JP5731326B2 - 変調器およびそれを用いる増幅器 - Google Patents

Description

本発明は、変調器およびそれを用いる高電力増幅器に関する。

無線通信において通信標準の第三世代（３Ｇ）および来たる第四世代に適する（４Ｇ）高線形性および高効率の電力増幅器を開発することに大きな興味が存在する。これらの新しい標準はより多くのそしてより良いデータサービスを提供するポテンシャルを有している。しかしながら、制限された周波数帯の中で高線形性および高効率電力増幅器を確立するために、高いピーク対平均電力比（たとえば、広帯域符号分割多重アクセス（ＷＣＤＭＡ）〜１０ｄＢ）を有する信号を用いることが要求され、送信増幅器の高い線形性を必要とする。よって、一般に、電力増幅器はピーク電力条件を鑑みて設計されるが、多くの場合、十分に低い電力レベル（電力ピークオフ）で動作する。結果として、これらの信号で動作する電力増幅器は、ピーク効率は高いが、平均増幅効率は比較的低く機能することがある。

この理由のため、たとえば、ドハティ電力増幅器（ＤＰＡ）、非線形コンポーネント（ＮＬＮＣ）を用いる線形増幅、ベロープ・トラッキング（ＥＴ）等の高効率電力増幅器に改めて興味が持たれている。増幅器のこれらのタイプは、現在のおよび上述の次期の通信標準に適する可能性のある候補として現在、研究されている。このような無線周波数（ＲＦ）増幅器は、一般的なＲＦ増幅器よりも高効率と高線形性を要求する。特に、改善された効率、低い複雑さ、および低コストにより、２ウェイＤＰＡが既に市場に出回っている。ＤＰＡは、全般的に、一般的な平衡増幅器より高い効率である。一般的な設計では、増幅歪み及び位相歪みのみ焦点が当てられるが、記憶効果および線形性は最近、非常に重要な因子となっている。そのようなＤＰＡの一般的な構造は、３次および５次の混変調歪み（ＩＭＤ）のような高い歪みを導く弱点を有している。たとえば、そのような歪みは信号同期点でのインピーダンスの突然の変化によって引き起こされる。ＤＰＡの構造によって歪みを減らすために、複素補償器が必要である。記憶効果は、電気的記憶効果および電熱的記憶効果を含む。電気的記憶効果は、ベースおよび高調波帯でのバイアスおよびマッチング回路インピーダンス変化によって引き起こされる。電熱的記憶効果は、デバイス温度によるＦＥＴ電力増幅利得変化である。電熱的記憶効果は、不可避の因子である。

したがって、効率および出力電力を増やすために、複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＰＡ）のような適切な補償器構造が導入されている。そのようなＣ―ＨＰＡは幾つかの独立の高電力増幅器（ＨＰＡ）を含む。最も一般的な構成は、非線形コンポーネントを用いる線形増幅（ＬＩＮＣ）として知られる、２つのＨＰＡを有するＣ−ＨＰＡである。

ＬＩＮＣ技術は、最初、マイクロ波周波数で線形増幅を実現する方法として１９７４年に提案された。増幅器に対するＬＩＮＣの基本スキームは、高効率および高非線形性であると仮定される２つのＲＦ ＨＰＡを有する。ＲＦソース信号ｘ（ｔ）は、２つの定包絡線位相変調信号ｘ_１（ｔ）、ｘ_２（ｔ）に、信号分離または生成過程の機能を有する信号成分分離器（ＳＣＳ）により分離され、各々は、それぞれ自身が有する非線形ＲＦ電力増幅器に送られる。ＨＰＡは、出力信号ｙ_１（ｔ）、ｙ_２（ｔ）が最結合のための加算分岐器に送られる前に、出力信号ｙ_１（ｔ）、ｙ_２（ｔ）を生成するために、各信号の電力を別々に増幅する。加算分岐器からの結果の出力信号はよって、もし、ＨＰＡを構成する全てのコンポーネントが理想的なものであれば、いかなる歪みも含まない元々の入力信号が増幅されたものである。

多くの事例において、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）出力における帯域幅は無制限であると仮定されている。しかしながら、多くの場合、そのような仮定は適用可能ではない。通常、ＤＡＣは、その出力においてローパスフィルタ（ＬＰＦ）を有する。そのようなＬＰＦは、寄生振幅変調（ＡＭ）をＤＡＣ出力信号に導入する。そのような寄生ＡＭおよび非線形ＨＰＡを用いると、全送信信号再構成は可能ではない。よって、帯域外スペクトル成分がＨＰＡ出力信号スペクトルに生じている。

元々の信号ｘ（ｔ）は狭いスペクトルを有するにも関わらず、信号成分分離（ＳＣＳ）動作は、Ｃ−ＨＰＡアームで信号ｘ_１（ｔ）、ｘ_２（ｔ）に対して十分に大きなスペクトル拡大を引き起こす。たとえば、上で引用された特許文献１および非特許文献１−４で開示されている従来技術は、広帯域信号ｘ_１（ｔ）、ｘ_２（ｔ）をいかなる歪みもなく通過し、ＨＰＡ（以下、ＨＰＡ_１およびＨＰＡ_２として引用することがある）に入力し得る無制限の帯域（すなわち、超広帯域理想的ＤＡＣ）を有する理想的アームが仮定される。アームで最も重要な素子は、ＤＡＣであり得るが、それはその帯域幅が動作クロックによって制限されるからである。動作クロックは、典型的には、入手可能な低エンド／ミドルエンド市販集積回路（ＬＳＩ）に対しては１００〜１５０ＭＨｚである。一方、ワールドワイド・インターオペラビリティ・フォー・マイクロウェーブ・アクセス（ＷｉＭＡＸ）、ロング・ターム・エボリューション（ＬＴＥ）、広帯域符号分割多重アクセス（Ｗ−ＣＤＭＡ）などのようなブロードバンド応用に対するＤＡＣは、信号ｘ_１（ｔ）、ｘ_２（ｔ）中の歪みを避ける目的で、非常に高度な広帯域を提供しなくてはならず（数百ＭＨｚのオーダーの高いクロック周波数で動作させなくてはならず）、同時に、例えば８００ＭＨｚで１４ビット分解能のような、高レベルのビット分解能（量子化）を提供しなくてはならない。そのような高速かつ高分解能ハイエンドＤＡＣのコストは高い。

ＤＡＣ入力（またはＤＡＣ出力）におけるＬＰＦのような高周波回路のコンポーネントによって引き起こされる周波数制限は、信号ｘ_１（ｔ）、ｘ_２（ｔ）に対するＨＰＡ_１およびＨＰＡ_２入力において寄生ＡＭをもたらす。ＬＰＦは、信号ｘ_１（ｔ）、ｘ_２（ｔ）の高周波数部分をカットする。ＬＰＦによってカットされた高周波数成分は、ＬＰＦ出力において信号に望ましくない寄生ＡＭ変調を引き起こす。そのような寄生ＡＭは、信号ｙ_１、ｙ_２の結合後、帯域外スペクトル成分の増大をもたらす。一般に、ＬＰＦを通過した信号の結合後の完全信号再構成は難しくなっている。

特開２００９−１７１４６０号公報 特開２００４−１６０７０７号公報 米国特許出願２０１０／００７４３６７号公報 米国特許７，２６０，３６８号公報

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しかしながら多くの市販で入手可能な（ローコスト−ミッドコストＬＳＩ）ＤＡＣに対しては、そのような仮定が適用可能ではない。通常、ＤＡＣは出力においてローパスフィルタを有している。そのようなＬＰＦはＤＡＣ出力信号スペクトルに寄生振幅変調（ＡＭ）を導入する。そのような寄生ＡＭおよび非線形ＨＰＡを有すると、完全な信号再構成は可能ではない。よって、帯域外スペクトル成分が、ＨＰＡ出力信号スペクトルに現れている。

本発明の目的の一つは、変調器であって、寄生振幅変調を自動的に除去し、ＬＩＮＣ変調器の出力端子で変調器に入力される信号を再構成する変調器を提供することである。

本発明の別の目的は、増幅器であって、自動的に寄生振幅変調を除去し、ＬＩＮＣ変調器の出力端子で変調器に入力される信号を再構成する増幅器を提供することである。

非線形コンポーネントを有する線形増幅（ＬＩＮＣ）変調器が提供される。ＬＩＮＣ変調器は、ソース信号（ｘ（ｔ））から複数の定包絡線信号（ｘ_１（ｔ）、ｘ_２（ｔ））を生成する分離器と、入力信号（ｘ_１（ｔ）、ｘ_２（ｔ））を受け、前記入力信号（ｘ_１（ｔ）、ｘ_２（ｔ））の位相軌跡中の位相ジャンプを検知および除去し、連続位相軌跡を有する第一の信号および不連続位相軌跡を有する第二の信号を生成するプロセッサと、前記第一の信号を第二の信号と混合し、前記入力信号（ｘ_１（ｔ）、ｘ_２（ｔ））を再構成する直交変調器と、を含む。

ＬＩＮＣ変調器は複合高増幅器アーム中の狭帯域回路、たとえば、自動的に寄生振幅変調を除去し、ＬＩＮＣ変調器の出力端子で変調器に入力される信号を再構成するデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）を用いることができる。

Ｃ−ＨＰＡ中の周波数制限と個々のＨＰＡからの出力信号が結合された出力信号ｙ（ｔ）を有するＣ−ＨＰＡの例を示す機能図である。 Ｃ−ＨＰＡの入力信号ｘ（ｔ）のスペクトルを示す図である。 信号補償分離器（ＳＣＳ）後のＣ−ＨＰＡアーム中の信号（ｘ１およびｘ２ ）のスペクトルを示す図である。 ＬＰＦ出力でのＣ−ＨＰＡアーム中の信号に対するスペクトルを示す図である。 通過帯２０ＭＨｚ、４０ＭＨｚ、および６０ＭＨｚのアームのＬＰＦに対するＣ−ＨＰＡ出力信号スペクトル（信号ｙに対するスペクトル）を示す図である。 本発明の第一実施形態の狭帯域非線形定包絡線変調器を有する増幅器を示す機能図である。 局部発振位相マニピュレータを示す機能図である。 ２トーン１ＭＨｚＣ−ＨＡＰ入力信号のスペクトルを示す図である。 信号成分分離器（ＳＣＳ）を通過した後の２トーン信号のスペクトルを示す図である。 ２トーン信号の同相成分の波形を示す図である。 ２トーン信号の直交位相成分の波形を示す図である。 ＳＣＳブロック出力における２トーン信号に対する位相軌跡を示す図である。 ＳＣＳブロック出力における２トーン信号に対するスペクトルを示す図である。 除去された位相マニピュレーション付き（点線）および除去された位相マニピュレーションなし（実線）の２トーン信号の同相成分の波形を示す図である。 除去された位相マニピュレーション付き（点線）および除去された位相マニピュレーションなし（実線）の直交位相成分の波形を示す図である。 ±πの余剰位相マニピュレーションが信号ｘ１およびｘ２から除去された後のＳＣＳブロック出力における２トーン信号に対する位相軌跡を示す図である。 ±πの余剰位相マニピュレーションが信号ｘ１およびｘ２から除去される前のＳＣＳブロック出力における２トーン信号を示す図である。 ±πの余剰位相マニピュレーションが信号ｘ１およびｘ２から除去された後のＳＣＳブロック出力における２トーン信号を示す図である。 本発明の第二の実施形態のＬＩＮＣ変調器を有する増幅器を示す機能図である。 本発明の第三の実施形態のＬＩＮＣ変調器のアームを示す機能図である。 図１５の余剰位相変調を除去するためのプロセッサを示す機能図である。 ガウシアンフィルタを用いる位相平滑化前および後の信号スペクトルを示す図である。 図２０に示されているＬＩＮＣ変調器を有する増幅器を示す機能図である。 従来のＬＩＮＣ変調器と通過帯域４０ＭＨｚのＬＰＦを有する変調器からの出力信号のスペクトルを示す図である。 従来のＬＩＮＣ変調器と通過帯域６０ＭＨｚのＬＰＦを有する変調器からの出力信号のスペクトルを示す図である。

図面を参照して、本発明の詳細な記載を提供する。図面では、類似の符号は異なる図面の類似のコンポーネントを記載し得る。異なる下付き文字を有する類似の符号は類似のコンポーネントの異なる瞬間を表すことがあり得る。図面は、一般に、例示であるが、限定ではない仕方で、本明細書中で議論される幾つかの実施形態を示す。
（比較例）

最初に、複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＰＡ）の比較例を説明し、本発明の好適な実施形態の技術的特徴の理解を容易にしよう。

図１は、複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＰＡ）１００の例を示す機能図である。Ｃ−ＨＰＡ１００は、Ｃ−ＨＰＡアームの各々で周波数の限定を受け、個々の高電力増幅器（ＨＰＡ）からの信号が結合される方法で得られる出力信号ｙ（ｔ）を生成し得る。

図１に示されているＣ−ＨＰＡ１００は、高周波回路の幾つかのコンポーネントを含む。コンポーネントは、単一の成分分離器（ＳＣＳ）１０２、２つのローパスフィルタ（ＬＰＦ）（時として単にフィルタとして参照される）１０４ａおよび１０４ｂ、２つのデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１０６ａおよび１０６ｂ、２つの第一の直交変調器（または時として簡単のため、２つの直交変調器として参照される）１０８ａおよび１０８ｂ、局部発振器１１０、第一の高電力増幅器（ＨＰＡ_１）１１２ａ、第二の高電力増幅器（ＨＰＡ_２）１１２ｂ、および結合器１１４を含む。ＳＣＳ１０２、ＬＰＦ１０４ａ、１０４ｂ、ＤＡＣ１０６ａ、１０６ｂ、第一直交変調器１０８ａ、１０８ｂ、および結合器１１４は、非線形コンポーネントを用いる線形増幅（ＬＩＮＣ）変調器１５０を構成する。

ＳＣＳ１０２は、２つの定包絡線信号、すなわち第一の定包絡線信号ｘ_１（ｔ）と第二定包絡線信号ｘ_２（ｔ）を、ソース信号ｘ（ｔ）、すなわちベースバンドソース信号ｘ（ｔ）を用いて生成する。別の言葉では、ソース信号ｘ（ｔ）は、ＳＣＳ１０２によって、２つの定包絡線信号ｘ_１（ｔ）とｘ_２（ｔ）に分離される。もしソース信号ｘ（ｔ）が
のように書けるならば、２つの２つの定包絡線信号ｘ_１（ｔ）とｘ_２（ｔ）は、
のように計算される。ここで、
であり、ｅ(ｔ)は、ソース信号ｘ（ｔ）に直交する信号
である。

よって、ｘ(ｔ)＝ｘ_１（ｔ）＋ｘ_２（ｔ）かつ｜ｘ_１（ｔ）｜＝｜ｘ_２（ｔ）｜であり、ここで｜ｘ｜はｘの絶対値を表す。ソース信号ｘ（ｔ）は時間に依存する振幅であるが、ｘ_１（ｔ）およびｘ_２（ｔ）は時間に依存しない定数振幅であることに注意しよう。

図２は、式（１）中のソース信号ｘ（ｔ）のスペクトルを示している。ソース信号ｘ（ｔ）は狭いスペクトルを有することが分かろう。しかしながら、信号成分分離動作は、図３に示されているように、信号ｘ_１（ｔ）、ｘ_２（ｔ）に対して大きなスペクトル拡大を引き起こす。

ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂはそれぞれ、ＳＣＳ１０２からの出力信号ｘ_１(ｔ)およびｘ_２(ｔ)から、所定のサンプリング周波数より高い周波数成分およびノイズ成分を除去する。別の言葉では、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂは、所定のサンプリング周波数より低い周波数成分のみを通過させる。

ＬＰＦ出力（またはＨＰＡ_１１１２ａとＨＰＡ_２１１２ｂの入力と同じこと）における信号のスペクトルが図４に示されており、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂはＳＣＳ１０２からの出力信号ｘ_１（ｔ）およびｘ_２（ｔ）から１０ＭＨｚより高い周波数成分を除去し得ることが示されている。ＬＰＦによってカットされた高い周波数線分は、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂの出力端子において信号に望ましくない寄生ＡＭを引き起こす。

ＤＡＣ１０６ａおよび１０６ｂはそれぞれ、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂからの出力信号をデジタルからアナログに変換する。

局部発振器１１０は、位相ロックループ（ＰＬＬ）によって制御され得る電圧制御振動器を用いる周波数結合器等のような振動回路である。局部発振器１１０は、局部発振信号を第一の直交変調器１０８ａおよび１０８ｂに出力する。

第一の直交変調器１０８ａは、周波数を周波数変換（アップコンバート）し、ＤＡＣ１０６ａを局部発振器１１０からの局部発振信号と混合するためのミキサを含む。よって、第一の直交変調器１０８ａは、出力信号を生成するために入力信号を定数倍させる乗算器として機能する。混合後、第一の直交変調器１０８ａは、ＤＡＣ１０６ａからの出力信号を所定の周波数にアップコンバートする。理想的には、第一の直交変調器１０８ａは、定包絡線信号ｘ_１（ｔ）を生成および出力する。

第一の直交変調器１０８ｂは、第一の直交変調器１０８ａと類似の構成および機能を有する。理想的には、第一の直交変調器１０８ｂは、定包絡線信号ｘ_２（ｔ）を生成および出力する。

第一の高電力増幅器（ＨＰＡ_１）１１２ａは、第一の直交変調器１０８ａからの出力信号を増幅し、増幅信号を結合器１１４に出力する。同様に、第二の高電力増幅器（ＨＰＡ_２）１１２ｂは、第一の直交変調器１０８ｂからの出力信号を増幅し、増幅信号を結合器１１４に出力する。

各アームの第一の直交変調器１０８ａ、１０８ｂは、レベル依存の複素利得Ｇによって特徴付けされ得る。よって、出力信号ｙ_１（ｔ）、ｙ_２（ｔ）は、
で与えられ得る。

結合器１１４は、結合器１１４への入力信号、今の場合はＨＰＡ_１１１２ａとＨＰＡ_２１１２ｂからの信号を結合し、増幅器１００からの出力信号ｙ（ｔ）を生成する。今の場合、出力信号ｙ（ｔ）は、
となる。（７）の第二項は、利得と位相のマッチングが完全ではないとき、すなわち、不完全な相殺が生じるとき、望ましくない残留信号が存在することを意味している。この項は、隣接アームでの電力の干渉によるスペクトル効率の制限をもたらす。

寄生振幅変調（ＡＭ）は、信号ｙ_１とｙ_２の結合後、帯域外スペクトル成分の増大をもたらす。図５は、１０ＭＨｚ直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号ｘ（ｔ）に対するＬＩＮＣ ＨＰＡ出力信号のスペクトルを示している。図５から見出せるだろうように、結合後のＬＩＮＣ Ｃ−ＨＰＡ信号は元々の信号ｘ（ｔ）に比べて高いレベルの帯域外スペクトル成分を有する。

（第一の実施形態）
図６〜１８を参照して、非線形コンポーネントを用いる線形増幅（ＬＩＮＣ）変調器２５０を有する増幅器（または複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＰＡ）２００）の第一の実施形態を説明する。

本明細書中で開示されるＬＩＮＣ変調器は、信号ｙ_１およびｙ_２を結合後、変調器出力において帯域外スペクトル成分を除去する機能を有する。帯域外スペクトル成分を除去する機能は、Ｃ―ＨＰＡアーム中の信号に対する追加のベース帯域制御の方法による信号スペクトル狭帯域化に基いて動作され得る。そのような帯域外スペクトル成分は、高電力増幅器、たとえば、図１のＨＰＡ_１１１２ａ、ＨＰＡ_２１１２ｂの入力端子における寄生振幅変調によって引き起こされる。

信号帯域は、位相の連続微分のオーダーに依存するという事実が知られている。よって、スペクトルをよりコンパクトにするためには、信号から位相不連続を除去することが行こうであり得る。

図６は、本発明の第一の実施形態にしたがうＬＩＮＣ変調器２５０を有する増幅器２００を示す機能図であり、図７は、図６の第一の位相マニピュレータ２０６ａを示す機能図である。

増幅器２００は、Ｃ−ＨＰＡアーム中の回路に対する帯域要求を減らすように設計されている。デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）回路要求はまた、緩和されよう。よって、よって、ＬＩＮＣ変調器２００のアーム中のＤＡＣに対する変換速度（クロック）および分解能要求（ビット分解能）は、結果として減少されるであろう。したがって、コストが高いグレードのＬＳＩに代わって、ローコストＤＡＣがＬＩＮＣ Ｃ−ＨＰＡに実装され得る。同時に、結合後のＣ−ＨＰＡ出力における帯域外スペクトルのレベルは低いままに維持される。よって、本実施形態は、アーム中で周波数を制限する場合、Ｃ−ＨＰＡ出力で完全な再構成信号を提供し得る。

Ｃ−ＨＡＰ２００の一つのアーム（以下では、時として第一のアームとして参照される）は、余剰位相変調、たとえばπの大きさを有する位相を除去するための第一のプロセッサ２０２ａ、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４ａ、第一のデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１０６ａ、直交変調器１０８ａ、位相選択器２０４、第一の位相マニピュレータ２０６ａ、局部発振器２０８、第一の高電力増幅器１１２ａ（ＨＰＡ_１）、および加算器１１４を含む。同様に、Ｃ−ＨＡＰ２００の別のアーム（以下では、時として第二のアームとして参照される）は、余剰位相変調、たとえばπの大きさを有する位相を除去するための第二のプロセッサ２０２ｂ、ＬＰＦ１０４ｂ、第一のデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１０６ｂ、直交変調器１０８ａ、位相選択器２０４、第二の位相マニピュレータ２０６ｂ、局部発振器２０８、第一の高電力増幅器１１２ｂ（ＨＰＡ_２）、および加算器１１４を含む。しかしながら、第一および第二のアームは分離器１０２を含む。

ＬＩＮＣ変調器２５０は、分離器１０２、第一および第二のプロセッサ２０２ａおよび２０２ｂ、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂ、ＤＡＣ１０６ａおよび１０６ｂ、直交変調器１０８ａおよび１０８ｂ、位相選択器２０４、第一および第二の位相マニピュレータ２０６ａおよび２０６ｂ、および局部発振器２０８を含む。

第一および第二のプロセッサ２０２ａおよび２０２ｂは、ＳＣＳ１０２からの第一および第二の定包絡線信号ｘ_１（ｔ）とｘ_２（ｔ）を受け、第一および第二の定包絡線信号ｘ_１（ｔ）とｘ_２（ｔ）から±πの余剰位相変調を除去し出力信号を生成する。つまり、第一および第二のプロセッサ２０２ａおよび２０２ｂは、入力信号ｘ_１（ｔ）とｘ_２（ｔ）の位相軌跡を決定し、位相ジャンプ、たとえば±πの余剰位相変調を検知し得る。第一および第二のプロセッサ２０２ａおよび２０２ｂからの出力信号はそれぞれ、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂに入力される。第一および第二のプロセッサ２０２ａおよび２０２ｂからの出力信号は、連続位相軌跡を有するものとして特徴づけされる。

位相選択器２０４は、第一の位相マニピュレータ２０６に＋πまたは−πの周波数成分のいずれを生成すべきかを知らせる。

第一および第二の位相マニピュレータ２０６ａおよび２０６ｂは、直交変調器１０８ａで第一の定包絡線信号ｘ_１（ｔ）と直交変調器１０８ｂで第二の定包絡線信号ｘ_２（ｔ）を再構成するための信号を生成する。特に、第一の位相マニピュレータ２０６ａは、局部発振器２０８および位相選択器２０４からの信号に基いて、第一のプロセッサ２０２ａで除去された余剰位相マニピュレーションを補償するために、位相±πを有する信号を出力する。同様に、第二の位相マニピュレータ２０６ｂは、局部発振器２０８および位相選択器２０４からの信号に基いて、第一のプロセッサ２０２ａで除去された余剰位相マニピュレーションを補償するために、位相±πを有する信号を出力する。

局部発振器２０８は、局部発振器１１０と同一または類似の機能を有する。

図７は、＋πまたは−πの周波数成分を有する信号を生成する第一の位相マニピュレータ２０６ａを示す機能図である。図７に示されているように、第一の位相マニピュレータ２０６ａはプレスケーラ３０２および選択器３０４を含む。プレスケーラ３０２は、局部発振器２０８からの入力をπまたは０の位相を有する信号に変換する。これらの信号は、選択器３０４に入力される。選択器はプレスケーラ３０２からの入力信号の一つを出力する。

図８は、２トーン１ＭＨｚＣ−ＨＰＡ入力信号ｘ（ｔ）のスペクトルを示す図である。入力信号ｘはそのスペクトルの狭いピークのみを有することが分かるだろう。ソース信号ｘ（ｔ）は、第一の定包絡線信号ｘ_１（ｔ）および第二の定包絡線信号ｘ_２（ｔ）を示す。

図９は、信号成分分離器（ＳＣＳ）を通過した後の２トーン信号のスペクトルを示す図である。信号ｘ_１（ｔ）およびｘ_２（ｔ）は、元々の信号ｘ（ｔ）より十分に広いスペクトルを有することが分かるであろう。

図１０および１１は、信号ｘ_１（ｔ）およびｘ_２（ｔ）の同相および直交位相波形を示している。図１１に示されている直交信号波形は、±πの位相ジャンプによる波形不連続を有している。そのような±πの位相ジャンプは、ｘ_１（ｔ）およびｘ_２（ｔ）信号スペクトル拡大に重要である。以下では、そのような位相ジャンプを余剰位相マニピュレーションと呼ぶ。

図１２は、信号成分分離器（ＳＣＳ）ブロック出力における２トーン信号ｘに対する位相軌跡を示す図であり、図１０は、信号成分分離器（ＳＣＳ）ブロック出力における２トーン信号、すなわち信号ｘ_１（ｔ）およびｘ_２（ｔ）に対する対応するスペクトルを示す図である。

図１２から分かるだろうように、Ｃ−ＨＰＡアーム中の信号に対する位相軌跡は、±πの位相ジャンプ（不連続）を有する。そのような位相不連続は、図１３に示されているようにＳＣＳ出力において信号スペクトル拡大を引き起こす。そのような±πの位相ジャンプは、ｘ_１（ｔ）およびｘ_２（ｔ）信号スペクトル拡大に重要である。

スペクトル広域化を避けるために、本実施形態では、信号ｘ_１（ｔ）およびｘ_２（ｔ）から余剰±π位相マニピュレーションを除去する。図１４および１５は、±π位相マニピュレーションを除去する前（実線）および後（破線）の信号ｘ_１（ｔ）およびｘ_２（ｔ）に対する波形を示す。図１７および１８はそれぞれ、余剰位相マニピュレーションありおよびなしの信号ｘ_１（ｔ）およびｘ_２（ｔ）に対するスペクトルを示している。図１７および１８から分かるだろうように、提案のシステムに対するスペクトル（青いプロット）はよりコンパクトは形をしている。

第一の定包絡線信号ｘ_１（ｔ）は、第一のプロセッサ２０２ａに入力され得る。以下では、第二のアームの動作の詳細な記載を、第一のアームの動作のアナロジーゆえに、省略されるであろう。

図１６は、±πの余剰位相マニピュレーションが信号ｘ_１（ｔ）およびｘ_２（ｔ）から除去された後のＳＣＳブロック出力における２トーン信号を示す図であり、図６は、本発明の本実施形態の狭帯域非線形定包絡線変調器を有する増幅器を示す機能図である。除去された成分に関する情報は、位相選択器２０４に送られる。この情報は、直交位相変調器１０８ａで除去された成分を補償するための信号を生成するために用いられるであろう。±πの位相を含まない結果としての信号は、ＬＰＦ１０４ａおよびＤＡＣ１０６ａを通過した後、直交変調器１０８ａに入力される。ＬＰＦ１０４ａおよびＤＡＣ１０６ａの機能はそれぞれ、図１に示されているＬＰＦ１０４およびＤＡＣ１０６の機能と同一または類似であり得る。第一の定包絡線信号ｘ_１（ｔ）の第一のプロセッサ２０２ａで除去された成分は、第一の定包絡線信号ｘ_１（ｔ）がＨＰＡ_１に入力される前に補償されねばならない。よって、直交変調器１０８ａにおいて、元々の信号ｘ_１が再構成され得る。

図１３は、ＳＣＳ出力における２トーン信号に対するスペクトルを示す図であり、図１７は、±πの余剰位相マニピュレーションを信号ｘ_１およびｘ_２から除去した後、ＳＣＳブロック出力における２トーン信号に対する位相軌跡を示す図である。

上述のＬＩＮＣ変調器２５０を有する増幅器（または複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＰＡ））２００の構成は、Ｃ−ＨＡＰアーム中の回路に対する帯域幅要求を減らすことを許容する。特に、動作クロック周波数に対するＤＡＣ要求は、緩和され得る。よって、

コストが高いグレードのＬＳＩに代わって、信号ｘ_１およびｘ_２の生成のためのローまたはミドル変換速度（変換クロック）のＤＡＣがＬＩＮＣ Ｃ−ＨＰＡアームに実装され得る。したがって、コストが高いグレードのＬＳＩに代わって、ローコストＤＡＣがＬＩＮＣ Ｃ−ＨＰＡに実装され得る。同時に、結合後のＣ−ＨＰＡ出力における帯域外スペクトルのレベルは低いままに維持される。

さらに、ＬＩＮＣ変調器２５０を有する増幅器２００のそのような構成にしたがうと、ソース信号を増幅するための方法が機能し得る。ソース信号（ｘ（ｔ））を増幅する方法は：ＳＣＳ１０２によりソース信号から複数の定包絡線信号を生成すること；複数の定包絡線信号（ｘ_１（ｔ）、ｘ_２（ｔ））の対応する一つを受けることと；プロセッサ４０２ａ、４０２ｂで複数の定包絡線信号（ｘ_１（ｔ）、ｘ_２（ｔ））の位相軌跡の位相ジャンプを検知することと；連続位相軌跡を有する第一の信号と不連続位相軌跡を有する第二の信号を生成するために、位相ジャンプを除去することと；プロセッサ４０２ａと４０２０ｂで、第一の信号を第二の信号の対応するものと混合し入力信号（ｘ_１（ｔ）、ｘ_２（ｔ））を再構成することと；ＨＰＡ_１１１２ａ、ＨＰＡ_２１１２ｂで、再構成された信号（ｘ_１（ｔ）、ｘ_２（ｔ））を増幅し、増幅された信号（ｙ_１（ｔ）、ｙ_２（ｔ））を生成することと；加算器１１４を用いて、増幅された信号（ｙ_１（ｔ）、ｙ_２（ｔ））の全てを加え合わせることと、を含む。

したがって、変調器２００は混成式高増幅器アーム中で、コスト的に有利で、帯域外スペクトル成分の再成長を妨げる狭帯域回路、例えば低クロック周波数を有するデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）を用いることを許容する。

（第二の実施形態）
図１９を参照して、ＬＩＮＣ変調器４５０を有する増幅器４００の第二の実施形態を説明する。

本実施形態では、もし、±π位相マニピュレーションに加えて、±π／２、±π／４、…、±π／Ｎの余剰位相マニピュレーションを除外すれば、アーム中の信号のスペクトルは、より狭くなり得る。もちろん、この場合、±π／２、±π／４、…、±π／Ｎの局部発振位相マニピュレーションの可能性を提供することが好ましい。そのような±π／Ｎ余剰位相変調除去を有する狭帯域非線形定包絡線変調器は、一般的な場合、図１９に示されている。

図６に示されている増幅器２００と同様、Ｃ−ＨＰＡ（時として簡単のために増幅器として参照する）４００のアームの一つ（以下では、時として第一のアームとして参照する）は、Ｎを整数として、余剰位相モジュレーション、たとえば±π／Ｎの大きさを有する位相を除去する第一のプロセッサ４０２ａ、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４ａ、第一のデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１０６ａ、直交変調器１０８ａ、位相選択器４０４、第一の位相マニピュレータ４０６ａ、局部発振器２０８、第一の高電力増幅器（ＨＰＡ_１）、および加算器１１４を含む。

ＬＩＮＣ変調器４５０は、第一および第二のプロセッサ４０２ａおよび４０２ｂ、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂ、ＤＡＣ１０６ａおよび１０６ｂ、直交変調器１０８ａおよび１０８ｂ、位相選択器４０４、第一および第二の位相マニピュレータ４０６ａおよび４０６ｂ、および局部発振器２０８を含む。

第一および第二のプロセッサ４０２ａおよび４０２ｂは、第一および第二の定包絡線信号ｘ_１（ｔ）およびｘ_２（ｔ）を受け、第一および第二の定包絡線信号ｘ_１（ｔ）およびｘ_２（ｔ）から、Ｎを整数としてπ／Ｎの余剰位相変調を除去し出力信号を生成する。また、第一および第二のプロセッサ４０２ａおよび４０２ｂは、たとえば±π／Ｎ、±π／２Ｎ、±π／３Ｎ、…といった複数の余剰位相変調を除去することが可能である

位相選択器４０４ならびに第一の位相マニピュレータ４０６ａおよび第二の位相マニピュレータ４０６ｂの構成および機能は、余剰位相変調の値を変えることによって、図６に示されている位相選択器２０４ならびに第一の位相マニピュレータ２０６ａおよび第二の位相マニピュレータ２０６ｂの構成および機能から容易に得ることができる。

非線形ＬＩＮＣ変調器（または複合高電力増幅器（Ｃ−ＨＡＰ））４００の構成は、狭帯域非線形ＬＩＮＣ変調器２００の構成と同一の効果および利点を有する。

（第三の実施形態）
図２０〜図２５を参照して、そのような位相平滑化方法を実装するように構成された本発明の第三の実施形態を説明する。

前述の実施形態にしたがう、それぞれ、ＬＩＮＣ変調器２５０および４５０を有する増幅器２００および４００は、不連続位相ジャンプ、すなわち余剰位相マニピュレーションのみを除去する。大きなＮに対して、そのような余剰位相マニピュレーションは、Ｃ−ＨＰＡアーム中の信号ｘ_１およびｘ_２に対する位相を平滑化することと等価である。

よって、Ｃ−ＨＰＡアーム中の信号ｘ_１およびｘ_２のスペクトルを、その位相軌跡を平滑化することで狭くする可能性が存在する。

本実施形態の詳細な記載の前に、本実施形態の変調器の基本動作を以下で説明する。

図２０は、本発明の第三の実施形態にしたがう増幅器７００のＬＩＮＣ変調器７５０のアーム５００を示す機能図である。

図２０に示されているように、増幅器７００のアーム５００は、過剰位相変調を除去するためにプロセッサ５０２を含む。つまり、変調器７５０の経路を通過する信号は、入力信号（ｘ_１（ｔ）、ｘ_２（ｔ））の帯域幅より狭い帯域幅を有する。つまり、本実施形態では、入力信号（ｘ_１（ｔ）、ｘ_２（ｔ））の位相からガウシアンフィルタを通過した信号の位相を引くことによって、入力信号（ｘ_１（ｔ）、ｘ_２（ｔ））の同相軌跡から除去された位相ジャンプが生成される。

図２１は、過剰位相変調を除去するためのプロセッサ５０２を示す機能図である。プロセッサ５０２は、位相検知器６０２、ガウシアンフィルタ６０４、変換器６０６、および引算器６０８を含む。

位相検出器６０２は入力信号Ｓの位相を検知する。
ガウシアンフィルタ６０４は、プロセッサ２０２ａ、２０２ｂ、４０２ａ、４０２ｂを、Ｎを十分に大きな整数、ｍを整数として、離散位相ジャンプ±π／Ｎまたは±π／（ｍＮ）を除去する代替のものへの一般化と考えられよう。このＧフィルタは、ＧＳＭ変調で用いられるフィルタと類似している。一般的に言えば、それは入力信号位相を十分に平滑化することができる任意のフィルタである。

変換機６０６は、周波数領域に属するガウシアンフィルタ６０４からの出力信号を、時間領域波形Ｓ’を有する信号に変換する。一般に、時間領域波形Ｓ’は、コサインおよび／またはサイン波の和として表現され得る。

図２１に示されているように、入力信号Ｓは、位相検出器６０２に入る。入力信号Ｓの位相についての情報は、引算器６０８で離散位相ΔＳを有する信号を生成するために利用される。離散位相ΔＳは、元々のＳ信号位相とガウシアンフィルタで平滑化された位相Ｓ’の間の位相差ΔＳ＝Ｓの位相−Ｓ’の位相として定義される。

変換機６０６からの信号出力は、過剰な位相不連続は、ガウシアンフィルタ（以下では時としてＧフィルタとして参照される）６０４により除去されているので、非常にコンパクトな、すなわち狭帯域スペクトルを有する。図２２は、プロセッサ５０２の入力端子における信号スペクトル、すなわち信号Ｓ（ＮＯ ＨＰＡ ＮＯ ＬＰＦ）に対するスペクトルと出力Ｓ’の信号スペクトル（点線）を示している。図２２から分かるように、ガウシアンフィルタ６０４の出力端子における信号スペクトルは、非常にコンパクトな形状を有している。ガウシアンフィルタリングされた信号Ｓ’のスペクトルは狭帯域であり、したがってＤＡＣ５０６の出力端子においてＬＰＦ５０４は、信号Ｓの大きな周波数歪みを引き起こさないであろう。これは、ガウシアンフィルタ６０４の出力信号ＳはＬＰＦ通過帯域と合致しているからである。したがって、直交変調器５０８の入力端子での信号包絡は、実質的に定数である。図２２に、元々の信号（ＮＯ ＬＰＦ ＬＩＮＣ ＳＧ１）およびガウシアンフィルタ６０４の出力端子における信号のスペクトルを示す。

図２３は、図２１および２２を参照して議論した機構を用いるＬＩＮＣ変調器７５０を有するＣ−ＨＰＡ７００を示す機能図である。

狭帯域非線形定包絡線変調器７００は、アームの各々は図２０に示されている構成を有する、２つのアームにより構成されるアーキテクチャを有する。

Ｃ−ＨＰＡ７００のアームの一つ（以下では、時として第一のアームとして参照される）は、信号成分分離器（ＳＣＳ）１０２、第一のプロセッサ７０２ａ、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４ａ、直交変調器１０８ａ、第一の位相変調器７０４ａ、局部発振器２０８、第一の高電力増幅器１１２ａ（ＨＰＡ_１）、および加算器１１４を含む。同様に、Ｃ−ＨＰＡ７００のアームの別の一つ（以下では、時として第二のアームとして参照される）は、ＳＣＳ１０２、第二のプロセッサ７０２ｂ、ＬＰＦ１０４ｂ、直交変調器１０８ａ、第二の位相変調器７０４ｂ、局部発振器２０８、第二の高電力増幅器１１２ｂ（ＨＰＡ_２）、および加算器１１４を含む。

ＬＩＮＣ変調器７５０は、分離器１０２、第一および第二のプロセッサ７０２ａおよび７０２ｂ、ＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂ、ＤＡＣ１０６ａおよび１０６ｂ、直交変調器１０８ａおよび１０８ｂ、第一および第二の位相変調器７０４ａおよび７０４ｂ、および局部発振器２０８を含む。

第一および第二のプロセッサ７０２ａおよび７０２ｂは、ＳＣＳ１０２から第一および第二の定包絡線信号ｘ_１（ｔ）およびｘ_２（ｔ）を受け、平滑化された狭帯域信号をＬＰＦ１０４ａおよび１０４ｂに、離散位相ΔＳ_１’およびΔＳ_２’を有する信号を第一および第二の位相変調器７０４ａおよび７０４ｂに出力する。

第一の位相変調器７０４ａおよび第二の位相変調器７０４ｂは、直交変調器１０８ａにおいて第一の定包絡線信号ｘ_１（ｔ）を、および直交変調器１０８ｂにおいて第二の定包絡線信号ｘ_２（ｔ）を再構成するための信号を生成する。特に、第一の位相変調器７０４ａは、離散位相ΔＳ_１’を有する信号を出力し、第一のプロセッサ２０２ａで除去された成分を補償する。同様に、第二の位相変調器７０４ｂは、離散位相ΔＳ_２’を有する信号を出力し、第一のプロセッサ２０２ｂで除去された成分を補償する。

第一のプロセッサ７０２ａにおいて第一の定包絡線信号ｘ_１（ｔ）の除去された成分は、第一の定包絡線信号ｘ_１（ｔ）がＨＰＡ_１１１２ａに入力される前に補償されなくてはならない。よって、直交変調器１０８ａで、元々の信号ｘ_１は再構成され得る。同様に、直交変調器１０８ｂで、元々の信号ｘ_２は再構成され得る。

図２３から分かるであろうように、元々のＳ信号位相とガウシアンフィルタで平滑化された位相Ｓ’の間の位相差ΔＳ＝Ｓの位相−Ｓ’の位相は、直交変調器５０８で、または同じことであるが、個々のＨＰＡ１１２ａおよび１１２ｂの入力端子で、元々の信号ｘ_１（ｔ）およびｘ_２（ｔ）を復元するために、追加の局部発振（ＬＯ）変調位相として用いられる。そのようなアーキテクチャゆえに、ＬＰＦ１０４ａ、１０４ｂの帯域外スペクトルレベルへの影響は、大きく減少し得る。

図２４は、従来のＬＩＮＣ変調器および通過帯４０ＭＨｚを有するＬＰＦ１０４ａ、１０４ｂを有する変調器７００からの出力信号のスペクトルを示す図であり、図２５は、従来のＬＩＮＣ変調器および通過帯６０ＭＨｚを有するＬＰＦ１０４ａ、１０４ｂを有する変調器７００からの出力信号のスペクトルを示す図である。

図２３に示されているブロック図を有する変調器が、シミュレーションで用いられている。通過帯４０ＭＨｚおよび６０ＭＨｚを有する２つのＬＰＦは、アームスペクトル制限での信号に対して用いられている。図１に示されているＬＩＮＣ変調器に対するスペクトルは、図２４および２５中で、“ＬＩＮＣ”として記されている。

図２４および２５から分かるであろうように、提案のアプローチは、Ｃ−ＨＰＡ出力において、より良好な信号再構成を与える。よって、提案の変調器実装による帯域外放出のレベルは、最も制限された近スペクトル領域で２０〜２５ｄＢも低減され得る。

（付記）
上述の実施形態に関連して幾つかの追加の付記を追加する。
（付記１）
ソース信号から複数の定包絡線信号を生成する分離器と、
入力信号を受け、前記入力信号の位相軌跡中の位相ジャンプを検知および除去し、連続位相軌跡を有する第一の信号および不連続位相軌跡を有する第二の信号を生成するプロセッサと、
前記第一および第二の信号を混合し、前記入力信号を再構成する直交変調器と、
を含む非線形コンポーネントを有する線形増幅（ＬＩＮＣ）変調器。
（付記２）
前記プロセッサは、ｍおよびＮを整数として、π／（ｍＮ）の前記位相ジャンプを除去する、付記１の変調器。
（付記３）
前記入力信号の同相軌跡から除去された前記位相ジャンプは、ガウシアンフィルタを通過した信号の位相を前記入力信号の位相から引くことにより生成される、付記１のＬＩＮＣ変調器。
（付記４）
さらに、
前記入力信号の帯域幅より狭い帯域幅を有し、前記分離器から出力される前であり且つ前記乗算器に入力する前に、前記第一の信号により通過されるデジタル−アナログ変換器と
を含む付記２または３のＬＩＮＣ変調器。
（付記５）
ソース信号から複数の定包絡線信号を生成する分離器と、
複数のアームであって、前記複数のアームのそれぞれは前記複数の定包絡線信号の対応する一つによって通過され、前記複数のアームの対応する一つを通過する複数の入力信号の一つを出力する複数のアームであり、
前記複数の定包絡線信号の前記対応する一つを受け、前記複数の定包絡線信号の前記対応する一つの位相軌跡中の位相ジャンプを除去し、連続位相軌跡を有する第一の信号の一つおよび不連続位相軌跡を有する第二の信号の一つを生成するプロセッサと、
前記第一の信号の一つと前記第二の信号の一つを混合し、前記複数の定包絡線信号を再構成する直交変調器と、を含む複数のアームと、
複数の電力増幅器であって、各々は前記複数の定包絡線信号の対応する一つを増幅し、増幅された信号を生成する複数の電力増幅器と、
前記増幅された信号の全てを加え合わせる加算器と、
を含む増幅器。
（付記６）
前記プロセッサは、ｍおよびＮを整数として、π／（ｍＮ）の前記位相ジャンプを除去する、付記５の増幅器。
（付記７）
前記入力信号の同相軌跡から除去された前記位相ジャンプは、ガウシアンフィルタを通過した信号の位相を前記入力信号の位相から引くことにより生成される、付記５の増幅器。
（付記８）
さらに、
前記入力信号の帯域幅より狭い帯域幅を有し、前記分離器から出力される前であり且つ前記乗算器に入力する前に、前記第一の信号により通過されるデジタル−アナログ変換器と
を含む付記６または７の増幅器。
（付記９）
ソース信号から複数の定包絡線信号を生成することと、
前記複数の定包絡線信号の対応する一つを受けることと、
前記複数の定包絡線信号の位相軌跡中の位相ジャンプを検出することと、
前記位相ジャンプを除去し、連続位相軌跡を有する第一の信号の一つおよび不連続位相軌跡を有する第二の信号の一つを生成することと、
前記第一の信号の一つと前記第二の信号の一つを混合し、前記複数の定包絡線信号を再構成することと、
前記複数の定包絡線信号の対応する一つを増幅し、増幅された信号を生成することと、
前記増幅された信号の全てを加え合わせることと、
を含む入力信号を増幅する方法。
（付記１０）
前記プロセッサは、ｍおよびＮを整数として、π／（ｍＮ）の前記位相ジャンプを除去する、付記９の方法。
（付記１１）
前記入力信号の同相軌跡から除去された前記位相ジャンプは、ガウシアンフィルタを通過した信号の位相を前記入力信号の位相から引くことにより生成される、付記１０の方法。
（付記１２）
さらに、
前記第一の信号を前記第二の信号の対応する一つと混合する前に第一の信号を変換し、前記複数の定包絡線信号を再構成すること、を含む付記１０または１１の方法。

Claims (6)

1. ソース信号から複数の定包絡線信号を生成する分離器と、
   入力信号を受け、前記入力信号の位相軌跡中の位相ジャンプを検知および除去し、連続位相軌跡を有する第一の信号および不連続位相軌跡を有する第二の信号を生成するプロセッサと、
   前記第一および第二の信号を混合し、前記入力信号を再構成する直交変調器と、
   を含む変調器。
2. 前記プロセッサは、ｍおよびＮを整数として、π／（ｍＮ）の前記位相ジャンプを除去する、請求項１の変調器。
3. 前記入力信号の同相軌跡から除去された前記位相ジャンプは、ガウシアンフィルタを通過した信号の位相を前記入力信号の位相から引くことにより生成される、請求項１の変調器。
4. さらに、
   前記入力信号の帯域幅より狭い帯域幅を有し、前記分離器から出力される後であり且つ前記乗算器に入力する前に、前記第一の信号により通過されるデジタル−アナログ変換器と
   を含む請求項２または３の変調器。
5. ソース信号から複数の定包絡線信号を生成する分離器と、
   複数のアームであって、前記複数のアームのそれぞれは前記複数の定包絡線信号の対応する一つによって通過され、前記複数のアームの対応する一つを通過する複数の入力信号の一つを出力する複数のアームであり、
   前記複数の定包絡線信号の前記対応する一つを受け、前記複数の定包絡線信号の前記対応する一つの位相軌跡中の位相ジャンプを除去し、連続位相軌跡を有する第一の信号の一つおよび不連続位相軌跡を有する第二の信号の一つを生成するプロセッサと、
   前記第一の信号の一つと前記第二の信号の一つを混合し、前記複数の定包絡線信号を再構成する直交変調器と、を含む複数のアームと、
   複数の電力増幅器であって、各々は前記複数の定包絡線信号の対応する一つを増幅し、増幅された信号を生成する複数の電力増幅器と、
   前記増幅された信号の全てを加え合わせる加算器と、
   を含む増幅器。
6. ソース信号から複数の定包絡線信号を生成することと、
   前記複数の定包絡線信号の対応する一つを受けることと、
   前記複数の定包絡線信号の位相軌跡中の位相ジャンプを検出することと、
   前記位相ジャンプを除去し、連続位相軌跡を有する第一の信号の一つおよび不連続位相軌跡を有する第二の信号の一つを生成することと、
   前記第一の信号の一つと前記第二の信号の一つを混合し、前記複数の定包絡線信号を再構成することと、
   前記複数の定包絡線信号の対応する一つを増幅し、増幅された信号を生成することと、
   前記増幅された信号の全てを加え合わせることと、
   を含む入力信号を増幅する方法。