周波信号対ＳＬｐ１(ｔ)，ＳＬｐ２(ｔ)は前述の（２７）、（２８）式、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)は前述の（２４）、（２５）式で表される。このように、本実施形態でも、角度変調として、位相変調を用いることもできるし、周波数変調を用いることもできる。

以上、本発明を実施するための形態について説明したが、本発明はこうした実施形態に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。

本発明の実施形態１に係る高周波増幅回路の概略構成を示す図である。 ＬＩＮＣの動作を説明するためのベクトル図である。 入力変調信号のスペクトラムの一例を示す図である。 位相変調信号対のスペクトラムの一例を示す図である。 劣化が生じた位相変調信号対のＩ−Ｑコンスタレーションの一例を示す図である。 劣化が生じた出力高周波信号の一例を示す図である。 本発明の実施形態１に係る高周波増幅回路の他の概略構成を示す図である。 本発明の実施形態２に係る高周波増幅回路の概略構成を示す図である。 本発明の実施形態２に係る高周波増幅回路の他の概略構成を示す図である。 関連技術の高周波増幅回路の概略構成を示す図である。

符号の説明

１０ 入力端子、１２ 信号分離器、１４ 増幅器対、１６ 合成器、２０ 出力端子、２２−１，２２−２，２２−３ Ｄ／Ａコンバータ、２４−１，２４−２，２４−３，３０−１，３０−２ フィルタ、２６，３６−１，３６−２ ＶＣＯ、２７−１，２７−２，３７−１，３７−２ 直交変調器、２８−１，２８−２，３８−１，３８−２ ミキサ。

Claims (4)

1. 振幅変調及び角度変調を伴う入力変調信号を基に、入力変調信号の振幅に応じた位相差が生じるように角度変調が与えられた高周波信号対を生成して出力する高周波信号対生成器と、高周波信号対生成器から出力された高周波信号対を増幅する増幅器対と、増幅器対で増幅された高周波信号対の各々を合成して出力する合成器と、を備える高周波増幅回路であって、
   高周波信号対生成器は、
   入力変調信号を基に、入力変調信号の角度変調成分を表す第１角度変調信号と、入力変調信号の振幅変調成分に応じた角度変調を伴う第２角度変調信号と、を生成する変調信号生成手段と、
   第１角度変調信号を用いて高周波信号に入力変調信号の角度変調成分を与える変調手段と、
   変調手段からの高周波信号を用いて第２角度変調信号を周波数変換して、入力変調信号の振幅に応じた位相差を有する高周波信号対を生成する変換手段と、
   を有し、
   変換手段から出力された高周波信号対が増幅器対で増幅される、高周波増幅回路。
2. 請求項１に記載の高周波増幅回路であって、
   変換手段は、高周波信号対の一方の位相が変調手段からの高周波信号の位相と第２角度変調信号の位相との和に基づいて決まり、高周波信号対の他方の位相が変調手段からの高周波信号の位相と第２角度変調信号の位相との差に基づいて決まるように、高周波信号対を生成する、高周波増幅回路。
3. 振幅変調及び角度変調を伴う入力変調信号を基に、入力変調信号の振幅に応じた位相差が生じるように角度変調が与えられた高周波信号対を生成して出力する高周波信号対生成器と、高周波信号対生成器から出力された高周波信号対を増幅する増幅器対と、増幅器対で増幅された高周波信号対の各々を合成して出力する合成器と、を備える高周波増幅回路であって、
   高周波信号対生成器は、
   入力変調信号を基に、入力変調信号の角度変調成分を表す第１角度変調信号と、入力変調信号の振幅変調成分に応じた角度変調を伴う第２角度変調信号と、を生成する変調信号生成手段と、
   第２角度変調信号を用いて高周波信号に入力変調信号の振幅変調成分に応じた角度変調を与えて、入力変調信号の振幅に応じた位相差を有する角度変調高周波信号対を生成する変調手段と、
   変調手段からの角度変調高周波信号対を用いて第１角度変調信号を周波数変換して、入力変調信号の振幅に応じた位相差を有する高周波信号対を生成する変換手段と、
   を有し、
   変換手段から出力された高周波信号対が増幅器対で増幅される、高周波増幅回路。
4. 請求項３に記載の高周波増幅回路であって、
   変調手段は、角度変調高周波信号対の一方の位相が高周波信号の位相と第２角度変調信号の位相との和に基づいて決まり、角度変調高周波信号対の他方の位相が高周波信号の位相と第２角度変調信号の位相との差に基づいて決まるように、角度変調高周波信号対を生成する、高周波増幅回路。

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