JP3380618B2 - ディジタル信号ｑｐｓｋ変調装置 - Google Patents
ディジタル信号ｑｐｓｋ変調装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はディジタル信号ＱＰＳ
Ｋ変調装置に係り、特に飽和増幅器を介してもスペクト
ルの広がらないディジタル信号ＱＰＳＫ変調装置に関す
るものである。
Ｋ変調装置に係り、特に飽和増幅器を介してもスペクト
ルの広がらないディジタル信号ＱＰＳＫ変調装置に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種のＱＰＳＫ変調装置は、図
４の系統図に示すとおり、第１のディジタル信号Ｉ
（ｔ）（１と−１の値を取り得る）と第１の搬送波（ｓ
ｉｎωc ｔ）を乗算回路２１で掛け合わせ、第２のディ
ジタル信号Ｑ（ｔ）（１と−１の値を取り得る）を第１
の搬送波と９０°位相の異なる第２の搬送波（ｃｏｓω
c ｔ）と乗算回路２２で掛け合わせた後、２つの信号を
加算回路２３で加算していた。このため、図５図示のベ
クトル図からわかるとおり、Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）が
＋１および−１になることにより４つの異なる位相点を
持つＱＰＳＫ変調波を得ることはできるが、Ｉ（ｔ）＝
１，Ｑ（ｔ）＝１からＩ（ｔ）＝−１，Ｑ（ｔ）＝−１
に変化するときとその逆の場合、およびＩ（ｔ）＝１，
Ｑ（ｔ）＝−１からＩ（ｔ）＝−１，Ｑ（ｔ）＝１に変
化するときとその逆の場合にはベクトルが極座標の中心
を通ることになり、このとき搬送波の振幅が０になって
しまっていた。つまりディジタル信号により振幅の変化
が発生していた。
４の系統図に示すとおり、第１のディジタル信号Ｉ
（ｔ）（１と−１の値を取り得る）と第１の搬送波（ｓ
ｉｎωc ｔ）を乗算回路２１で掛け合わせ、第２のディ
ジタル信号Ｑ（ｔ）（１と−１の値を取り得る）を第１
の搬送波と９０°位相の異なる第２の搬送波（ｃｏｓω
c ｔ）と乗算回路２２で掛け合わせた後、２つの信号を
加算回路２３で加算していた。このため、図５図示のベ
クトル図からわかるとおり、Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）が
＋１および−１になることにより４つの異なる位相点を
持つＱＰＳＫ変調波を得ることはできるが、Ｉ（ｔ）＝
１，Ｑ（ｔ）＝１からＩ（ｔ）＝−１，Ｑ（ｔ）＝−１
に変化するときとその逆の場合、およびＩ（ｔ）＝１，
Ｑ（ｔ）＝−１からＩ（ｔ）＝−１，Ｑ（ｔ）＝１に変
化するときとその逆の場合にはベクトルが極座標の中心
を通ることになり、このとき搬送波の振幅が０になって
しまっていた。つまりディジタル信号により振幅の変化
が発生していた。
【０００３】このため図４図示ｌ（エル）点の信号をア
ップコンバータ２４により所定の周波数に変換した後、
増幅器２５により所定の電力に増幅する場合、ｍ点の信
号が振幅の変化があるため、増幅器２５が非直線を持っ
ていると、混変調のため多くのスプリアスを生じ、ｎ点
の信号のスペクトルはｍ点の信号が有しているスペクト
ルの外側に多くのサイドバンドが広がったものになって
しまっていた。このサイドバンドの広がりを防止するに
は増幅器２５を直線増幅の範囲で使用しなければなら
ず、増幅器の効率が低下する欠点があった。
ップコンバータ２４により所定の周波数に変換した後、
増幅器２５により所定の電力に増幅する場合、ｍ点の信
号が振幅の変化があるため、増幅器２５が非直線を持っ
ていると、混変調のため多くのスプリアスを生じ、ｎ点
の信号のスペクトルはｍ点の信号が有しているスペクト
ルの外側に多くのサイドバンドが広がったものになって
しまっていた。このサイドバンドの広がりを防止するに
は増幅器２５を直線増幅の範囲で使用しなければなら
ず、増幅器の効率が低下する欠点があった。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】前述のごとく従来のデ
ィジタル信号ＱＰＳＫ変調装置ではディジタル信号の変
化点において出力信号の振幅が０になる瞬間があるた
め、この信号を飽和電力増幅器で増幅すると混変調が生
じサイドバンドが広がる欠点があった。混変調が生じな
いようにするためには電力増幅器を直線領域で動作させ
なければならず、この場合には電力増幅器の電源効率は
低くなる。
ィジタル信号ＱＰＳＫ変調装置ではディジタル信号の変
化点において出力信号の振幅が０になる瞬間があるた
め、この信号を飽和電力増幅器で増幅すると混変調が生
じサイドバンドが広がる欠点があった。混変調が生じな
いようにするためには電力増幅器を直線領域で動作させ
なければならず、この場合には電力増幅器の電源効率は
低くなる。
【０００５】そこで本発明の目的は、電力増幅器を飽和
領域で動作させてもサイドバンドの広がらないディジタ
ル信号ＱＰＳＫ変調装置を提供せんとするものである。
領域で動作させてもサイドバンドの広がらないディジタ
ル信号ＱＰＳＫ変調装置を提供せんとするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するた
め、本発明ディジタル信号ＱＰＳＫ変調装置は、第１の
ディジタル入力信号により制御される第１の余弦波状波
形発生回路および第１の正弦波状波形発生回路と、第１
の余弦波状波形発生回路の出力と第１の搬送波を掛け合
わせる第１の乗算回路と、第１の正弦波状波形発生回路
の出力と第１の搬送波と９０°位相の異なる第２の搬送
波を掛け合わせる第２の乗算回路と、第１および第２の
乗算回路の各出力を加算する第１の加算回路と、第２の
ディジタル入力信号により制御される第２の余弦波状波
形発生回路および第２の正弦波状波形発生回路と、第２
の正弦波状波形発生回路の出力と第１の搬送波を掛け合
わせる第３の乗算回路と、第２の余弦波状波形発生回路
の出力と第２の搬送波を掛け合わせる第４の乗算回路
と、第３および第４の乗算回路の各出力を加算する第２
の加算回路とを具えるとともに、第１および第２の加算
回路の各出力を飽和電力増幅器により電力増幅したのち
加算するための第３の加算回路を具えたことを特徴とす
るものである。
め、本発明ディジタル信号ＱＰＳＫ変調装置は、第１の
ディジタル入力信号により制御される第１の余弦波状波
形発生回路および第１の正弦波状波形発生回路と、第１
の余弦波状波形発生回路の出力と第１の搬送波を掛け合
わせる第１の乗算回路と、第１の正弦波状波形発生回路
の出力と第１の搬送波と９０°位相の異なる第２の搬送
波を掛け合わせる第２の乗算回路と、第１および第２の
乗算回路の各出力を加算する第１の加算回路と、第２の
ディジタル入力信号により制御される第２の余弦波状波
形発生回路および第２の正弦波状波形発生回路と、第２
の正弦波状波形発生回路の出力と第１の搬送波を掛け合
わせる第３の乗算回路と、第２の余弦波状波形発生回路
の出力と第２の搬送波を掛け合わせる第４の乗算回路
と、第３および第４の乗算回路の各出力を加算する第２
の加算回路とを具えるとともに、第１および第２の加算
回路の各出力を飽和電力増幅器により電力増幅したのち
加算するための第３の加算回路を具えたことを特徴とす
るものである。
【０００７】
【実施例】以下添付図面を参照し実施例により本願発明
を詳細に説明する。本発明に係るディジタル信号ＱＰＳ
Ｋ変調装置実施例の系統を示す図１を参照するに、当該
変調装置は、入力ディジタル信号Ｉ（ｔ）に従って余弦
波状波形を発生する余弦波状波形発生回路（ｃｏｓθ
（ｔ））１と、正弦波状波形を発生する正弦波状波形発
生回路（ｓｉｎθ（ｔ））２と、入力ディジタル信号Ｑ
（ｔ）に従って余弦波状波形を発生する余弦波状波形発
生回路（ｃｏｓθ（ｔ））３と、正弦波状波形を発生す
る正弦波状波形発生回路（ｓｉｎθ（ｔ））４と、これ
らの波形発生回路の出力を位相が９０°異なる２つの搬
送波ｓｉｎωc ｔおよびｃｏｓωc ｔと乗算する乗算回
路５，６，７，８と、乗算回路５，６の出力を加算する
加算回路９と、乗算回路７，８の出力を加算する加算回
路１０と、加算回路９，１０の出力を共通のローカル発
振器１５の出力を用いて所定の周波数に変換するアップ
コンバータ１１，１２と、アップコンバータ１１，１２
の出力を所定の電力に増幅するための増幅器（固体電力
増幅器）１３，１４と、これらの増幅器１３，１４の出
力を加算する加算回路１６とを具えている。
を詳細に説明する。本発明に係るディジタル信号ＱＰＳ
Ｋ変調装置実施例の系統を示す図１を参照するに、当該
変調装置は、入力ディジタル信号Ｉ（ｔ）に従って余弦
波状波形を発生する余弦波状波形発生回路（ｃｏｓθ
（ｔ））１と、正弦波状波形を発生する正弦波状波形発
生回路（ｓｉｎθ（ｔ））２と、入力ディジタル信号Ｑ
（ｔ）に従って余弦波状波形を発生する余弦波状波形発
生回路（ｃｏｓθ（ｔ））３と、正弦波状波形を発生す
る正弦波状波形発生回路（ｓｉｎθ（ｔ））４と、これ
らの波形発生回路の出力を位相が９０°異なる２つの搬
送波ｓｉｎωc ｔおよびｃｏｓωc ｔと乗算する乗算回
路５，６，７，８と、乗算回路５，６の出力を加算する
加算回路９と、乗算回路７，８の出力を加算する加算回
路１０と、加算回路９，１０の出力を共通のローカル発
振器１５の出力を用いて所定の周波数に変換するアップ
コンバータ１１，１２と、アップコンバータ１１，１２
の出力を所定の電力に増幅するための増幅器（固体電力
増幅器）１３，１４と、これらの増幅器１３，１４の出
力を加算する加算回路１６とを具えている。
【０００８】図２において、図２（ａ）に示す入力ディ
ジタル信号Ｉ（ｔ）が＋１か−１であるかに従って、Ｉ
（ｔ）の変化点において本発明の余弦波状波形発生回路
１は図２（ｂ）のような余弦波形に従う波形（ｃｏｓθ
（ｔ））を発生するものとする。また、正弦波状波形発
生回路２はＩ（ｔ）の変化点において図２（ｃ）のよう
な正弦波形に従う波形（ｓｉｎθ（ｔ））を発生するも
のとする。これらの波形はθ（ｔ）が１８０°から０°
へ動く時、および０°から１８０°へ動く時の波形とな
っている。変化点以外ではｃｏｓθ（ｔ）は変化点での
値を維持し、ｓｉｎθ（ｔ）は０である。これらは乗算
回路５，６において位相の９０°異なる搬送波と各々掛
け合わせられたのち加算回路９において加算される。従
って、図１のｉ点における信号は次式のようになる。 Ii (t) = cos θ(t) ・sin ωc t + sin θ(t) ・ cos
ωc t= sin (ωc t + θ(t))
ジタル信号Ｉ（ｔ）が＋１か−１であるかに従って、Ｉ
（ｔ）の変化点において本発明の余弦波状波形発生回路
１は図２（ｂ）のような余弦波形に従う波形（ｃｏｓθ
（ｔ））を発生するものとする。また、正弦波状波形発
生回路２はＩ（ｔ）の変化点において図２（ｃ）のよう
な正弦波形に従う波形（ｓｉｎθ（ｔ））を発生するも
のとする。これらの波形はθ（ｔ）が１８０°から０°
へ動く時、および０°から１８０°へ動く時の波形とな
っている。変化点以外ではｃｏｓθ（ｔ）は変化点での
値を維持し、ｓｉｎθ（ｔ）は０である。これらは乗算
回路５，６において位相の９０°異なる搬送波と各々掛
け合わせられたのち加算回路９において加算される。従
って、図１のｉ点における信号は次式のようになる。 Ii (t) = cos θ(t) ・sin ωc t + sin θ(t) ・ cos
ωc t= sin (ωc t + θ(t))
【０００９】変化点の前後でθ（ｔ）は１８０°から０
°へ、もしくは０°から１８０°へ移るので図１のｉ点
における信号をベクトル図で表すと図３（ａ）のように
なり、Ｉ（ｔ）が＋１から−１または−１から＋１に変
化してもその振幅は一定であり、位相のみ１８０°変化
している。図１のｉ点における信号はアップコンバータ
１１により所定の周波数に変換されて後、増幅器１３に
より所定の電力に増幅されるが、図３（ａ）のように振
幅が一定であるため増幅器１３がたとえ非直線をもった
飽和増幅器であっても混変調を生ずることがない。した
がって、従来のディジタル信号ＱＰＳＫ変調装置のよう
に飽和増幅器の混変調によってサイドバンドが広がるこ
とがない。
°へ、もしくは０°から１８０°へ移るので図１のｉ点
における信号をベクトル図で表すと図３（ａ）のように
なり、Ｉ（ｔ）が＋１から−１または−１から＋１に変
化してもその振幅は一定であり、位相のみ１８０°変化
している。図１のｉ点における信号はアップコンバータ
１１により所定の周波数に変換されて後、増幅器１３に
より所定の電力に増幅されるが、図３（ａ）のように振
幅が一定であるため増幅器１３がたとえ非直線をもった
飽和増幅器であっても混変調を生ずることがない。した
がって、従来のディジタル信号ＱＰＳＫ変調装置のよう
に飽和増幅器の混変調によってサイドバンドが広がるこ
とがない。
【００１０】もう一つのディジタル信号Ｑ（ｔ）による
本発明のＱＰＳＫ変調装置の動作もＩ（ｔ）と同様であ
り、図１のｊ点における信号は次式のようになる。 Qj (t)= cosθ(t) ・cos ωc t +sinθ(t) ・sin ωc t = cos (ωc t - θ(t)) この信号をベクトル図で表すと図３（ｂ）のようにな
り、位相は図３（ａ）と全体的に９０°異なっているが
その振幅は一定である。この信号を周波数変換した後、
飽和増幅器１４を通してもサイドバンドは広がることは
ない。これらの２つの信号を加算回路１６で加算すれば
図３（ａ），（ｂ）をベクトル加算したことになり、４
つの位相点を持つＱＰＳＫ変調波を得ることができる。
本発明のＱＰＳＫ変調装置の動作もＩ（ｔ）と同様であ
り、図１のｊ点における信号は次式のようになる。 Qj (t)= cosθ(t) ・cos ωc t +sinθ(t) ・sin ωc t = cos (ωc t - θ(t)) この信号をベクトル図で表すと図３（ｂ）のようにな
り、位相は図３（ａ）と全体的に９０°異なっているが
その振幅は一定である。この信号を周波数変換した後、
飽和増幅器１４を通してもサイドバンドは広がることは
ない。これらの２つの信号を加算回路１６で加算すれば
図３（ａ），（ｂ）をベクトル加算したことになり、４
つの位相点を持つＱＰＳＫ変調波を得ることができる。
【００１１】なお、余弦、正弦波状波形の変化する時間
は信号Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）の１シンボル期間よりも短く
しておく必要がある。また余弦、正弦波状波形発生回路
１，２，３，４はＲＯＭに波形を記憶させておいて、デ
ィジタル信号Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）のクロックに比べて充
分高いクロックで読み出すことにより容易に発生させる
ことができる。
は信号Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）の１シンボル期間よりも短く
しておく必要がある。また余弦、正弦波状波形発生回路
１，２，３，４はＲＯＭに波形を記憶させておいて、デ
ィジタル信号Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）のクロックに比べて充
分高いクロックで読み出すことにより容易に発生させる
ことができる。
【００１２】以上実施例に基づき本願発明を説明してき
たが、本発明はこの実施例に限定されることなく、発明
の要旨内において各種の変形、変更の可能なことは自明
であろう。
たが、本発明はこの実施例に限定されることなく、発明
の要旨内において各種の変形、変更の可能なことは自明
であろう。
【００１３】
【発明の効果】本発明では入力ディジタル信号に応じて
搬送波の位相を１８０°変化させる場合に振幅一定のま
ま変化させ、このようにして得られた２つの搬送波を各
々飽和増幅器を介した後加算しているので、電力増幅器
の電力効率を低下させることなくサイドハンドの広がり
のないディジタル信号ＱＰＳＫ変調波を得ることがてき
る。
搬送波の位相を１８０°変化させる場合に振幅一定のま
ま変化させ、このようにして得られた２つの搬送波を各
々飽和増幅器を介した後加算しているので、電力増幅器
の電力効率を低下させることなくサイドハンドの広がり
のないディジタル信号ＱＰＳＫ変調波を得ることがてき
る。
【図１】本発明変調装置実施例の構成を示す図。
【図２】図１の各部における信号の波形を示す図。
【図３】図１図示構成図のｉ点，ｊ点における信号のベ
クトルを示す図。
クトルを示す図。
【図４】従来の変調装置の構成を示す図。
【図５】図４図示構成図のｌ（エル）点における信号の
ベクトルを示す図。
ベクトルを示す図。
１，３ 余弦波状波形発生回路（cos θ(t))
２，４ 正弦波状波形発生回路（sin θ(t))
５，６，７，８，２１，２２ 乗算回路
９，１０，１６，２３，２５ 加算回路
１１，１２，２４ アップコンバータ
１３，１４，２５ 固体電力増幅器
１５，２６ コンバータ用発振器
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平７−131339（ＪＰ，Ａ)
特開 平２−285749（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−96037（ＪＰ，Ａ)
特開 昭62−100053（ＪＰ，Ａ)
特開 昭59−161157（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−336403（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 27/00 - 27/38
Claims (2)
- 【請求項１】 第１のディジタル入力信号により制御さ
れる第１の余弦波状波形発生回路および第１の正弦波状
波形発生回路と、第１の余弦波状波形発生回路の出力と
第１の搬送波を掛け合わせる第１の乗算回路と、第１の
正弦波状波形発生回路の出力と第１の搬送波と９０°位
相の異なる第２の搬送波を掛け合わせる第２の乗算回路
と、第１および第２の乗算回路の各出力を加算する第１
の加算回路と、第２のディジタル入力信号により制御さ
れる第２の余弦波状波形発生回路および第２の正弦波状
波形発生回路と、第２の正弦波状波形発生回路の出力と
第１の搬送波を掛け合わせる第３の乗算回路と、第２の
余弦波状波形発生回路の出力と第２の搬送波を掛け合わ
せる第４の乗算回路と、第３および第４の乗算回路の各
出力を加算する第２の加算回路とを具えるとともに、第
１および第２の加算回路の各出力を加算するための第３
の加算回路を具えたことを特徴とするディジタル信号Ｑ
ＰＳＫ変調装置。 - 【請求項２】 請求項１記載のディジタル信号ＱＰＳＫ
変調装置において、前記第１および第２の加算回路の各
出力を共通の局部発振器により周波数変換した後、飽和
電力増幅器により電力増幅したのち加算することを特徴
とするディジタル信号ＱＰＳＫ変調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09625194A JP3380618B2 (ja) | 1994-05-10 | 1994-05-10 | ディジタル信号ｑｐｓｋ変調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09625194A JP3380618B2 (ja) | 1994-05-10 | 1994-05-10 | ディジタル信号ｑｐｓｋ変調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07303122A JPH07303122A (ja) | 1995-11-14 |
| JP3380618B2 true JP3380618B2 (ja) | 2003-02-24 |
Family
ID=14160001
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09625194A Expired - Fee Related JP3380618B2 (ja) | 1994-05-10 | 1994-05-10 | ディジタル信号ｑｐｓｋ変調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3380618B2 (ja) |
-
1994
- 1994-05-10 JP JP09625194A patent/JP3380618B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07303122A (ja) | 1995-11-14 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |