JP2008167289A - 送信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力効率を改善し変調歪を低減可能な送信装置を提供すること。
【解決手段】振幅信号の振幅値を制限する第１及び第２振幅制限器と第１振幅制限器の出力を位相差信号に変換する振幅・位相差変換器と位相差信号に応じて２つの位相情報をそれぞれ有する第１及び第２位相変調信号を生成する位相変調器と第１及び第２位相変調信号をＲＦに変換する周波数変換器と第２振幅制限器の出力を増幅する振幅信号増幅器と振幅信号増幅器の出力に応じてＲＦの第１及び第２位相変調信号を増幅するＲＦ増幅器とＲＦの第１及び第２位相変調信号を合成する合成器とを備える送信装置が提供される。特に第１振幅制限器は振幅信号の電力が閾値以上の場合に入力された振幅信号の振幅値を所定の第１振幅値に制限し第２振幅制限器は振幅信号の電力が閾値以下である場合に入力された振幅信号の振幅値を所定の第２振幅値に制限する。
【選択図】図３

Description

本発明は、送信装置に関し、特に、電力効率を改善し、歪を低減することが可能な送信装置に関する。

従来より、送信装置における増幅器の高い効率を実現するための手段として、例えば、２つの非線形増幅器を用いてエンベロープが変化する変調信号を線形に増幅するＬＩＮＣ（ＬＩｎｅａｒ ａｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｗｉｔｈ Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ）方式（例えば、下記の特許文献１及び３、又は非特許文献１を参照）や変調信号のエンベロープ成分と位相成分とを分離して増幅するＥＥＲ（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｒｅｓｔｏｒａｔｉｏｎ）方式（例えば、下記の特許文献２、４及び５、又は非特許文献２）が知られている。

ＬＩＮＣ方式では、入力された変調信号が、位相の異なる２つの位相信号に分離され、各位相信号を変調して生成された位相変調信号が非線形増幅器により増幅されてアンテナ出力時に合成される。このＬＩＮＣ方式の特徴は、線形増幅器よりも良好な効率が得られる非線形増幅器を用いて線形増幅を実現できる点にある。しかし、この非線形増幅器は、送信信号が低電力の時においても最大電力で動作するため、低電力時又はＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）の大きな変調信号を扱う際に効率が低下するという問題がある。また、２つの非線形増幅器の位相が僅かでも異なると変調歪や電力変動が発生してしまうという問題がある。

ＥＥＲ方式では、まず、入力された変調信号が、位相情報を有する位相信号と振幅情報を有する振幅信号とに分離される。そして、位相信号を変調して生成された位相変調信号は高周波の高出力増幅器に入力されて増幅され、振幅信号は低周波増幅器で電力増幅された後、上記の高出力増幅器のバイアス変調に利用される。このＥＥＲ方式の特徴は、位相変調信号に対して非線形増幅器を適用した上で、振幅信号に対して低周波増幅器を適用できるため、電力効率を向上させると同時に変調歪みを低減することが可能になる点にある。しかし、電力可変及び振幅変調の処理を電源電圧により実現するため、ニー（Ｋｎｅｅ）電圧以下の電圧が要求されるような低電力の場合に対応することができないという問題がある。

米国特許第４，１７８，５５７号明細書 米国特許第４，１７６，３１９号明細書 特許２００６−１２９４０２号公報 米国特許第６，６８１，１０１号明細書 特許２００４−１０４１９４号公報 Ｃｏｘ，Ｄ．；Ｈｏｌｍｄｅｌ，ＮＪ；"Ｌｉｎｅａｒ Ａｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｗｉｔｈ Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｃｏｍｍｕｎ．，Ｖｏｌ．２２，Ｉｓｓｕｅ １２，ｐｐ．１９４２−１９４５，Ｄｅｃ．１９７４ Ｄ．Ｃ．Ｃｏｘ，"Ｌｉｎｅａｒ ａｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｗｉｔｈ ｎｏｎｌｉｎｅａｒ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ，"ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．，Ｖｏｌ．ＣＯＭ−２３，ｐｐ．１９４２−１９４５，Ｄｅｃ．１９７４ Ｒｅｍｂｏｌｄ，Ｂ；Ｋｏｃｈ，Ｏ，"ＣＬＩＥＲ−ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ ｏｆ ＬＩＮＣ ａｎｄ ＥＥＲ ｍｅｔｈｏｄ"，ＩＥＥＥ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ｌｅｔｔｅｒｓ，Ａｕｇ．２００６，ｐｐ．９００−９０１

ここで、上記の背景技術の現状とその背景技術が抱える問題点について、より詳細に述べることにより、本発明が解決しようとする課題を明確にする。

（ＬＩＮＣ方式の課題）
上記の特許文献１又は非特許文献１に記載のＬＩＮＣ方式を用いた送信装置は、入力された変調信号を位相情報と振幅情報とに分離し、位相変調を行った２つの非線形増幅器の位相差に振幅情報をのせた上で電力増幅後にこれを合成することによって線形信号の送信を可能にしている。この方式を用いると、その線形性に応じて発生する歪が問題となる線形増幅器に比べて、より線形性の高い電力増幅を実現することが可能になる。そのため、Ｃｌａｓｓ Ｄ・Ｅ・Ｆといった飽和モードで動作する高効率な増幅器における注目技術として期待される。

しかし、上記の特許文献１又は非特許文献１に記載のＬＩＮＣ方式では、送信電力に関係無くＲＦ増幅器が最大電力で動作するため、送信電力の低下に伴って電力効率が低下するという問題がある。また、２つのＲＦ増幅器の間に生じる僅かな位相のズレに起因する送信電力の変動により、送信信号に歪が発生するという問題がある。そこで、この問題の対応策として、上記の特許文献３に記載のＬＩＮＣ方式では、ピーク値が所定の値を超えるときに増幅器のバイアスを適切に制御することによって所定のピーク電力以上の電力を出力可能としている。しかし、優れた効率を有するＣｌａｓｓ ＥやＣｌａｓｓ Ｆなどの飽和モードで動作する増幅器に対しては、この方式を適用することが困難であるため、効率を大幅に向上させることが難しいという問題がある。

（ＥＥＲ方式の課題）
さらに、上記の特許文献２又は非特許文献２に記載のＥＥＲ方式を用いた送信装置は、変調信号を位相情報と振幅情報とに分離し、それぞれ独立に処理した後に位相変調信号をＲＦ増幅器に入力して振幅変調を行うことにより、送信信号を合成して線形信号を送信する。この方式では、振幅信号増幅器にＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を増幅するＣｌａｓｓ Ｓ増幅器等を用いることによって従来線形デバイスで行っていた処理を非線形デバイスで処理することが可能であり、Ｃｌａｓｓ Ｄ・Ｅ・Ｆといった飽和モードで動作する高効率な増幅器における注目技術として期待される。

しかし、上記の特許文献２又は非特許文献２に記載のＥＥＲ方式は、送信電力の可変をＲＦ増幅器の電源電圧で行うため、送信電力を下げるために電源電圧を下げると電力増幅器の効率が低下し、ニー電圧以下の電源電圧が必要な低電力において電力増幅器が正常に動作しないという問題がある。そのため、送信電力の可変範囲がニー電圧までに限定されてしまう。その結果、電源電圧の低い携帯機器等においては、電源電圧の可変範囲が狭くなり、送信電力の可変範囲も狭くなるという問題が生じる。

そこで、電力制御に関する種々の技術的改良が試みられた。例えば、上記の特許文献４には、ＲＦ増幅器を送信電力に応じて切り替える方式が開示され、上記の特許文献５には、低送信電力時にＲＦ増幅器を線形増幅器として動作させる方式が開示されている。上記の特許文献５に記載の方式は、ＥＥＲ方式と従来の線形増幅器とのハイブリッド方式であると言える。しかし、これらの方式を用いたとしても、ＲＦ増幅器の切り替え時やＲＦ増幅器のモード切り替え時における不連続性の発生を回避することが困難であるという問題がある。また、キャリブレーション等により、この問題を低減する手段も考案されているが、ＬＩＮＣ方式及びＥＥＲ方式の特徴である優れた直線性を損ねてしまうという問題の回避は困難である。

そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、電力効率を改善し、歪を低減することが可能な、新規かつ改良された送信装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、 入力された送信信号を位相信号と振幅信号とに分離する信号分離器と、前記振幅信号の振幅値を制限する第１及び第２振幅制限器と、前記第１振幅制限器の出力を位相差信号に変換する振幅・位相差変換器と、前記位相信号に前記位相差信号が加算又は減算されて得られた２つの位相情報をそれぞれ有する第１及び第２位相変調信号を生成する位相変調器と、前記第１及び第２位相変調信号をＲＦに周波数変換する周波数変換器と、前記第２振幅制限器の出力を増幅する振幅信号増幅器と、前記振幅信号増幅器の出力に応じてＲＦの前記第１及び第２位相変調信号を増幅するＲＦ増幅器と、前記ＲＦ増幅器から出力された前記ＲＦの第１及び第２位相変調信号を合成する合成器と、を備える送信装置が提供される。

特に、前記第１振幅制限器は、前記振幅信号の電力が閾値以上の場合に、入力された前記振幅信号の振幅値を所定の第１振幅値に制限し、前記第２振幅制限器は、前記振幅信号の電力が前記閾値以下である場合に、入力された前記振幅信号の振幅値を所定の第２振幅値に制限することを特徴とする。かかる構成により、前記振幅信号の出力電力が所定の電力値を超える場合に前記第１振幅制限器から出力される前記振幅信号の振幅値が制限されるため、大電力時におけるＬＩＮＣ方式による問題点を回避することができる。一方、前記振幅信号の出力電力が所定の電力値を下回る場合に前記第２振幅制限器から出力される前記振幅信号の振幅値が制限されるため、小電力時におけるＥＥＲ方式による問題点を回避することができる。

また、前記第１及び第２振幅制限器は、前記振幅信号の振幅値を制限する処理に代えて、当該振幅信号の振幅変化を圧縮するように構成されていてもよい。

また、前記第１及び第２振幅制限器は、それぞれ、前記振幅信号の入出力特性を示す第１及び第２データテーブルに従って前記振幅信号の振幅制限をするように構成されていてもよい。

また、前記第１及び第２データテーブルには、入力信号の電力に対する出力信号の振幅値が示されており、前記第１データテーブルに記載の前記振幅値と前記第２データテーブルに記載の前記振幅値との積算値が線形特性を有するように構成されていてもよい。

また、前記積算値が有する線形特性は、前記送信信号のピーク値と平均値との差が圧縮される特性を有するように構成されていてもよい。

また、前記積算値が有する線形特性は、前記第１ＲＦ増幅器と前記第２ＲＦ増幅器との位相差に対する振幅特性の非線形性、若しくは前記振幅増幅器の非線形特性を補償する特性を有するように構成されていてもよい。

また、前記第２振幅制限器の出力を帯域制限するフィルタと、前記第２振幅制限器の出力から前記フィルタの出力を除算する除算器と、前記第１振幅制限器の出力に前記除算器の出力を乗算する乗算器と、をさらに備えていてもよく、前記振幅・位相差変換器は、前記第１振幅制限器の出力に代えて、前記乗算器の出力を位相差信号に変換するように構成されていてもよい。

以上説明したように本発明によれば、ＰＡＰＲの大きな変調信号と低送信電力時に効率が低下するＬＩＮＣ方式の問題と、低電力時に効率が低下するＥＥＲ方式の問題とを改善することができる。

以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

＜本発明の第１実施形態＞
以下、本発明の第１実施形態について詳細に説明するが、これに先立ち、本実施形態に係る送信装置の構成と一般的な送信装置の構成との相違点を明確にするため、一般的な送信装置の構成について図１及び図２を参照しながら簡単に説明する。図１は、ＬＩＮＣ方式の一般的な送信装置１０の構成を示す説明図である。図２は、ＥＥＲ方式の一般的な送信装置７０を示す説明図である。

［送信装置１０の構成（ＬＩＮＣ方式）］
まず、送信装置１０の構成について説明する。図１を参照すると、送信装置１０は、主に、変調器１２と、ロールオフ・フィルタ１４、１６と、位相検出器１８と、エンベロープ検出器２０と、逆余弦演算器２２と、加算器２４と、減算器２６と、位相変調器２８、３０と、補正部３２と、ディジタル／アナログ変換器３６、３８と、ローパス・フィルタ４０、４２と、アップ・コンバータ４４、４６と、ＲＦ増幅器４８、５０と、加算器５６と、方向性結合器５８と、ダウン・コンバータ６０と、アナログ／ディジタル変換器６２と、アンテナ６４と、により構成される。

まず、変調器１２から出力された複素ベースバンド信号Ｓ_ｉｎ（下式（１）を参照）のＩ成分（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）及びＱ成分（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）がそれぞれロールオフ・フィルタ１４、１６に入力される。ロールオフフィルタ１４、１６は、ロールオフ率に応じて遮断特性が可変なローパス・フィルタの一種であり、入力された複素ベースバンド信号を帯域制限する。帯域制限された複素ベースバンド信号の各成分は、それぞれ分離されて位相検出器１８及びエンベロープ検出器２０に入力される。位相検出器１８では、複素ベースバンド信号の位相信号θ（ｔ）が抽出される。一方、エンベロープ検出器２０では、複素ベースバンド信号の振幅信号ｒ（ｔ）が抽出される。振幅信号は、さらに、逆余弦演算器２２に入力され、逆余弦演算（ｃｏｓ^−１）が施され、位相差信号ｃｏｓ^−１（ｒ（ｔ）／２Ｒ）が生成される。但し、Ｒは逆余弦演算の処理範囲にスケーリングするためのパラメータである。

また、位相検出器１８から出力された位相信号は、加算器２４及び減算器２６に入力される。同様に、逆余弦演算器２２から出力された位相差信号も加算器２４及び減算器２６に入力される。加算器２４は、位相信号と位相差信号とを加算して加算成分λ_＋（下式（２）を参照）を生成する。一方で、減算器２６は、位相信号から位相差信号を減算して減算成分λ₋（下式（３）を参照）を生成する。そして、加算成分及び減算成分は、それぞれ、位相変調器２８、３０により位相変調を受け、それぞれ、位相変調信号ｃｏｓ（λ_＋）及びｃｏｓ（λ₋）が生成される。そして、位相変調信号は、補正部３２に入力されて振幅と位相とが補正される。

補正部３２から出力された位相変調信号は、ディジタル／アナログ変換器３６、３８によりアナログ信号に変換され、さらに、ローパス・フィルタ４０、４２により帯域制限された後、アップ・コンバータ４４、４６に入力される。アップ・コンバータ４４、４６に入力された位相変調信号は、ＲＦ周波数に周波数変換（周波数ωを加算）される。周波数変換された位相変調信号は、ＲＦ増幅器４８、５０に入力されて電力増幅される。このとき、ＲＦ増幅器４８、５０は、電力制御部５２から入力され、ディジタル／アナログ変換器５４によりアナログ信号に変換された制御信号に応じて位相変調信号のレベル可変を実行する。なお、ＲＦ増幅器４８、５０は、非線形増幅器である。

レベル可変された位相変調信号の加算成分及び減算成分は、加算器５６により合成された後で方向性結合器５８を介してアンテナ６４に出力（Ｓ_ｏｕｔ；下式（４））される。方向性結合器５８からの分配出力は、ダウン・コンバータ６０により周波数変換（周波数ωを減算）された後、アナログ／ディジタル変換器６２によりディジタル信号に変換されて補正部３２に入力されて振幅及び位相の補正に用いられる。

以上、一般的なＬＩＮＣ方式の送信装置１０の構成について説明した。このＬＩＮＣ方式は、ＲＦ増幅に非線形増幅器を用いて線形変調するため、線形増幅器よりも効率の良い電力増幅が可能である。しかし、上記のＲＦ増幅器が最大電力で動作するため、低電力の場合に効率が低下するという問題がある。また、２つのＲＦ増幅器間の僅かな位相差が変調歪みや電力変動を発生させるという問題がある。

［送信装置７０の構成（ＥＥＲ方式）］
次に、送信装置７０の構成について説明する。図２を参照すると、送信装置７０は、主に、変調器１２と、ロールオフ・フィルタ１４、１６と、位相検出器１８と、エンベロープ検出器２０と、位相変調器２８と、ディジタル／アナログ変換器３６、３８と、ローパス・フィルタ４０、４２、７６と、アップ・コンバータ４４と、ＲＦ増幅器４８と、振幅信号増幅器５０と、方向性結合器５８と、電力制御部５２と、乗算器７２と、アナログ／ディジタル変換器６２と、アンテナ６４と、により構成される。

まず、変調器１２から出力された複素ベースバンド信号Ｓ_ｉｎ（上式（１）を参照）のＩ成分及びＱ成分がそれぞれロールオフ・フィルタ１４、１６に入力されて帯域制限される。帯域制限された複素ベースバンド信号の各成分は、それぞれ分離されて位相検出器１８及びエンベロープ検出器２０に入力される。位相検出器１８では、複素ベースバンド信号から位相信号θ（ｔ）が抽出される。一方、エンベロープ検出器２０では、複素ベースバンド信号から振幅信号ｒ（ｔ）が抽出される。

位相検出器１８から出力された位相信号は、位相変調器２８により位相変調を受けて位相変調信号が生成される。そして、位相変調信号は、ディジタル／アナログ変換器３６に入力されてアナログ信号に変換された後、ローパス・フィルタ４０により帯域制限を受ける。その後、帯域制限された位相変調信号は、アップ・コンバータ４４によりＲＦ周波数に周波数変換（周波数ωを加算）され、ＲＦ増幅器４８に入力される。

一方、エンベロープ検出器２０から出力された振幅信号は、乗算器７２に入力されて電力制御部５２により電力制御される。そして、乗算器７２から出力された振幅信号は、振幅補正部７４に入力されて振幅が補正される。振幅変調された振幅信号は、ディジタル／アナログ変換器３８によりアナログ信号に変換され、ローパス・フィルタ４２により帯域制限された後、振幅信号増幅器５０に入力されて電力増幅される。電力増幅された振幅信号は、ＲＦ増幅器４８に入力されてバイアスが制御される。

ＲＦ増幅器４８から出力された信号は、方向性結合器５８を介してアンテナ６４に出力（Ｓ_ｏｕｔ；上式（４）を参照）される。このとき、方向性結合器５８からの分配出力は、ローパス・フィルタ７６により帯域制限された後、アナログ／ディジタル変換器６２によりディジタル信号に変換され、振幅補正部７４に入力されて振幅の補正に用いられる。

以上、一般的なＥＥＲ方式の送信装置７０の構成について説明した。かかる構成によると、位相変調信号の電力増幅に非線形増幅器を適用できる上、振幅信号に低周波数の非線形増幅器を適用できるため、電力効率を向上させると共に歪みを低減させることが可能である。しかし、電力可変と振幅変調とをＲＦ増幅器４８の電源電圧の可変のみで処理するため、電源電圧が低下する低電力時においては、ニー電圧付近で効率が低下し非線形性が増大し、さらに電源電圧が低下するとＲＦ増幅器４８が動作しなくなるという問題もある。

［本実施形態の技術的特徴］
そこで、本件出願人は、上記の問題点に鑑み、ＬＩＮＣ方式の利点とＥＥＲ方式の利点とを生かしつつ、相互に弱点を補償し合うように、送信信号が大電力の時にはＥＥＲ方式で動作し、小電力の時にはＬＩＮＣ方式で動作するような送信装置の構成を提案する。特に、ＬＩＮＣ方式とＥＥＲ方式とをスイッチで可変するのではなく、２つの振幅制限器を組み合わせて用いる構成によりシームレスに切り替えが行われるようにし、両方式の切り替え時に発生する誤差や歪みを発生させない理想的な構成を提案する。

具体的には、２つのＲＦ増幅器、及びＲＦ増幅器の電源端子に接続された振幅信号増幅器の出力電圧を制御することによってＲＦ増幅器に振幅変調を乗積する構成を採る。送信電力が大きい場合には、変調信号の位相情報による位相変調が同相になるように２つのＲＦ増幅器を動作させることで電力損失を回避することができる。また、出力電力に応じてＲＦ増幅器の飽和電力が変動するため、振幅情報を振幅信号増幅器のみに乗積することで高い効率が維持される。さらに、ニー電圧付近で増幅器の効率が低下し、電圧に対する出力電力の直線性が低減する領域においては、出力電圧を固定して２つのＲＦ増幅器の位相差に振幅情報を乗積する構成にする。

上記の構成を実現するため、まず、振幅信号を２つの増幅器の位相差に付加する振幅・位相差変換器の前段に振幅制限器を配置して送信信号が大電力の時に振幅信号を所定値以下に制限する。さらに、振幅信号増幅器の前段に振幅制限器を配置して小電力時に振幅信号が所定値以上になるよう制限する。かかる構成により、送信電力の大小に応じてＬＩＮＣ方式とＥＥＲ方式とをシームレスに切り替えることが可能になる。また、振幅信号増幅器の電力可変範囲を小さく抑制することが可能になる上、ＬＩＮＣ方式とＥＥＲ方式との双方において直線性の良好な領域を利用するため、非常に優れた直線性を有する送信装置が実現される。さらに、大電力時に２つのＲＦ増幅器間が同相で動作するため、位相差変化に対する振幅変化の感度が小さくなり、増幅器間の位相誤差に起因する送信電力変動と変調信号の歪みとを抑制することが可能になる。

［本実施形態に係る送信装置１００の構成］
次に、図３を参照しながら、本発明の第１実施形態に係る送信装置１００の構成について説明する。図３は、本実施形態に係る送信装置１００の構成を示す説明図である。

図３を参照すると、送信装置１００は、主に、変調器１０２と、ロールオフ・フィルタ１０４、１０６と、位相検出器１０８と、エンベロープ検出器１１０と、振幅制限器１１２、１４６と、逆余弦演算器１１４と、加算器１１６と、減算器１１８と、位相変調器１２０、１２２と、補正部１２４と、ディジタル／アナログ変換器１２６、１２８と、ローパス・フィルタ１３０、１３２と、アップ・コンバータ１３４、１３６と、ＲＦ増幅器１３８、１４０と、電力制御部１４２と、ディジタル／アナログ変換器１４８と、振幅信号増幅器１５０と、加算器１５２と、アンテナ１５４と、により構成される。なお、ＲＦ増幅器１３８、１４０及び振幅信号増幅器１５０は、非線形増幅器である。また、逆余弦演算器１１４は、振幅・位相差変換器の一例である。さらに、位相検出器１０８及びエンベロープ検出器１１０は、信号分離器の一例である。

まず、変調器１０２から出力された複素ベースバンド信号Ｓ_ｉｎ（上式（１）を参照）のＩ成分及びＱ成分がそれぞれロールオフ・フィルタ１０４、１０６に入力されて帯域制限される。帯域制限された複素ベースバンド信号の各成分は、それぞれ分離されて位相検出器１０８及びエンベロープ検出器１１０に入力される。位相検出器１０８では、複素ベースバンド信号の位相信号θ（ｔ）が抽出される。一方、エンベロープ検出器１１０では、複素ベースバンド信号の振幅情報ｒ（ｔ）が抽出される。なお、上記の位相信号θ（ｔ）及び振幅信号ｒ（ｔ）（所謂、極座標信号）は、複素ベースバンド信号の各成分に対して、ＣＯＲＤＩＣ（ＣＯｏｒｄｉｎａｔｅ Ｒｏｔａｔｉｏｎ ＤＩｇｉｔａｌ Ｃｏｍｐｕｔｅｒ）等による演算処理、ｔａｎ^−１（Ｑ／Ｉ）、Ｉ成分及びＱ成分の２乗和の平方根等を算出する演算処理を施すことによって導出される。

位相検出器１０８により出力された位相信号は、加算器１１６及び減算器１１８に入力される。一方、エンベロープ検出器１１０から出力された振幅信号は、振幅制限器１１２、１４６に入力される。振幅制限器１１２、１４６に入力された振幅信号は、電力制御部１４２による制御電圧に応じてそれぞれ振幅制限を受ける。このとき、振幅制限器１１２は、図４に示すようなスムージングされた所定のデータ（Ｆｉｌｔｅｒｅｄ）に基づいて振幅信号の振幅制限を行う。このデータは、例えば、テーブル形式等で電力制御部１４２又は振幅制限器１１２が保持していてもよいし、図示しない制御部等が保持していてもよい。その場合、テーブルを保持する構成要素は、例えば、図示しない記憶部等を備えていてもよい。

さらに、振幅制限器１１２により振幅制限されて振幅信号（下式（５））が生成され、逆余弦演算器１１４に入力されて逆余弦演算（ｃｏｓ^−１）され、位相差信号（下式（６））が生成される。そして、演算結果が加算器１１６及び減算器１１８に入力され、それぞれ、位相信号に対して加算及び減算され、加算成分λ_＋（下式（７）を参照）及び減算成分λ₋（下式（８）を参照）が得られる。

（但し、Ｒ_ｔは逆余弦演算器１１４への入力を制限する値である。）

そして、加算成分及び減算成分は、それぞれ、位相変調器１２０、１２２により位相変調を受けて位相変調信号が生成される。そして、位相変調信号は、補正部１２４に入力されて振幅と位相とが補正される。

補正部１２４から出力された位相変調信号は、ディジタル／アナログ変換器１２６、１２８によりアナログ信号に変換され、さらに、ローパス・フィルタ１３０、１３２により帯域制限された後、アップ・コンバータ１３４、１３６に入力される。アップ・コンバータ１３４、１３６に入力された位相変調信号は、ＲＦ周波数に周波数変換（周波数ωを加算）される。周波数変換された位相変調信号は、ＲＦ増幅器１３８、１４０に入力されて電力増幅される。なお、ＲＦ増幅器１３８、１４０は、例えば、Ｃｌａｓｓ Ｅ又はＣｌａｓｓ Ｆのスイッチングモードで動作する非線形増幅器である。

さらに、ＲＦ増幅器１３８、１４０は、電力制御部１４２の出力電圧に応じて振幅制限器１４６により振幅制限された振幅信号に基づいて電源電圧が制御される。より詳細に述べると、振幅制限器１４６から出力された振幅信号は、ディジタル／アナログ変換器１４８によりアナログ信号に変換され、振幅信号増幅器１５０により電力増幅された後、ＲＦ増幅器１３８、１４０に入力されて電力制御及び振幅変調に用いられる。このとき、振幅制限器１４６は、例えば、図５に示すようなスムージングされた所定のデータ（Ｆｉｌｔｅｒｅｄ）に基づいて振幅信号を振幅制限する。なお、振幅制限器１４６から出力される振幅信号の振幅βは、下式（９）のように表現される。

ＲＦ増幅器１３８、１４０により電力増幅された位相変調信号の加算成分及び減算成分は、加算器１５２により合成されてアンテナ１５４に出力（Ｓ_ｏｕｔ；下式（１０））される。

以上、本発明の第１実施形態に係る送信装置１００の構成について説明した。上記の構成によると、従来のＬＩＮＣ方式及びＥＥＲ方式が抱える問題点が解消される上、送信電力に応じてＬＩＮＣ方式とＥＥＲ方式とを切り替える際に、ＬＩＮＣ方式とＥＥＲ方式とを切り替えるスイッチング動作が含まれないため、ＲＦ増幅器１３８、１４０のモード変更等に伴う非連続性が発生しないという効果が得られる。

特に、ピーク電力と平均電力との比（ＰＡＰＲ）が大きい変調方式を利用する場合には、上記のスイッチングに伴う影響が大きいため、本実施形態を適用することで大きなメリットが得られる。また、本実施形態を適用すると、非連続性を有しない広い電力可変範囲を実現することができるため、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式（例えば、ＩＳ−２０００、Ｗ−ＣＤＭＡ等）を用いた通信装置等に対して適用することにより優れた効果が期待される。

（振幅制限用テーブル）
ここで、図４及び図５を参照しながら、振幅制限器１１２、１４６において振幅信号を振幅制限する際に用いる上記所定のデータについて説明する。図４は、振幅制限器１１２における振幅信号の振幅制限に用いるデータテーブルを示す説明図である。図５は、振幅制限器１４６における振幅信号の振幅制限に用いるデータテーブルを示す説明図である。

図４及び図５に記載したグラフは、いずれも、横軸が出力電力を表し、縦軸が振幅信号の振幅を表す。また、図４に示すグラフの値と図５に示すグラフの値とを乗算して得られるグラフ（積算値）が線形となるように形成されている。なお、Ｉｄｅａｌと示したグラフは、所定の出力電力値でスイッチングする構成を示しており、Ｆｉｌｔｅｒｅｄと示したグラフは、所定の出力電力値付近でスムージングを行う構成である。スムージングを行わない場合、振幅信号の振幅に急な変化が生じ、振幅信号の帯域が大きく広がるために出力信号に歪み等が生じる。これを避けるため、データテーブルにスムージング処理を行うことが好ましい。

［本実施形態の作用・効果］
ここで、本実施形態に係る送信装置１００の特性、及び当該送信装置１００が奏する作用・効果について簡単に述べる。

まず、送信信号電力が大きい場合について考察する。送信信号の電力が大きい場合、ＲＦ増幅器１３８、１４０の間の位相差はほぼ０であり、ＲＦ増幅器１３８、１４０から出力された電力の和がそのまま出力されるため、ＬＩＮＣ方式が抱える問題である電力効率の低下が発生しない。また、ＲＦ増幅器１３８、１４０の間に位相誤差を有する場合であっても、位相誤差Δφによる電力変動又は変調歪みの大きさがα（ｔ）に逆比例することから、位相誤差Δφによる影響は極めて小さいものとなる。

さらに、ＲＦ増幅器１３８、１４０と、振幅信号増幅器１５０とがスイッチングモードで動作する場合、振幅信号に対する非直線性は、主に、（１）ＬＩＮＣ方式において発生するＲＦ増幅器１３８、１４０間の位相誤差、及び（２）ＥＥＲ方式において発生する電源電圧に対するＲＦ増幅器１３８、１４０の効率変化に起因して発生する。この非直線性は、電源電圧が高いときは良好であるが、ニー電圧に近づくにつれて悪化する。しかし、本実施形態においては、振幅信号増幅器１５０の出力を制限し、直線性が低下する領域を使用しない構成にしている。そのため、電源電圧に対するＲＦ増幅器１３８、１４０の効率変化による影響が小さくなる。

次いで、送信信号電力が小さい場合について考察する。送信信号の電力が小さい場合には、ＲＦ増幅器１３８、１４０間の位相差に振幅情報を乗積した上でＲＦに周波数変換し、電力増幅して合成するＬＩＮＣ方式として動作する。ＬＩＮＣ方式では、ＲＦ増幅器間の位相差が大きくなるに連れて位相誤差が大きく影響するが、送信信号電力が小さい場合には、ＲＦ増幅器１３８、１４０間の位相差が小さいため、位相誤差に対する影響が抑えられて電力変動や変調歪みが生じにくくなる。

上記の通り、本実施形態に係る送信装置１００は、ＬＩＮＣ方式とＥＥＲ方式とを信号電力に応じて適切に切り替えることによって、ＬＩＮＣ方式の利点とＥＥＲ方式の利点とを併せ持ったハイブリッド方式を実現している。また、このハイブリッド方式を適用すると、ＲＦ増幅器の位相差に起因する影響や振幅信号増幅器及びＲＦ増幅器の非線形性に起因する影響が小さいため、位相や振幅をキャリブレーションする構成の一部を省略することも可能になる。ましてや、フィードバックを用いて信号を補償する必要性はさらに薄れる。もちろん、より理想的な性能を実現するためには、こうした構成を組み合わせることも可能であるし、あらゆる公知技術を本実施形態に組み合わせて用いることもできる。なお、図８には、本実施形態に係る送信装置１００による信号波形の評価結果を示した。図８は、上から順にエンベロープｒ（ｔ）、振幅制限器１１２の出力、振幅信号増幅器１５０の出力、送信出力Ｓ_ｏｕｔを示す。

［変形例］
ここで、図６及び図７を参照しながら、本実施形態に係る変形例を紹介する。図６は、振幅制限器１１２における振幅信号の振幅制限に用いるデータテーブルを示す説明図である。図７は、振幅制限器１４６における振幅信号の振幅制限に用いるデータテーブルを示す説明図である。

本実施形態に係る変形例として、例えば、振幅を制限するテーブルの特性を図６及び図７のように変更することができる。図４及び図５の例では、所定の信号出力以上となる場合にＲＦ増幅器１３８、１４０間の位相差が一定になるよう設定していたが、本変形例では、この位相差が０°から４５°まで可変としている。ＲＦ増幅器１３８、１４０間の位相差によって振幅変調が行われる分、振幅信号増幅器１５０の振幅変動を低減することができる。その結果、振幅パスにおける変調信号の振幅変動幅が小さくなることにより、帯域幅は同じであるが、振幅信号増幅器１５０に要求されるスルーレートが小さくて済むという効果が得られる。

以上、本発明の第１実施形態に係る送信装置１００について説明した。上記の通り、本実施形態に係る送信装置１００は、所定のデータテーブルに基づいて振幅信号の振幅制限を実行することにより、送信信号電力の大きさに応じてＬＩＮＣ方式とＥＥＲ方式とをシームレスに切り替えることができる。そのため、ＬＩＮＣ方式の利点とＥＥＲ方式の利点とを生かすと共に、両者の問題点を解決する手段を提供する。

＜本発明の第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態について説明する。上記の第１実施形態と実質的に同一の構成要素については同一の符号を付することにより重複する説明を省略し、相違する構成要素についてのみ詳細に説明する。

［本実施形態に係る送信装置２００の構成］
まず、図９を参照しながら、本実施形態に係る送信装置２００の構成について説明する。図９は、本実施形態に係る送信装置２００の構成を示す説明図である。本実施形態に係る送信装置２００は、上記の第１実施形態に係る送信装置１００の構成に上記の非特許文献３の技術を組合わせて振幅信号を帯域制限し、さらに、帯域制限によって欠落した振幅情報を２つのＲＦ増幅器に乗積する構成に特徴を有する。振幅信号の帯域幅が制限されると、振幅変動に対する追従が遅い増幅器を適用することが可能になり、本発明の適用範囲を広げることが可能になる。

図９を参照すると、送信装置２００は、上記の第１実施形態に係る送信装置１００の構成要素に加えて、乗算器２０４と、除算器２０６と、ローパス・フィルタ２０８と、をさらに備えることを特徴とする。以下、第１実施形態に係る送信装置１００の構成と相違する構成についてのみ詳細に説明する。

まず、エンベロープ検出器１１０から出力された振幅信号は、上記の第１実施形態と同様に、図４及び図５に示したデータテーブルに基づいて振幅制限器１１２、１４６により振幅制限を受ける。振幅制限器１４６から出力された振幅信号は、分離されてローパス・フィルタ２０８及び除算器２０６に入力される。ローパス・フィルタ２０８に入力された振幅信号は、帯域制限された後、分離されて除算器２０６及びディジタル／アナログ変換器１４８に入力される。

除算器２０６は、振幅制限器１４６から出力された振幅信号を被除数とし、ローパス・フィルタ２０８から出力された振幅信号を除数とする除算を実行する。また、乗算器２０４には、振幅制限器１１２から出力された振幅信号と、除算器２０６により算出された商の値と、ＲＦ ＰＡバックオフレジスタ２０２から出力されたバックオフ値がＲＦ増幅器１３８、１４０に入力される。但し、ＲＦ ＰＡバックオフレジスタ２０２から出力されるバックオフ値は、ＲＦ増幅器の出力最大振幅レベルと出力飽和電力レベルとの比により表現される。除算器２０６の出力が１を中心とした値になるため、乗算器２０４における乗算出力がｒ（ｔ）の最大値Ｒを超えるときがあり、逆余弦演算器１１４に入力された際に当該乗算出力がＲを超えている場合には飽和が生じる。そこで、上記のバックオフ値を乗算器２０４に入力し、乗算器２０４の後段において逆余弦演算が実行された際に飽和が発生することを回避している。つまり、乗算器２０４に入力されるバックオフ値ηは、除算器２０６の出力に応じてη＝０〜１の範囲で調整される。仮に、ローパス・フィルタ２０８の入力と出力とが等しい場合（つまり、帯域制限を行わない場合）には、除算器２０６からの出力が１になり、バックオフによる乗算出力の補正が必要ないため、バックオフ値をη＝１にすることができる。しかし、帯域制限を大きくするにつれてバックオフ値を小さくしなければならないため、送信装置２００の効率が低下する。

乗算器２０４の出力は、逆余弦演算器１１４に入力されて逆余弦演算された後、その出力が分離されて加算器１１６及び減算器１１８に入力される。上記の処理により、振幅信号増幅器１５０の帯域幅を狭くすることができるため、効率の良いＣｌａｓｓ Ｓのスイッチングモードを備える増幅器を用いて、低いスイッチング周波数で動作させることにより、高い効率を実現することが可能になる。なお、図１０には、本実施形態に係る送信装置２００による信号波形の評価結果を示した。図１０は、上から順に振幅信号ｒ（ｔ）、除算器２０６により算出された商、振幅制限器１１２の出力と除算器２０６から算出された商との積、振幅信号増幅器１５０の出力、送信出力Ｓ_ｏｕｔを示す。但し、γ（ｅｎｖｅｌｏｐｅ）は、ローパス・フィルタ２０８の出力を表す。

以上、本発明の第２実施形態に係る送信装置２００の構成について説明した。もちろん、本発明の技術的特徴を適用可能な構成はこれに限定されるものではなく、他の公知技術と組み合わせることにより、その性能をさらに向上させる可能性も含んでいる。

以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は係る例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

例えば、上記実施形態では、振幅制限にデータテーブルを利用する構成を例示したが、本発明はかかる例に限定されない。例えば、所定の多項式に基づいて応答を生成することも可能である。

一般的なＬＩＮＣ方式を用いた送信装置の構成を示す説明図である。 一般的なＥＥＲ方式を用いた送信装置の構成を示す説明図である。 本発明の第１実施形態に係る送信装置の構成を示す説明図である。 同実施形態に係る振幅制限器の特性例を示す説明図である。 同実施形態に係る振幅制限器の特性例を示す説明図である。 同実施形態に係る振幅制限器の特性例を示す説明図である。 同実施形態に係る振幅制限器の特性例を示す説明図である。 同実施形態に係る信号波形の一例を示す説明図である。 本発明の第２実施形態に係る送信装置の構成を示す説明図である。 同実施形態に係る信号波形の一例を示す説明図である。

符号の説明

１００ 送信装置
１０２ 変調器
１０４、１０６ ロールオフ・フィルタ
１０８ 位相検出器
１１０ エンベロープ検出器
１１２ 振幅制限器
１１４ 逆余弦演算器
１１６、１５２ 加算器
１１８ 減算器
１２０、１２２ 位相変調器
１２４ 補正部
１２６、１２８ ディジタル／アナログ変換器
１３０、１３２ ローパス・フィルタ
１３４、１３６ アップ・コンバータ
１３８、１４０ ＲＦ増幅器
１４２ 電力制御部
１４６ 振幅制限器
１４８ ディジタル／アナログ変換器
１５０ 振幅信号増幅器
１５４ アンテナ
２００ 送信装置
２０２ ＲＦ ＰＡバックオフレジスタ
２０４ 乗算器
２０６ 除算器
２０８ ローパス・フィルタ

Claims (7)

1. 入力された送信信号を位相信号と振幅信号とに分離する信号分離器と、
   前記振幅信号の振幅値を制限する第１及び第２振幅制限器と、
   前記第１振幅制限器の出力を位相差信号に変換する振幅・位相差変換器と、
   前記位相信号に前記位相差信号が加算又は減算されて得られた２つの位相情報をそれぞれ有する第１及び第２位相変調信号を生成する位相変調器と、
   前記第１及び第２位相変調信号をＲＦに周波数変換する周波数変換器と、
   前記第２振幅制限器の出力を増幅する振幅信号増幅器と、
   前記振幅信号増幅器の出力に応じてＲＦの前記第１及び第２位相変調信号を増幅するＲＦ増幅器と、
   前記ＲＦ増幅器から出力された前記ＲＦの第１及び第２位相変調信号を合成する合成器と、
   を備え、
   前記第１振幅制限器は、前記振幅信号の電力が閾値以上の場合に、入力された前記振幅信号の振幅値を所定の第１振幅値に制限し、前記第２振幅制限器は、前記振幅信号の電力が前記閾値以下である場合に、入力された前記振幅信号の振幅値を所定の第２振幅値に制限することを特徴とする、送信装置。
2. 前記第１及び第２振幅制限器は、前記振幅信号の振幅値を制限する処理に代えて、当該振幅信号の振幅変化幅を圧縮することを特徴とする、請求項１に記載の送信装置。
3. 前記第１及び第２振幅制限器は、それぞれ、前記振幅信号の入出力特性を示す第１及び第２データテーブルに従って前記振幅信号の振幅制限をすることを特徴とする、請求項１に記載の送信装置。
4. 前記第１及び第２データテーブルには、入力信号の電力に対する出力信号の振幅値が示されており、前記第１データテーブルに記載の前記振幅値と前記第２データテーブルに記載の前記振幅値との積算値が線形特性を有することを特徴とする、請求項１〜３のいずれかに記載の送信装置。
5. 前記積算値が有する線形特性は、
   前記送信信号のピーク値と平均値との差が圧縮される特性を有することを特徴とする、請求項４に記載の送信装置。
6. 前記積算値が有する線形特性は、
   前記第１ＲＦ増幅器と前記第２ＲＦ増幅器との位相差に対する振幅特性の非線形性、若しくは前記振幅増幅器の非線形特性を補償する特性を有することを特徴とする、請求項４に記載の送信装置。
7. 前記第２振幅制限器の出力を帯域制限するフィルタと、
   前記第２振幅制限器の出力から前記フィルタの出力を除算する除算器と、
   前記第１振幅制限器の出力に前記除算器の出力を乗算する乗算器と、
   をさらに備え、
   前記振幅・位相差変換器は、前記第１振幅制限器の出力に代えて、前記乗算器の出力を位相差信号に変換することを特徴とする、請求項１〜６に記載の送信装置。

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