JP5589887B2 - 増幅回路、送信機及び増幅回路制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、増幅回路、送信機及び増幅回路制御方法に関する。

近年周波数資源が逼迫し、無線通信に於いてディジタル化による高能率伝送が多く用いられるようになってきた。一般に高能率伝送には多値ＱＡＭ（quadrature amplitude modulation）変調方式が用いられ、増幅器には高い線形性が要求される。また、無線送信装置の小型化、低消費電力化を図るために、増幅器には高効率動作が要求される。そこで、高効率な線形増幅器を実現する手段として、ＬＩＮＣ（Linear Amplification with Nonlinear Components）による飽和増幅器を用いた高周波増幅回路が提案されている。

ここで、従来のＬＩＮＣを用いた高周波増幅回路（以下では、「ＬＩＮＣ方式増幅回路」と言う場合がある。）の動作について説明する。ＬＩＮＣ方式増幅回路は、入力された包絡線変動を伴う入力信号Ｓｉｎ（ｔ）を振幅に応じた位相差を有する２つの位相変調信号Ｓｃ１（ｔ）、Ｓｃ２（ｔ）に分離して出力する。この入力信号を分離して生成された信号を「ブランチ信号」と呼ぶ場合がある。そして、Ｓｃ１（ｔ）は、アナログ信号に変換され、フィルタを通過することで、不要な周波数成分が抑圧されＳｃ１（ｔ）に対応する成分が抽出される。そして、ＬＩＮＣ方式増幅回路は、抽出されたＳｃ１（ｔ）に対応する成分を直交変調し、ＲＦ信号である高周波信号Ｓ１（ｔ）を生成する。また、ＬＩＮＣ方式増幅回路は、Ｓｃ２（ｔ）に対しても同様の処理を行い、ＲＦ信号であるＳ２（ｔ）を生成する。ここで、ＬＩＮＣ方式増幅回路は、Ｓ１（ｔ）及びＳ２（ｔ）に対応する並列に設けられた増幅器を有している。そして、Ｓ１（ｔ）及びＳ２（ｔ）は、それぞれに対応する利得Ｇの増幅器によって増幅される。この場合、増幅器は飽和増幅器として用いられる。これにより、増幅器で増幅された高周波信号ＧＳ１（ｔ）及びＧＳ２（ｔ）が生成される。その後、ＬＩＮＣ方式増幅回路は、高周波信号ＧＳ１（ｔ）及びＧＳ２（ｔ）を合成して出力高周波信号Ｓｏｕｔ（ｔ）を生成する。そして、ＬＩＮＣ方式増幅回路は、生成したＳｏｕｔ（ｔ）を出力する。このようにして、ＬＩＮＣ増幅回路は、入力信号Ｓｉｎ（ｔ）を増幅した出力高周波信号Ｓｏｕｔ（ｔ）を生成し、効率的な信号の増幅を行っている。

そして、従来のＬＩＮＣ方式増幅回路における信号の分離方法の一例として、以下の数式１で表されるように信号を分離する方法があった。数式１では、入力信号を極座標表示しており、ｘが上述したＳｉｎ（ｔ）にあたり、ｘａが上述したＳｃ１にあたり、ｘｂが上述したＳｃ２にあたる。

ここで、ｒは入力信号の振幅である。また、θは入力信号の位相変調分である。この場合、ブランチ信号ｘａ及びｘｂの位相差が２×ｃｏｓ^−１（ｒ）となるように、ブランチ信号ｘａ及びｘｂにはそれぞれ位相の角度が与えられている。

図１０は、従来例における入力信号が２トーンの信号の場合の各ブランチ信号のコンステレーションを示す図である。コンステレーションとは信号を２次元座標上にプロットしたものである。図１０は、縦軸をＱ成分とし、横軸をＩ成分としている。そして、ブランチ信号ｘａは、実線で表される信号９０１であり、ブランチ信号ｘｂは、点線で表される信号９０２である。

また、ＬＩＮＣ方式増幅回路として、ダイナミックレンジが広い場合や、ＰＡＲが大きい場合にも高効率で増幅するために、入力信号のある区間のブランチ信号の振幅、区間の平均電力及び最大値を用いて求める従来技術が提案されている。

特開２００８−２８５０９号公報

ここで、ＬＩＮＣ方式増幅回路において、入力変調信号ｘとしてＰＳＫ信号などのような位相が反転する信号を入力すると、信号を分離した場合に、生成されるブランチ信号ｘａ及びｘｂには位相が１８０度反転する部分が存在する。言い換えれば、生成されるブランチ信号ｘａ及びｘｂは、不連続となる部分が存在する。これにより、ブランチ信号ｘａ及びｘｂの帯域幅も大幅に広くなる。例えば、図１０においては、点９０３付近が１８０度反転している部分である。

しかしながら、ディジタル信号のブランチ信号ｘａ及びｘｂは、ナイキスト定理により、サンプリング周波数の半分の周波数までしか表現できない。このため、図１０で表されるブランチ信号を、Ｄ／Ａ（Digital/Analog）コンバータでアナログ信号に変換し、スムージングフィルタで折り返し成分を除去すると、図１１の実線で表される信号９０４及び点線で表される信号９０５で表される増幅器への入力信号が生成されることになる。図１１は、従来例における増幅器への入力信号のコンステレーションを示す図である。図１１は、縦軸をＱ成分とし、横軸をＩ成分としている。ここで、図１１に示すように、信号９０４及び信号９０５は共に波打っており、増幅器への入力信号はいずれも大きなリンギングが生じていることが分かる。すなわち、増幅器への入力信号は定包絡線の信号とは異なった信号になってしまっている。このリンギングは、図１０の点９０３のように１８０度反転する部分の影響により発生している。この場合、増幅器への入力信号は、リンギングによる影響により振幅成分を有することになる。振幅成分を有する信号を増幅器で増幅すると、増幅器のＡＭ／ＡＭ歪やＡＭ／ＰＭ歪の影響を受け、合成後の出力高周波信号Ｘｏｕｔが劣化して、歪が発生することになる。図１２は、従来例における増幅器からの出力信号及び合成信号のコンステレーションを示す図である。図１２は、縦軸をＱ成分とし、横軸をＩ成分としている。各増幅器からの出力信号は、実線で表される信号９０６及び点線で表される信号９０７である。また、信号９０６及び信号９０７の合成信号は、一点鎖線で表される信号９０８である。図１２に示すように、信号９０６、信号９０７、信号９０８はいずれも歪が発生している。

この歪成分は、増幅器への入力信号の周波数に依存するため、従来の非線形補償回路（リニアライザ）を用いて補償を行うことは困難である。また、増幅器への入力信号の周波数帯域が広いため、個々の増幅器に非線形特性を補償する補償回路を適用することも困難である。図１３は、従来のＬＩＮＣ方式増幅回路に非線形補償回路を付加した場合の増幅器からの出力信号及び合成信号のコンステレーションを示す図である。図１３は、縦軸をＱ成分とし、横軸をＩ成分としている。各増幅器からの出力信号は、実線で表される信号９０９及び点線で表される信号９１０である。また、信号９０９及び信号９１０の合成信号は、一点鎖線で表される信号９１１である。図１３に示すように、信号９０９、信号９１０、信号９１１はいずれも歪が発生している。

このように、従来の信号の分離方法ではひずみが発生してしまい、合成後の出力高周波信号の劣化を抑えることは困難であった。

また、入力信号のある区間のブランチ信号の振幅を、区間の平均電力及び最大値を用いて求める従来技術を用いても、ブランチ信号における不連続性を回避し歪の発生を抑えることは困難である。

開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、連続したブランチ信号を生成し、出力高周波信号の歪を抑える増幅回路、送信機及び増幅回路制御方法を提供することを目的とする。

本願の開示する増幅回路、送信機及び増幅回路制御方法は、一つの態様において、パラメータ取得部は、入力信号の振幅及び位相値を取得する。信号分離部は、前記入力信号の振幅からブランチ信号の振幅を算出する振幅演算部、前記入力信号の振幅及び前記振幅演算部により算出された前記ブランチ信号の振幅を基に、第１ブランチ信号の位相量を算出する位相演算部、前記第１ブランチ信号の位相量の符号を反転させて第２ブランチ信号の位相量を算出する位相反転部、振幅が１であり位相が０である単位ベクトルと前記ブランチ信号の振幅とを乗算する乗算器、前記乗算器から出力された前記ブランチ信号の振幅を、前記位相演算部が算出した前記第１ブランチ信号の位相量移相する第１移相器、前記乗算器から出力された前記ブランチ信号の振幅を、前記位相反転部が算出した前記第２ブランチ信号の位相量移相する第２移相器、前記第１移相器から出力された信号を、前記入力信号の位相値分移相させ前記第１ブランチ信号を生成する第３移相器、及び、前記第２移相器から出力された信号を、前記入力信号の位相値分移相させ前記第２ブランチ信号を生成する第４移相器を有する。第１増幅器は、前記第３移相器により生成された前記第１ブランチ信号を増幅する。第２増幅器は、前記第４移相器により生成された前記第２ブランチ信号を増幅する。合成部は、前記第１増幅器及び前記第２増幅器から出力された信号を合成して出力信号を生成する。

本願の開示する増幅回路、送信機及び増幅回路制御方法の一つの態様によれば、連続したブランチ信号を生成することができ、出力高周波信号の歪を抑えることができるという効果を奏する。

図１は、実施例１に係る送信機の構成図である。 図２は、実施例１に係る増幅回路の信号分離部のブロック図である。 図３は、信号分離部から出力されるブランチ信号のコンステレーションを示す図である。 図４は、各増幅器に入力される第１ブランチ信号及び第２ブランチ信号のコンステレーションを示す図である。 図５は、各増幅器からの出力信号及び送信信号のコンステレーションを示す図である。 図６は、実施例１に係る増幅回路におけるブランチ信号の生成の処理のフローチャートである。 図７は、実施例２に係る送信機の構成図である。 図８は、実施例１に係る増幅回路を用いて２トーン信号を増幅した場合の各増幅器からの出力信号及び送信信号のコンステレーションを示す図である。 図９−１は、本実施例に係る増幅回路を用いて４キャリアＷ‐ＣＤＭＡ信号を増幅した場合の送信信号のスペクトラムを示す図である。 図９−２は、従来のＬＩＮＣ方式の増幅回路を用いて４キャリアＷ‐ＣＤＭＡ信号を増幅した場合の送信信号のスペクトラムを示す図である。 図１０は、従来例における入力信号が２トーンの信号の場合の各ブランチ信号のコンステレーションを示す図である。 図１１は、従来例における増幅器への入力信号のコンステレーションを示す図である。 図１２は、従来例における増幅器からの出力信号及び合成信号のコンステレーションを示す図である。 図１３は、従来のＬＩＮＣ方式増幅回路に非線形補償回路を付加した場合の増幅器からの出力信号及び合成信号のコンステレーションを示す図である。

以下に、本願の開示する増幅回路、送信機及び増幅回路制御方法の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施例により本願の開示する増幅回路、送信機及び増幅回路制御方法が限定されるものではない。

図１は、実施例１に係る送信機の構成図である。図１に示すように、本実施例に係る送信機１００は、ベースバンド処理部１、信号分離部２、Ｄ／Ａコンバータ３、Ｄ／Ａコンバータ４、ＬＰＦ（Low Pass Filter）５及びＬＰＦ６を有している。さらに、送信機１００は、図１に示すように、直交変調器７、直交変調器８、局部発振器９、増幅器１０、増幅器１１、合成部１２及びアンテナ１３を有している。ここで、信号分離部２、Ｄ／Ａコンバータ３、４、ＬＰＦ５、６、直交変調器７、８、局部発振器９、増幅器１０、１１、合成部１２を含む点線で囲われた部分が増幅回路１０１である。なお、ベースバンド処理部１及び信号分離部２は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）などにより実現される。また、ＬＰＦ５、ＬＰＦ６、直交変調器７、直交変調器８、局部発振器９、増幅器１０、増幅器１１及び合成部１２は、アナログ回路により実現される。

ベースバンド処理部１は、送信データの入力を受ける。そして、ベースバンド処理部１は、入力された送信データをベースバンド信号に変換する。そして、ベースバンド処理部１は、ベースバンド信号を信号分離部２へ出力する。

図２は、信号分離部の詳細を表すブロック図である。図２に示すように、本実施例に係る信号分離部２は、極座標変換部２１、ブランチ信号生成部２２を有している。また、以下の説明では、入力信号が信号分離部２によって分離され生成される２つのブランチ信号の一方を「第１ブランチ信号」と呼び、他方を「第２ブランチ信号」と呼ぶ。そして、第１ブランチ信号は、増幅器１０によって増幅される側の信号とし、第２ブランチ信号は増幅器１１によって増幅される側の信号とする。

極座標変換部２１は、ベースバンド信号の入力をベースバンド処理部１から受ける。以下では、極座標変換部２１に入力されたベースバンド信号を、単に「入力信号」と呼ぶ場合がある。ここで、入力信号は、直交座標で表されるＩ／Ｑ信号である。

極座標変換部２１は、受信した入力信号に対して極座標変換を行う。以下では、極座標表示された入力信号がｒ・ｅ^ｊθ（ｒ≦１）と表される場合で説明する。そして、極座標変換部２１は、極座標表示された入力信号から、入力信号の振幅値ｒ及び位相値θを求める。そして、極座標変換部２１は、後述するブランチ信号生成部２２の振幅演算部２２１及び位相演算部２２４に対して入力信号の振幅値ｒを出力する。また、振幅演算部２２１は、後述するブランチ信号生成部２２の移相器２２８及び移相器２２９に対して入力信号の位相値θを出力する。極座標変換部２１が「パラメータ取得部」の一例にあたる。

図２は、実施例１に係る増幅回路の信号分離部のブロック図である。ブランチ信号生成部２２は、図２に示すように、振幅演算部２２１、単位ベクトル発生部２２２、乗算器２２３、位相演算部２２４、乗算器２２５及び移相器２２６〜２２９を有している。

振幅演算部２２１は、ブランチ信号の振幅値を算出するためのパラメータαの値を予め記憶している。ここで、本実施例では、増幅回路の効率を優先させる場合には、αの値は大きくされる。また、増幅回路の線形性を優先させる場合には、αの値は小さくされる。このように、αの値は、増幅器の特性、動作点及び要求特性などによって決定されることが好ましい。振幅演算部２２１は、極座標変換部２１から入力信号の振幅値ｒの入力を受ける。そして、振幅演算部２２１は、受信した入力信号の振幅値ｒからブランチ信号の振幅値ｒ^１／αを算出する。そして、振幅演算部２２１は、算出したブランチ信号の振幅値ｒ^１／αを乗算器２２３及び位相演算部２２４へ出力する。

単位ベクトル発生部２２２は、１＋ｊ・０と表される単位ベクトルを生成する。単位ベクトルは、振幅値が１で位相量が０の信号である。そして、単位ベクトル発生部２２２は、生成した単位ベクトルを乗算器２２３へ出力する。

乗算器２２３は、ブランチ信号の振幅値ｒ^１／αの入力を振幅演算部２２１から受ける。また、乗算器２２３は、単位ベクトルの入力を単位ベクトル発生部２２２から受ける。そして、乗算器２２３は、単位ベクトルとブランチ信号の振幅値ｒ^１／αとを乗算する。これにより、ｒ^１／α＋ｊ・０と表されるベクトルを生成する。そして、乗算器２２３は、乗算結果であるベクトルを移相器２２６及び移相器２２７へ出力する。

位相演算部２２４は、入力信号の振幅値ｒの入力を極座標変換部２１から受ける。さらに、位相演算部２２４は、ブランチ信号の振幅値ｒ^１／αの入力を振幅演算部２２１から受ける。

そして、位相演算部２２４は、受信した入力信号の振幅値ｒ及びブランチ信号の振幅値ｒ^１／αから第１ブランチ信号の位相値ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）を算出する。そして、位相演算部２２４は、算出した第１ブランチ信号の位相値ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）を移相器２２６及び乗算器２２５へ出力する。図２では、φ＝ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）として表している。以下では、式の後の括弧の中の統合の後に図２での表記を記載する。

移相器２２６は、ブランチ信号の振幅値ｒ^１／αの入力を乗算器２２３から受ける。また、移相器２２６は、第１ブランチ信号の位相値ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）（＝φ）の入力を位相演算部２２４から受ける。

そして、移相器２２６は、振幅値ｒ^１／αを有し、位相値ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）（＝φ）を有する信号ｒ^１／αｅｘｐ（ｊ・ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α））（＝ｒ^１／αｅｘｐ（ｊ・φ））を生成する。そして、移相器２２６は、生成した信号ｒ^１／αｅｘｐ（ｊ・ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α））（＝ｒ^１／αｅｘｐ（ｊ・φ））を移相器２２８へ出力する。移相器２２６が、「第１移相器」の一例にあたる。

移相器２２８は、入力信号の位相値θの入力を極座標変換部２１から受ける。また、移相器２２８は、信号ｒ^１／αｅｘｐ（ｊ・ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α））（＝ｒ^１／αｅｘｐ（ｊ・φ））の入力を移相器２２６から受ける。

そして、移相器２２８は、移相器２２６から入力された信号の位相に対して入力信号の位相値θ分の移相を行う。この移相は、極座標上で言えば、移相器２２６から入力された信号のベクトルに対してθの位相回転を施すことにあたる。そして、移相器２２８は、第１ブランチ信号ｒ^１／αｅｘｐ（ｊ（θ＋ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）））（＝ｒ^１／αｅｘｐ（ｊ（θ＋φ）））を算出する。そして、移相器２２８は、第１ブランチ信号ｒ^１／αｅｘｐ（ｊ（θ＋ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）））（＝ｒ^１／αｅｘｐ（ｊ（θ＋φ）））をＤ／Ａコンバータ３（図１参照）へ出力する。移相器２２８が、「第３移相器」の一例にあたる。

また、乗算器２２５は、第１ブランチ信号の位相値ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）（＝φ）の入力を位相演算部２２４から受ける。そして、乗算器２２５は、入力されたブランチ信号の位相値ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）（＝φ）に−１を乗算して、符号を反転させ、第２ブランチ信号の位相値−ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）（＝−φ）を算出する。そして、乗算器２２５は、第２ブランチ信号の位相値−ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）（＝−φ）を移相器２２７に出力する。乗算器２２５が「位相反転部」の一例にあたる。

移相器２２７は、ブランチ信号の振幅値ｒ^１／αの入力を乗算器２２３から受ける。また、移相器２２７は、第２ブランチ信号の位相値−ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）（＝−φ）の入力を乗算器２２５から受ける。

そして、移相器２２７は、振幅値ｒ^１／αを有し、位相値−ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）（＝−φ）を有する信号ｒ^１／αｅｘｐ（−ｊ・ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α））（＝ｒ^１／αｅｘｐ（−ｊ・φ））を生成する。そして、移相器２２７は、生成した信号ｒ^１／αｅｘｐ（−ｊ・ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α））（＝ｒ^１／αｅｘｐ（−ｊ・φ））を移相器２２９へ出力する。移相器２２７が、「第２移相器」の一例にあたる。

移相器２２９は、入力信号の位相値θの入力を極座標変換部２１から受ける。また、移相器２２９は、信号ｒ^１／αｅｘｐ（−ｊ・ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α））（＝ｒ^１／αｅｘｐ（−ｊ・φ））の入力を移相器２２７から受ける。

そして、移相器２２９は、移相器２２７から入力された信号の位相に対して入力信号の位相値分の移相を行う。そして、移相器２２９は、第２ブランチ信号ｒ^１／αｅｘｐ（ｊ（θ−ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）））（＝ｒ^１／αｅｘｐ（ｊ（θ−φ）））を算出する。そして、移相器２２９は、第２ブランチ信号ｒ^１／αｅｘｐ（ｊ（θ−ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）））（＝ｒ^１／αｅｘｐ（ｊ（θ−φ）））をＤ／Ａコンバータ４（図１参照）へ出力する。移相器２２９が、「第４移相器」の一例にあたる。

以上のように、信号分離部２は、第１ブランチ信号ｒ^１／αｅｘｐ（ｊ（θ＋ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）））及び第２ブランチ信号ｒ^１／αｅｘｐ（ｊ（θ−ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）））を出力する。これら２つの信号のコンステレーションは、図３のように表される。ここで、図３は、信号分離部から出力されるブランチ信号のコンステレーションを示す図である。図３は、縦軸をＱ成分とし、横軸をＩ成分としている。第１ブランチ信号のコンステレーションは実線３０１で表される。また、第２ブランチ信号のコンステレーションは点線３０２で表される。ただし、第１ブランチ信号及び第２ブランチ信号ともに、この時点ではディジタル信号であるので、実際は不連続な点の集合となる。実線３０１及び点線３０２は、第１ブランチ信号及び第２ブランチ信号の全体的な形状を分かり易くするため、各信号を２次元座標上にプロットした点を滑らかに繋いだものである。実線３０１及び点線３０２はいずれも、不連続な部分を有さない連続した滑らかな曲線となっている。

また、第１ブランチ信号及び第２ブランチ信号は、それぞれ以下の数式２のように表すこともできる。

図１に戻って、Ｄ／Ａコンバータ３は、第１ブランチ信号ｒ^１／αｅｘｐ（ｊ（θ＋ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）））の入力を移相器２２８から受ける。そして、Ｄ／Ａコンバータ３は受信した第１ブランチ信号をアナログ信号に変換する。そして、Ｄ／Ａコンバータ３は、アナログ信号に変換した第１ブランチ信号をＬＰＦ５へ出力する。

ＬＰＦ５は、スムージングフィルタである。ＬＰＦ５は、アナログ信号に変換された第１ブランチ信号の入力をＤ／Ａコンバータ３から受ける。そして、ＬＰＦ５は、受信した第１ブランチ信号に対してフィルタ処理を施し、折り返し周波数成分を除去する。そして、ＬＰＦ５は、フィルタ処理を施した第１ブランチ信号を直交変調器７へ出力する。

直交変調器７は、フィルタ処理が施された第１ブランチ信号の入力をＬＰＦ５から受ける。そして、直交変調器７は、局部発振器９から供給される搬送波信号を用いて、第１ブランチ信号を変調する。そして、直交変調器７は、変調した第１ブランチ信号を増幅器１０へ出力する。

増幅器１０は、変調された第１ブランチ信号の入力を直交変調器７から受ける。そして、増幅器１０は、受信した第１ブランチ信号を増幅する。そして、増幅器１０は、増幅した第１ブランチ信号を合成部１２へ出力する。増幅器１０が「第１増幅器」の一例にあたる。

Ｄ／Ａコンバータ４は、第２ブランチ信号ｒ^１／αｅｘｐ（ｊ（θ−ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）））の入力を移相器２２９から受ける。そして、Ｄ／Ａコンバータ４は受信した第２ブランチ信号をアナログ信号に変換する。そして、Ｄ／Ａコンバータ４は、アナログ信号に変換した第２ブランチ信号をＬＰＦ６へ出力する。

ＬＰＦ６は、スムージングフィルタである。ＬＰＦ６は、アナログ信号に変換された第２ブランチ信号の入力をＤ／Ａコンバータ４から受ける。そして、ＬＰＦ６は、受信した第２ブランチ信号に対してフィルタ処理を施し、折り返し周波数成分を除去する。そして、ＬＰＦ６は、フィルタ処理を施した第２ブランチ信号を直交変調器８へ出力する。

直交変調器８は、フィルタ処理が施された第２ブランチ信号の入力をＬＰＦ６から受ける。そして、直交変調器８は、局部発振器９から供給される搬送波信号を用いて、第２ブランチ信号を変調しＲＦ信号を生成する。そして、直交変調器８は、変調した第２ブランチ信号を増幅器１１へ出力する。

増幅器１１は、変調された第２ブランチ信号の入力を直交変調器８から受ける。そして、増幅器１１は、受信した第２ブランチ信号を増幅する。そして、増幅器１１は、増幅した第２ブランチ信号を合成部１２へ出力する。増幅器１１が「第２増幅器」の一例にあたる。

合成部１２は、増幅された第１ブランチ信号の入力を増幅器１０から受ける。また、合成部１２は、増幅された第２ブランチ信号の入力を増幅器１１から受ける。そして、合成部１２は、ＲＦ信号である第１ブランチ信号及び第２ブランチ信号を合成し送信信号を生成する。そして、合成部１２は、アンテナ１３を介して生成した送信信号を外部装置へ送信する。

図４は、各増幅器に入力される第１ブランチ信号及び第２ブランチ信号のコンステレーションを示す図である。図４は、縦軸をＱ成分とし、横軸をＩ成分としている。増幅器１０に入力される第１ブランチ信号のコンステレーションは、実線４０１で表される。また、増幅器１１入力される第２ブランチ信号のコンステレーションは、点線４０２で表される。第１ブランチ信号及び第２ブランチ信号のコンステレーションはいずれも、図４に示すように滑らかな連続した曲線になる。すなわち、各増幅器に入力される第１ブランチ信号及び第２ブランチ信号のいずれにおいてもリンギングが抑えられていることが分かる。

また、図５は、各増幅器からの出力信号及び送信信号のコンステレーションを示す図である。図５は、縦軸をＱ成分とし、横軸をＩ成分としている。増幅器１０から出力された第１ブランチ信号は、実線５０１で表される。また、増幅器１１から出力された第２ブランチ信号は、点線５０２で表される。また、合成部１２で生成された送信信号は、一点鎖線５０３で表される。実線５０１、点線５０２及び一点鎖線５０３はいずれもほとんど波を打っていない。すなわち、各増幅器から出力された第１ブランチ信号及び第２ブランチ信号は、いずれもリンギングが抑えられていることがわかる。そして、第１ブランチ信号及び第２ブランチ信号を合成した送信信号もリンギングが抑えられていることが分かる。

次に、図６を参照して、本実施例に係る増幅回路におけるブランチ信号の生成の処理について説明する。図６は、実施例１に係る増幅回路におけるブランチ信号の生成の処理のフローチャートである。

極座標変換部２１は、入力信号を受信する（ステップＳ１０１）。この時、入力信号は、Ｓｉｎ（ｔ）として直交座標で表されている。

そして、極座標変換部２１は、直交座標でＳｉｎ（ｔ）と表される入力信号を極座標に変換する。これにより、入力信号はｒ・ｅｘｐ（ｊθ）と表される。そして、極座標変換部２１は、入力信号の振幅値ｒ及び入力信号の位相値θを取得する（ステップＳ１０２）。

振幅演算部２２１は、入力信号の振幅値ｒの入力を極座標変換部２１から受ける。そして、振幅演算部２２１は、予め記憶しているαを用いて、ブランチ信号の振幅値ｒ^１／αを生成する（ステップＳ１０３）。

位相演算部２２４は、入力信号の振幅値ｒの入力を極座標変換部２１から受ける。また、位相演算部２２４は、ブランチ信号の振幅値ｒ^１／αの入力を振幅演算部２２１から受ける。そして、位相演算部２２４は、第１ブランチ信号の位相値ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）を生成する（ステップＳ１０４）。

そして、移相器２２６は、ブランチ信号の振幅値ｒ^１／α及び第１ブランチ信号の位相値ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）を用いて、信号ｒ^１／αｅｘｐ（ｊｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α））を生成する。続いて、移相器２２６は、信号ｒ^１／αｅｘｐ（ｊｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α））に対して入力信号の位相値θの移相を行い、第１ブランチ信号ｒ^１／αｅｘｐ（ｊ（θ＋ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）））生成する（ステップＳ１０５）。

乗算器２２５は、第１ブランチ信号の位相値ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）の入力を位相演算部２２４から受ける。そして、乗算器２２５は、受信した第１ブランチ信号の位相値ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）に−１を乗算し符号を反転させ、第２ブランチ信号の位相値−ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）を求める（ステップＳ１０６）。

移相器２２７は、ブランチ信号の振幅値ｒ^１／α及び第２ブランチ信号の位相値−ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）を用いて、信号ｒ^１／αｅｘｐ（−ｊｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α））を生成する。続いて、移相器２２７は、信号ｒ^１／αｅｘｐ（−ｊｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α））に対して入力信号の位相値θの移相を行い、第２ブランチ信号ｒ^１／αｅｘｐ（ｊ（θ−ｃｏｓ^−１（ｒ／ｒ^１／α）））生成する（ステップＳ１０７）。

ここで、図６のフローでは、説明の都合上、第１ブランチ信号を生成した後に第２ブランチ信号を生成するように記載しているが、実際には第１ブランチ信号の生成と第２ブランチ信号の生成は平行して行われる。

以上に説明したように、本実施例に係る増幅回路では、増幅器に入力されるブランチ信号おけるリンギングの発生を軽減することができる。これにより、ブランチ信号を合成して生成される出力高周波信号である送信信号の劣化を軽減することができる。

また、以上の説明では、ブランチ信号の振幅値としてｒ^１／αを用いて説明したが、これに限られず、ブランチ信号の振幅値は、ｒが０に近づけば０に近づくｒの多項式ｆ（ｒ）であり、｜ｆ（ｒ）｜≦１を満たす関数ｆ（ｘ）であればよい。ブランチ信号の振幅値をｆ（ｒ）とした場合、第１ブランチ信号の位相値はｃｏｓ^−１（ｒ／ｆ（ｘ））と表され、第２ブランチ信号の位相値は、−ｃｏｓ^−１（ｒ／ｆ（ｘ））と表される。この場合、第１ブランチ信号は、ｆ（ｘ）ｅｘｐ（ｊ（θ＋ｃｏｓ^−１（ｒ／ｆ（ｘ））））と表される。また、第２ブランチ信号は、ｆ（ｘ）ｅｘｐ（ｊ（θ−ｃｏｓ^−１（ｒ／ｆ（ｘ））））と表される。

図７は、実施例２に係る送信機の構成図である。本実施例に係る送信機は、実施例１の構成にインダイレクトラーニング構成の非線形補償回路を付加したものである。そこで、以下では、非線形補償回路について主に説明する。図７において図２と同様の符号を有する各部は、特に説明の無い限り同様の機能を有するものとする。また、以下では、信号分離部２、Ｄ／Ａコンバータ３及び４、ＬＰＦ５及び６、直交変調器７及び８、増幅器１０及び１１、並びに合成部１２までをまとめて「増幅部」と呼ぶ場合がある。

本実施例に係る送信機は、図７に示すように、実施例１の送信機に、プリディストーション部１４、直交復調器１５、Ａ／Ｄコンバータ１６、増幅器モデル１７及び減算器１８を加えたものである。なお、増幅器モデル１７及び減算器１８はディジタル回路、ＣＰＵ、ＤＳＰ等により実現され、直交復調器１５はアナログ回路により実現される。

プリディストーション部１４は、後述する増幅器モデル１７で求められた誤差信号の電力が最小となる係数（増幅回路１０１の非線形特性の逆特性）の入力を受ける。プリディストーション部１４は、増幅部の非線形特性の逆特性を付加しプリディストーション信号を生成する。そして、プリディストーション部１４は、生成したプリディストーション信号を信号分離部２に出力する。また、プリディストーション部１４は、生成したプリディストーション信号を減算器１８へ出力する。

信号分離部２、Ｄ／Ａコンバータ３及び４、ＬＰＦ５及び６、直交変調器７及び８、増幅器１０及び１１、並びに合成部１２の動作は、入力信号がプリディストーション信号であること以外は実施例１と同様である。ただし、合成部１２から出力された送信信号は、カップラー（不図示）分岐されて直交復調器１５へフィードバック信号として供給されている。

直交復調器１５は、入力されたフィードバック信号に対して復調を行い、フィードバックベースバンド信号を生成する。そして、直交復調器１５は、フィードバックベースバンド信号をＡ／Ｄコンバータ１６へ出力する。

Ａ／Ｄコンバータ１６は、フィードバックベースバンド信号の入力をＡ／Ｄコンバータから受ける。そして、Ａ／Ｄコンバータ１６は、受信したフィードバックベースバンド信号をディジタル信号系列に変換する。そして、Ａ／Ｄコンバータ１６は、ディジタル信号系列に変換したフィードバックベースバンド信号を増幅器モデル１７へ出力する。

増幅器モデル１７は、ディジタル信号系列に変換されたフィードバックベースバンド信号の入力をＡ／Ｄコンバータ１６から受ける。そして、増幅器モデル１７は、受信したフィードバックベースバンド信号を非線形増幅する。そして、増幅器モデル１７は、増幅したフィードバックベースバンド信号を減算器１８へ出力する。

さらに、増幅器モデル１７は、誤差信号の入力を減算器１８から受ける。そして、増幅器モデル１７は、誤差信号の電力が最小となる利得及び係数を求める。求めた利得及び係数は増幅回路１０１の逆特性を表す。そして、増幅器モデル１７は、求めた係数をプリディストーション部１４へ出力する。

減算器１８は、プリディストーション信号の入力をプリディストーション部１４から受ける。また、減算器１８は、フィードバックベースバンド信号の入力を増幅器モデル１７から受ける。そして、減算器１８は、プリディストーション信号とフィードバックベースバンド信号とを減算し誤差信号を生成する。そして減算器１８は、算出した誤差信号を増幅器モデル１７へ出力する。

図８は、実施例１に係る増幅回路を用いて２トーン信号を増幅した場合の各増幅器からの出力信号及び送信信号のコンステレーションを示す図である。図８は、縦軸をＱ成分とし、横軸をＩ成分としている。増幅器１０から出力された第１ブランチ信号は、実線６０１で表される。また、増幅器１１から出力された第２ブランチ信号は、点線６０２で表される。また、合成部１２で生成された送信信号は、一点鎖線６０３で表される。実線６０１、点線６０２及び一点鎖線６０３はいずれもほとんど波を打っていない。すなわち、各増幅器から出力された第１ブランチ信号及び第２ブランチ信号は、いずれもリンギングが抑えられている。そして、第１ブランチ信号及び第２ブランチ信号を合成した送信信号もリンギングが抑えられている。さらに、送信信号は図５で示した実施例１の場合と比較して、合成信号が直線に近くなっている。したがって、本実施例に係る増幅回路では、実施例１に比べて増幅回路による歪をより軽減できている。これにより、本実施例に係る増幅回路では、実施例１の増幅回路に比べてブランチ信号を合成して生成される出力高周波信号である送信信号の劣化がより軽減されている。

図９−１は、本実施例に係る増幅回路を用いて４キャリアＷ‐ＣＤＭＡ信号を増幅した場合の送信信号のスペクトラムを示す図である。また、図９−２は、従来のＬＩＮＣ方式の増幅回路を用いて４キャリアＷ‐ＣＤＭＡ信号を増幅した場合の送信信号のスペクトラムを示す図である。図９−１及び図９−２はいずれも、縦軸を電力とし、横軸を周波数としている。図９−１に示すように、本実施例に係る増幅回路では、最大の振幅レベルを有する周波数と他の周波数帯の振幅レベルとの電圧差７０１は、およそ５５（ｄＢ）ある。これに対して、図９−２に示すように、従来のＬＩＮＣ方式の増幅回路では、リンギングが発生し送信信号が劣化しているため、点７０２のように振幅が大きい周波数帯が発生してしまっている。このため、図９−２に示すように、従来のＬＩＮＣ方式の増幅回路では、最大の振幅レベルを有する周波数と他の周波数帯の振幅レベルの電圧差７０３は、およそ４０（ｄＢ）になってしまっている。すなわち、本実施例に係る増幅回路では、従来のＬＩＮＣ方式の増幅回路に比べて、送信したい信号を強調することができている。このように、本実施例に係る増幅回路では、従来のＬＩＮＣ方式の増幅回路に比べてより適切な送信信号を生成することが可能である。

以上に説明したように、本実施例に係る増幅回路は歪補償を行うとともに、増幅器に入力されるブランチ信号おけるリンギングの発生を軽減することができる。これにより、実施例１に係る増幅回路の効果に加えて、増幅器の歪を押さえることができるので、実施例１の増幅回路に比べて送信信号の劣化をより軽減することができる。

また、以上の説明では、インダイレクトラーニング構成の非線形補償回路を用いて歪補償を行っているが、これは他の歪補償方式を用いてもよい。例えば、フィードバック信号に対してもプリディストーションを施し、フォワード側とフィードバック側のそれぞれのプリディストーション信号を比較して誤差信号を求める方法を用いてもよい。

１ ベースバンド信号処理部
２ 信号分離部
３、４ Ｄ／Ａコンバータ
５、６ ＬＰＦ
７、８ 直交変調器
９ 局部発振器
１０、１１ 増幅器
１２ 合成部
１３ アンテナ
１４ プリディストーション部
１５ 直交復調器
１６ Ａ／Ｄコンバータ
１７ 増幅器モデル
１８ 減算器
２１ 極座標変換部
２２ ブランチ信号生成部
１００ 送信機
１０１ 増幅回路
２２１ 振幅演算部
２２２ 単位ベクトル発生部
２２３ 乗算器
２２４ 位相演算部
２２５ 乗算器
２２６、２２７、２２８、２２９ 移相器

Claims (5)

1. 入力信号の振幅及び位相値を取得するパラメータ取得部と、
   前記入力信号の振幅からブランチ信号の振幅を算出する振幅演算部、前記入力信号の振幅及び前記振幅演算部により算出された前記ブランチ信号の振幅を基に、第１ブランチ信号の位相量を算出する位相演算部、前記第１ブランチ信号の位相量の符号を反転させて第２ブランチ信号の位相量を算出する位相反転部、振幅が１であり位相が０である単位ベクトルと前記ブランチ信号の振幅とを乗算する乗算器、前記乗算器から出力された前記ブランチ信号の振幅を、前記位相演算部が算出した前記第１ブランチ信号の位相量移相する第１移相器、前記乗算器から出力された前記ブランチ信号の振幅を、前記位相反転部が算出した前記第２ブランチ信号の位相量移相する第２移相器、前記第１移相器から出力された信号を、前記入力信号の位相値分移相させ前記第１ブランチ信号を生成する第３移相器、及び、前記第２移相器から出力された信号を、前記入力信号の位相値分移相させ前記第２ブランチ信号を生成する第４移相器を有する信号分離部と、
   前記第３移相器により生成された前記第１ブランチ信号を増幅する第１増幅器と、
   前記第４移相器により生成された前記第２ブランチ信号を増幅する第２増幅器と、
   前記第１増幅器及び前記第２増幅器から出力された信号を合成して出力信号を生成する合成部と
   を備えたことを特徴とする増幅回路。
2. 前記信号分離部は、
   前記入力信号がｒ・ｅｘｐ（ｊθ）（｜ｒ｜≦１）（ｒ：振幅、θ：位相値）の時に、
   Ｓｃ１＝ｆ（ｒ）ｅｘｐ（ｊ（θ＋ｃｏｓ−１（ｒ／ｆ（ｒ）））
   Ｓｃ２＝ｆ（ｒ）ｅｘｐ（ｊ（θ−ｃｏｓ−１（ｒ／ｆ（ｒ）））
   （ｆ（ｒ）は、ｒが０に近づけば０に近づくｒの多項式であり、｜ｆ（ｒ）｜≦１である。）
   という２つのブランチ信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の増幅回路。
3. 前記信号分離部は、所定の値を有するαを用いて、
   Ｓｃ１＝ｒ１／αｅｘｐ（ｊ（θ＋ｃｏｓ−１（ｒ／ｒ１／α））
   Ｓｃ２＝ｒ１／αｅｘｐ（ｊ（θ−ｃｏｓ−１（ｒ／ｒ１／α））
   という２つのブランチ信号を生成することを特徴とする請求項２に記載の増幅回路。
4. ベースバンド信号を生成するベースバンド処理部と、
   前記ベースバンド処理部が生成したベースバンド信号を入力信号として受信し、前記入力信号の振幅及び位相値を取得するパラメータ取得部と、
   前記入力信号の振幅からブランチ信号の振幅を算出する振幅演算部、前記入力信号の振幅及び前記振幅演算部により算出された前記ブランチ信号の振幅を基に、第１ブランチ信号の位相量を算出する位相演算部、前記第１ブランチ信号の位相量の符号を反転させて第２ブランチ信号の位相量を算出する位相反転部、振幅が１であり位相が０である単位ベクトルと前記ブランチ信号の振幅とを乗算する乗算器、前記乗算器から出力された前記ブランチ信号の振幅を、前記位相演算部が算出した前記第１ブランチ信号の位相量移相する第１移相器、前記乗算器から出力された前記ブランチ信号の振幅を、前記位相反転部が算出した前記第２ブランチ信号の位相量移相する第２移相器、前記第１移相器から出力された信号を、前記入力信号の位相値分移相させ前記第１ブランチ信号を生成する第３移相器、及び、前記第２移相器から出力された信号を、前記入力信号の位相値分移相させ前記第２ブランチ信号を生成する第４移相器を有する信号分離部と、
   前記第１ブランチ信号を増幅する第１増幅器と、
   前記第２ブランチ信号を増幅する第２増幅器と、
   前記第１増幅器及び前記第２増幅器から出力された信号を合成して出力信号を生成し外部装置に該出力信号を送信する合成部と
   を備えたことを特徴とする送信機。
5. 入力信号の振幅及び位相値を取得し、
   前記入力信号の振幅からブランチ信号の振幅を算出し、
   前記入力信号の振幅及び算出された前記ブランチ信号の振幅を基に、第１ブランチ信号の位相量を算出し、
   前記第１ブランチ信号の位相量の符号を反転させて第２ブランチ信号の位相量を算出し、
   振幅が１であり位相が０である単位ベクトルと前記ブランチ信号の振幅とを乗算し、
   第１移相器に、乗算結果である前記ブランチ信号の振幅を、算出された前記第１ブランチ信号の位相量分移相させ、出力させ、
   第２移相器に、乗算結果である前記ブランチ信号の振幅を、算出された前記第２ブランチ信号の位相量分移相させ、出力させ、
   前記第１移相器から出力された信号を、前記入力信号の位相値分移相させ前記第１ブランチ信号を生成し、
   前記第２移相器から出力された信号を、前記入力信号の位相値分移相させ前記第２ブランチ信号を生成し、
   前記第１ブランチ信号を第１増幅器で増幅し、
   前記第２ブランチ信号を第２増幅器で増幅し、
   前記第１増幅器及び前記第２増幅器から出力された信号を合成して出力信号を生成する
   ことを特徴とする増幅回路制御方法。

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