JP2006174464A - ポーラー変調器および信号変調方法 - Google Patents

Abstract

【課題】低い電源電圧に適するとともに所要面積の少ないポーラー変調器を提供する。
【解決手段】ポーラー変調器では、位相同期回路（２）によって位相変調信号から変調されたキャリア信号が生成される。このキャリア信号は、リミッタ増幅器（３０）を介して方形波信号に変換され、増幅器（４）へ入力される。同時に、第２入力部（１１）の振幅変調信号が、制御可能な電流源（３）の制御入力部（３１）に入力される。制御可能な電流源は、制御入力部（３１）の振幅変調信号に応じた電流を出力部（３２）に出力するように形成されている。制御可能な電流源（３）の出力部（３２）は、増幅器（４）の電流入力部（４３）と接続されている。その結果、増幅器（４）の電源電流は、伝送される振幅情報に応じて変調される。電流ドメインの範囲の振幅情報の処理によって、本発明のポーラー変調器をＣＭＯＳ技術で集積回路として実現できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ポーラー変調器および信号変調方法に関するものである。

現在の通信システムでは、伝送される情報を、信号の位相および振幅の両方に符号化する。その結果、単なる振幅変調または位相変調よりも著しく高いデータ伝送率を達成できる。この種の変調方法の例としては、ＰＳＫ変調（Phase-Shift-Keying）があげられる。ＰＳＫ変調には、例えばπ／４−ＤＱＰＳＫ変調、８−ＤＰＳＫ変調または８−ＰＳＫ変調が含まれる。直交振幅変調（ＱＡＭ）でも、伝送される情報は、振幅および位相の両方に符号化される。アナログ振幅変調またはアナログ周波数変調とは対照的に、上記変調はデジタル変調と呼ばれる。

図７に、ＱＰＳＫ変調用のいわゆる信号スペースダイアグラムを示す。この図では、横座標に、実成分Ｉと呼ばれる第１成分が示されている。また、縦座標に、第２の成分である直交成分Ｑが示されている。伝送される情報は、その内容に応じて、表示された点の１つにおいて値の対ｉ・ｑによって符号化されている。このような値の対ｉ・ｑはシンボルと呼ばれる。図示例のＱＰＳＫ変調方法では、このような符号は、合計２ビットのデータ内容（すなわち、ビット００・０１・１０または１１）を符号化したものである。ｉ値およびｑ値の振幅および位相は、伝送される情報に応じて、時間とともに変化する。その結果、信号全体の振幅も変化する。したがって、ＱＰＳＫ変調は、不定の包絡線を用いる変調方法（不定包絡線変調）である。ＱＰＳＫ型の変調は、例えばモバイル無線標準ＷＣＤＭＡ／ＵＭＴＳに使用される。

値の対ｉ・ｑによる符号の表示に加えて、同じ符号をその位相φおよびその振幅ｒによって示すことができる。図７の例では、データ内容００を示す符号が、このように記載されている。ＩＱ表記法またはｒφ表記法による双方の表示は、同じことを意味している。

変調された信号を伝送するために、Ｉ／Ｑ変調器に加えてポーラー変調器も使用される。Ｉ／Ｑ変調器は、信号を変調するために、ｉ・ｑ値の対を処理するが、ポーラー変調器は、位相φおよび振幅ｒを変調する。公知のＩ／Ｑ変調器の構成例を図５に示す。この公知のＩ／Ｑ変調器では、成分Ｉ／Ｑが、デジタル信号として、デジタル／アナログ変換器９９へそれぞれ入力される。このデジタル／アナログ変換器９９は、これらの成分を、アナログ成分に変換し、ローパスフィルタ９９１を介して２つの混合器９９２の入力部へ入力する。相互に９０度位相シフトされている信号は、局部発振信号として、２つの混合器に入力される。２つの信号は、２つの混合器によって周波数が変換された後、合算され、電力増幅器ＰＡで増幅される。

図６に公知のポーラー変調器の一例を示す。伝送される情報は、ａ_ｋの上流ではデジタルデータであり、符号化回路３９３で振幅情報ｒと位相情報φとに加工される。これらはパルス形成回路３０１へ入力され、パルス形成回路３０１で加工される。次に、加工されたデータは、回路３０２で位相値φ（ｋ）および振幅値ｒ（ｋ）に変換される。位相情報φ（ｋ）は、位相同期回路ＰＬＬへ入力される。位相情報は、位相同期回路ＰＬＬの出力信号を、位相に符号化された情報に応じて変調するために使用される。したがって、位相制御回路ＰＬＬの出力部から、時間的に変化する位相変調された出力信号φ（ｔ）が出力される。同時に、振幅情報ｒ（ｋ）が、デジタル／アナログ変換器ＤＡＣへ入力される。デジタル／アナログ変換器ＤＡＣは、デジタル振幅情報ｒ（ｋ）を、時間領域のアナログ信号ｒ（ｔ）に変換する。アナログ振幅変調信号ｒ（ｔ）は、ローパスフィルタを介して混合器へ入力される。位相変調された信号は、この混合器において、振幅変調信号と組み合わせられる。
ＤＥ１９５３５０７５ ＤＥ１００４５７６１

図６における処理で問題となるのは、最後の混合段に対する条件である。最後の混合段は、多数のモバイル無線標準で必要とされる大きな振幅範囲を保持するために、充分に高い線形性を有する伝達関数を有しているほうがよい。混合器の伝達関数が非線形性を有する場合には、振幅変調信号ｒ（ｔ）に応じた振幅歪みまたは位相歪みの生じる可能性がある。このような歪みは、ＡＭ／ＡＭ歪みまたはＡＭ／ＰＭ歪みと呼ばれる。歪みはデータエラーを引き起こすので、出力信号の周波数スペクトルが変化する。さらに、混合器は、線形性に対する要求を満たすために、大きな電流を必要とする。

図６に示す例では、混合器の所要面積が大きくなる。そのうえ、１．５Ｖ〜２．５Ｖの範囲の低い電源電圧を用いる新しいタイプのＣＭＯＳ技術では、このようなポーラー変調器を実施することができない。

本発明の目的は、半導体基板に集積回路として好適に実現することができるような、低い電源電圧に適するとともに所要面積の少ないポーラー変調器を提供することである。さらに、本発明の他の目的は、流れる電流が小さくて済む信号変調方法を提供することである。

この目的は、独立特許請求項１および１７に記載されていることによって達成される。

構造については、この目的は、位相変調信号を供給するための第１信号入力部および振幅変調信号を供給するための第２信号入力部を備えるポーラー変調器によって達成される。基準信号を供給するための基準入力部を有する位相同期回路は、制御入力部を介して第１信号入力部と接続されている。上記位相同期回路は、基準信号と位相変調信号とから、位相同期回路の制御入力部に供給される周波数情報に従った周波数を有する高周波信号を出力するように構成されている。ポーラー変調器にはさらに、制御可能な電流源が備えられている。この電流源は、制御入力部を介して第２信号入力部と接続されている。この電流源は、制御入力部の振幅変調信号に応じた電流を出力部から出力するように構成されている。増幅器は、増幅される信号を供給するための信号入力部を介して、位相同期回路の出力部と接続されている。この増幅器の信号出力部は、ポーラー変調器の出力部を形成している。さらに、増幅器は、増幅器を作動させるための電源電流を供給するための電源接続端子（第２電源接続端子）を備えている。この電源接続端子は、制御可能な電流源の出力部と接続されている。

この構造によれば、本発明のポーラー変調器を、半導体基板に、特にＣＭＯＳ技術で実現できる。このポーラー変調器では、位相同期回路の下流に接続されている増幅器の電源電流を変調することによって、位相変調が行われることが好ましい。その結果、特に高いダイナミックレンジが達成される。なぜなら、電源電流を変調する場合は、代わりに電圧信号を変調する場合よりも、信号対雑音比を著しく大きくできるからである。したがって、特に、本発明の変調器を集積回路基板としての半導体基板にＣＭＯＳ技術で実現することができる。

本願の一つの発明では、位相同期回路の出力部と増幅器（４）の信号入力部との間に、利得を制限する応答特性を有する増幅回路（リミッタ増幅器（３０））を備えている。上記増幅器（４）は、本願の一つの発明によれば、例えば、第１トランジスタおよび第２トランジスタを備えた差動増幅器として実現することができる。双方のトランジスタの制御端子は、増幅器の信号入力部を構成する。第１および第２トランジスタのそれぞれの第１端子は、電源電流供給用の端子を構成するノードを介して互いに接続されている。この増幅器はスイッチング動作モードで動作する。この動作は、例えば上流側に接続された、利得を制限する増幅特性を有する増幅回路（リミッタ増幅器（３０））からの出力信号を制御信号とすることによって行われる。

本願の他の発明では、増幅器（４）は、プッシュプル出力信号をシングルエンド出力信号に変換するように構成された変圧器型の変成器を備えている。この変圧器型の変成器には、インピーダンス変換を行う整合回路網が接続されていることが好ましい。

本願のさらに他の発明として、位相同期回路に関するものがある。この位相同期回路は、例えば、フィードバック回路に分周器を備えている。この分周器は、入力側から供給される信号の周波数を、可変分周比によって分周するように構成されている。この発明の一発展形態では、分周器の制御入力部の上流に、シグマ−デルタ変調器が接続されている。このシグマ−デルタ変調器は、入力側で第１信号入力部と接続されている。上流に接続されているこのシグマ−デルタ変調器によって、様々な分周比、および、特に分数の分周比を調整することができる。その結果、位相同期回路の出力信号の位相を、非常に効率的に変調することができる。

本願のさらに他の発明では、位相同期回路が２点変調器によって構成されている。この２点変調器の特徴は、目標値が、位相同期回路の電圧制御発振器の付加的な制御入力部と分周器との双方に結合している、という点である。したがって、２点変調器では、分周比が新しく調整されるとともに、上記位相同期回路の電圧制御発振器が直接的に変調の制御を受ける。

本願のさらに他の発明に、カレントミラーを有する制御可能な電流源に関するものがある。制御可能な電流源のカレントミラートランジスタの出力部は、電流源の出力部を構成している。第１カレントミラートランジスタに、振幅変調信号から導出された制御電流を供給することができる。本発明の実施形態の１つとして、制御可能な電流源がデジタル／アナログ変換器を備え、このデジタル／アナログ変換器の入力部が上記制御電流の入力部と接続されているような構成が挙げられる。また、上記デジタル／アナログ変換器は、入力から供給された離散値の信号を、電流信号に変換して出力する。また、他に考えられる実施形態として、制御可能な電流源において、デジタル／アナログ変換器の後段にローパスフィルタが接続されているような構成が挙げられる。このローパスフィルタは、デジタル／アナログ変換過程で生成される比較的高い周波数の成分を抑制する。

本願のさらに他の発明では、制御可能な電流源は複数のサブ電流源を備えており、複数のサブ電流源のそれぞれの出力は、制御入力部の信号によって制御可能な各スイッチング装置によって、電流源の出力部に切り替え接続可能である。複数のサブ電流源は、カレントミラーによって実施されていることが好ましい。

また、本願に係る信号変調方法は、信号変調のための位相変調信号（φ）および振幅変調信号（ｒ）を生成する工程と、フィードバック経路（２８）において分周比の制御が可能な位相同期回路（２）に上記位相変調信号（φ）を供給し、上記位相変調信号（φ）に応じて上記分周比を制御する工程と、制御された上記分周比に応じて位相変調された信号を生成する工程と、上記振幅変調信号（ｒ）から電流信号を生成する工程と、上記位相同期回路（２）の出力部に結合した増幅器（４）に、上記電流信号から導出された電源電流を供給しながら、上記位相変調された信号を供給する工程とを含む。

本発明では、増幅器の電源電流を変調することによって、信号の位相および振幅が変調される。電源電流を変調することにより電源電圧を低減することができるため、この方法を半導体基板の集積回路において好適に使用することができる。また同時に、電源電流の充分に良好な信号対雑音比が保証される。同じく、電源電流の振幅変調により、付加的な機能（例えば「パワーランピング（Ｐｏｗｅｒ ｒａｍｐｉｎｇ）」または最大出力電力の調整）を、特に簡単かつ低コストで達成できる。一定の振幅変調信号を入力することにより、単なる周波数変調も行える。

本発明によれば、半導体基板に集積回路として好適に実現することができるような、低い電源電圧に適するとともに所要面積の少ないポーラー変調器を提供することができるという効果を奏する。さらに、本発明によれば、流れる電流が小さくて済む信号変調方法を提供することができるという効果を奏する。

図の実施例を参照しながら本発明を以下に詳しく説明する。

図１は、本発明のポーラー変調器の第１実施形態を示す図である。
図２は、増幅器の一実施例を含む本発明のポーラー変調器の一部を示す図である。
図３は、変調された電流信号を生成するデジタル／アナログ変換器を示す図である。
図４は、制御可能な電流源において使用できるカレントミラーを示す図である。
図５は、公知のＩ／Ｑ変調器を示す図である。
図６は、公知のポーラー変調器を示す図である。
図７は、伝送される情報を示す信号スペースダイアグラムである。

図１に、半導体基板にＣＭＯＳ技術によって実現された本発明のポーラー変調器の一実施形態を示す。半導体材料としては、シリコン、ガリウムヒ素、またはシリコンゲルマニウム（ＳｉＧｅ）があげられる。本発明のポーラー変調器は、本実施形態では、ＣＭＯＳ技術によって集積回路として実施されている。小型化が進むと、スイッチング素子用の電源電圧を低減する必要がある。同じく、制御電圧も低減される。しかしながら、この場合に、信号の信号対雑音比が悪化する。この低減のせいで、ポーラー変調器中に混合器が含まれる場合には、それらのいかなる混合器に対しても、線形性に対する要求を満たすことができなくなる。

そこで、本発明のポーラー変調器は、周波数混合器を使用せず、電源電流が変調される増幅器を使用して振幅変調を達成する。したがって、本発明による最終段は、振幅成分を位相変調されたキャリア信号に変換する「電力混合器」とも呼ぶことのできるものである。

ポーラー変調器は、第１信号入力部１２を備えている。第１信号入力部１２は、位相情報信号φ（ｋＴ）を供給するために設けられている。位相情報信号は、デジタル信号として、ポーラー変調器へ供給される。さらに、ポーラー変調器は、第２信号入力部１１を備えている。第２信号入力部１１に、デジタル信号ｒ（ｋＴ）の形で振幅情報が供給される。

ポーラー変調器は、位相同期回路２を備えている。位相同期回路２は、基準入力部２３とフィードバック入力部２３１とを備える位相検出器１０を備えている。基準入力部２３は、基準周波数を有する信号を生成するための基準信号生成器２３ａと接続されている。基準信号生成器２３ａは、例えば、特に安定した共振周波数を有する水晶発振器とすることができる。位相検出器１０は、基準入力部２３およびフィードバック入力部２３１に入力される信号同士の位相を比較し、その比較に基づいて制御信号を生成し、チャージポンプ９へ出力する。チャージポンプ９は、ループフィルタ８を介して、電圧制御発振器６の制御入力部６１と接続されている。制御信号は、電圧制御発振器６の出力信号の周波数を調整する機能を果たすように、周波数情報を有している。電圧制御発振器６は、周波数の調整された信号を出力部から出力する。

電圧制御発振器の出力部は、ノード２４を介して、フィードバック経路２８と接続されている。フィードバック経路２８に、分周器７が備えられている。分周器７は、入力される信号の周波数を、可変分周比によって分周し、分周された信号を、位相検出器１０のフィードバック入力部２３１に供給する。分周器７の制御入力部２１において、分周比が調整される。したがって、分周比の変化に応じて、位相同期回路２の出力信号の周波数が変更される。こうして、位相同期回路２の出力信号の位相または周波数を変調できる。

分周器７の制御入力部２１は、シグマ−デルタ変調器２２と接続されている。シグマ−デルタ変調器２２の入力側は、位相変調信号φ（ｋＴ）を供給するための第１信号入力部１２と接続されている。シグマ−デルタ変調器は、位相変調信号φ（ｋＴ）によって示される位相情報から周波数調整比を生成する。この周波数調整比には、周波数逓倍用の整数値Ｎも、分周用の分数の値ΔＮも含まれる。シグマ−デルタ変調器２２は、周波数調整比を位相同期回路２の出力信号の周波数情報となる制御信号として、制御入力部２１へ、すなわち、位相同期回路２において出力信号の周波数および／または位相を変調するための分周器７へ供給する。

位相同期回路２の出力部は、リミッタ増幅器３０と接続されている。このリミッタ増幅器３０は、位相同期回路２の出力信号からほぼ方形の信号を生成する。この場合、位相情報は、方形波信号のゼロクロス点に保持される。方形波信号は、増幅器４の信号入力部４１に供給される。増幅器４の出力部は、アンテナ５と接続されている。

第２信号入力部１１に供給される振幅変調信号ｒ（ｋＴ）は、電流信号に変換される。この電流信号は、増幅器４へ電源電流として供給される。このため、第２信号入力部１１は、多重化ユニット８７の第１入力部８７１と接続されている。多重化ユニット８７は、第２入力部８７２に供給されるスケーリング係数によって、振幅変調信号をスケーリングする。スケーリング係数は、全体の振幅および全体の電力を調整する機能を果たす。例えばポーラー変調器の出力電力を３ｄＢ増加させる場合には、振幅変調信号のスケーリングによって出力電力を変更することが適切である。

スケーリングされた振幅情報は、制御可能な電流源３の出力電流を調整するために用いられる。制御可能な電流源３は、デジタル／アナログ変換器３３を備えている。デジタル／アナログ変換器３３は、離散値のデジタル振幅変調信号から、アナログ振幅変調信号を生成する。このアナログ信号は、デジタル／アナログ変換器３３の後段に接続されたローパスフィルタ３４としてのアンチエイリアシングフィルタを介して、制御入力部３５へ供給される。アンチエイリアシングフィルタは、アナログ振幅変調信号に含まれる、デジタル／アナログ変換時に生成される比較的高い周波数の成分を抑制する。制御入力部３５は、制御可能な電流源３の出力部３２と結合されている。

制御入力部３５に供給される電流信号は、出力部３２の出力電流すなわち増幅器４の電源電流を制御する。したがって、振幅情報は、増幅器４の電源電流の変調に変換される。電源電流を変調することにより、信号対雑音比が充分に良好に保持されるとともに、増幅器４の電源電圧は、使用される製造技術に適合できる。

図２に、本発明のポーラー変調器の他の素子と共に増幅器４の具体的な実施形態を示す。作用および機能の等しい部材には同じ参照符号がつけられている。位相情報信号φ（ｋＴ）を供給するための第１信号入力部１２は、この実施形態でも位相同期回路２と接続されている。位相同期回路２は、出力側で、リミッタ増幅器３０を介して増幅器４と接続されている。増幅器４は、２つの差動増幅トランジスタＭ_１・Ｍ_２（差動増幅トランジスタＭ_１を第１トランジスタ、差動増幅トランジスタＭ_２を第２トランジスタとする）を有する差動増幅器として構成されている。この場合、２つの差動増幅トランジスタＭ_１・Ｍ_２の制御端子は、リミッタ増幅器３０の出力部と接続されている。ここに示す実施形態は、差動増幅トランジスタＭ_１・Ｍ_２からのプッシュプル出力信号を後述の変成器４６によりシングルエンド出力信号に変換する処理を行う機能を果たす。

電界効果トランジスタで実現された２つの差動増幅トランジスタＭ_１・Ｍ_２の第１端子（ここではソース端子）は、共通のノード４５を介してそれぞれ互いに接続されている。このノード４５は第２電源接続端子４３２に接続されており、第２電源接続端子４３２は、制御可能な電流源３の出力部３２と直接接続されている。差動増幅トランジスタＭ_１・Ｍ_２の各第２端子（ここではドレイン端子）は、変圧器型の変成器４６の一部（１次側）を介して、相互に接続されている。

変成器４６は、電位ＶＤＤを供給するための第１電源接続端子４３１を備えている。さらに、変成器４６は、互いに直列接続された第１キャパシタＣ_１とコイルＬ_１とからなる整合回路網と接続されている。また、この整合回路網と並列に、第２キャパシタＣ_２が備えられている。整合回路網は、変成器４６のインピーダンスを、外部に接続された負荷Ｒ_Ｌにインピーダンス整合させる機能を果たす。本実施形態で概略的に示す負荷Ｒ_Ｌは、アンテナとして形成されていることが好ましい。

作動時に、本発明のポーラー変調器に、第２信号入力部１１および第１信号入力部１２を介して、振幅情報信号ｒ（ｋＴ）と位相変調信号φ（ｋＴ）とが供給される。双方の信号ｒ（ｋＴ）およびφ（ｋＴ）は、符号化回路９９３と、符号化回路９９３から離散値の係数ａ_ｋが入力される回路９０２とにより生成される。位相変調信号φ（ｋＴ）は、位相同期回路２で処理される。位相同期回路２は、位相または周波数の変調された出力信号を生成し、この出力信号を、リミッタ増幅器３０に供給する。リミッタ増幅器３０は、この信号から方形波信号を生成する。回路９０２から位相情報信号が出力される一方、回路９０２から出力された振幅情報信号に、多重化ユニット８７を介してスケーリング係数が供給される。スケーリング係数は、この場合、所望の全体の出力電力から決定される。

続いて、このようにスケーリングされた振幅変調信号は、制御可能な電流源３のデジタル／アナログ変換器により、当該振幅変調信号に応じて振幅変調された電流信号に変換される。このデジタル／アナログ変換器の後段に接続されているローパスフィルタは、デジタル／アナログ変換時に生じる比較的高い周波数の成分を抑制する機能を果たす。信号処理、および、特にデジタル／アナログ変換を、電流信号処理のみで行うと好都合である。これにより、低い電源電圧で、非常に良好な信号対雑音比を適切に達成できる。ローパスフィルタとして、比較的高次のアンチエイリアシングフィルタを使用することができる。同じく、電流信号を、フィルタ装置の内部の電流／電圧変換器に供給し、電圧ドメインでフィルタリング処理を行うこともできる。この場合には、続いて、フィルタリングされた電圧信号を、再び電流信号に変換する。

図３に、デジタル／アナログ変換器の一実施例を示す。デジタル／アナログ変換器は、電流ドメインで動作し、アナログ電流信号Ｉ_ＯＵＴを出力する。図３に示すデジタル／アナログ変換器は、制御可能な電流源の一部である。このデジタル／アナログ変換器は、並列に配置された複数のサブ電流源３６・３６ａ・３６ｂ・３６ｃ〜３６ｅを備え、これらはそれぞれ一定の電流Ｉ０・Ｉ１・Ｉ２，...，ＩＮ−２，ＩＮ−１を生成する。サブ電流源３６，３６ａ〜３６ｅは、出力側で、スイッチング装置３７，３７ａ〜３７ｅと接続されている。これらのスイッチング装置は、振幅変調信号に応じて、それぞれのサブ電流源を、デジタル／アナログ変換器の出力部と接続する。

本実施例では、デジタル振幅変調信号はオーバーサンプリングされている。デジタル信号をオーバーサンプリングすることにより、非常に高精度の解像度、すなわち、より好適な量子化が可能となる。例えば、ベースバンド信号の周波数が２７０．８３ｋＨｚである場合には、オーバーサンプリング周波数は２６ＭＨｚである。したがって、位相変調信号ｒ（ｋＴ）は、９６倍オーバーサンプリングされる。したがって、このデジタル／アナログ変換器は、並列に配置された９６個のサブ電流源３６を備えている。

サブ電流源によって生成される電流は、サブ電流源毎に異なっていてもよい。あるいは、各サブ電流源は、同じ電流を出力するようになっていてもよい。このような実施例によれば、システムエラーまたは部品のばらつきに起因するエラーをより好適に補償することができるという利点がある。

また、複数のサブ電流源（３６，３６ａ，３６ｂ，３６ｃ，３６ｄ，３６ｅ）の少なくとも１つは、少なくとも２つの異なる大きさのサブ電流を生成するように形成されていてもよい。

また、複数のサブ電流源の第１サブ電流源（例えばサブ電流源３６）は、第１サブ電流源に隣接する第２サブ電流源（例えば３６ａ）のサブ電流（例えばサブ電流源３６ａのＩ１）とはビットの重みの比となる因数２だけ大きさの異なるサブ電流（例えばサブ電流源３６のＩ０）を生成するように形成されていてもよい。

サブ電流源の実施例としては簡単なカレントミラーがあげられる。回路ブロック３８の一実施例でもあるこのようなカレントミラーを、例えば図４に示す。図４に記載のカレントミラーは、バイポーラトランジスタおよびカスケードトランジスタによって形成されている。このカレントミラーは、第１カレントミラートランジスタ３３２を備え、第１カレントミラートランジスタ３３２の制御端子は、コレクタ端子、すなわち、制御入力部３５と接続されている。第１カレントミラートランジスタ３３２のエミッタ端子は、ＧＮＤと接続されている。さらに、第２カレントミラートランジスタ３３３が備えられており、第２カレントミラートランジスタ３３３の制御端子は、第１カレントミラートランジスタ３３２の制御端子と接続されており、第２カレントミラートランジスタ３３３のコレクタ端子は、カスケードトランジスタ３３５のエミッタ端子と接続されている。カスケードトランジスタ３３５のコレクタ端子は、回路ブロック３８の出力部３２を形成している。このカレントミラーによって、制御入力部３５に供給される電流信号は、出力部３２へ折り返される。したがって、制御入力部３５に供給される電流信号を変調することにより、出力部３２の出力電流も変調される。

第１および第２カレントミラートランジスタ３３２・３３３において異なる形状パラメータを選択することにより、カレントミラー比率を変更できる。さらに、複数の第２カレントミラートランジスタ３３３を並列に配置してもよく、その場合は、所望の出力電力に応じて出力電流が増加する。同じく、カレントミラーを電界効果トランジスタで実施してもよい。

以上のように、本発明により、集積回路として半導体基板に特に簡単に実現されるポーラー変調器が提供される。信号を変調するための混合器についてはこれ以上説明しない。振幅変調は、位相変調器の後段に接続されている増幅器の電源電流を変調することによって行われる。その結果、電源電圧が小さくても、良好な信号対雑音比が達成される。

本発明のポーラー変調器の第１実施形態を示す図である。 増幅器の一実施例を含む本発明のポーラー変調器の一部を示す図である。 変調された電流信号を生成するデジタル／アナログ変換器を示す図である。 制御可能な電流源において使用できるカレントミラーを示す図である。 公知のＩ／Ｑ変調器を示す図である。 公知のポーラー変調器を示す図である。 伝送される情報を示す信号スペースダイアグラムである。

符号の説明

２ 位相同期回路
３ 制御可能な電流源
４ 増幅器
６ 電圧制御発振器
７ 分周器
８ ループフィルタ
９ チャージポンプ
１０ 位相検出器
１１ 第２信号入力部
１２ 第１信号入力部
５ アンテナ
２１ 制御入力部
２２ シグマ−デルタ変調器
２３ 基準入力部
２３ａ 基準信号生成器
２３１ フィードバック入力部
２４ ノード
６１ 制御入力部
４１ 信号入力部
３０ リミッタ増幅器
４２ 信号出力部
４３ 電流入力部
３２ 出力部
３３ デジタル／アナログ変換器
３４ ローパスフィルタ
３８ 回路ブロック、カレントミラー
３５ 制御入力部
３６，３６ａ，...，３６ｅ サブ電流源
３７，３７ａ，...，３７ｅ スイッチング装置
３１ 制御入力部
８７ 多重化ユニット
８７１ 第１入力部
８７２ 第２入力部
４３１ 第１電源接続端子
４３２ 第２電源接続端子
４６ 変成器
Ｃ_１ 第１キャパシタ
Ｃ_２ 第２キャパシタ
Ｌ_１ コイル
Ｍ_１，Ｍ_２ トランジスタ

Claims (18)

1. 位相変調信号（φ）が供給される第１信号入力部（１２）と、振幅変調信号（ｒ）が供給される第２信号入力部（１１）と、
   基準信号が供給される基準入力部（２３）、および、上記第１信号入力部（１２）に接続された制御入力部（２１）を有する位相同期回路（２）と、
   上記第２信号入力部（１１）に結合した制御入力部（３１）を有し、上記第２信号入力部（１１）から上記制御入力部（３１）に供給された上記振幅変調信号（ｒ）に応じた電流を出力部（３２）に出力するように構成された制御可能な電流源（３）と、
   上記位相同期回路（２）の出力部と結合しており増幅される信号が供給される信号入力部（４１）と、ポーラー変調器の出力部を構成する信号出力部（４２）と、上記制御可能な電流源（３）の上記出力部（３２）に接続され電源電流が供給される電流入力端子（４３）とを有する増幅器（４）とを備え、
   上記位相同期回路（２）は、上記基準信号と、上記位相変調信号（φ）から生成されて上記位相同期回路（２）の上記制御入力部（２１）へ入力される、上記位相同期回路（２）の出力信号の周波数を調整するための周波数情報とに従った高周波信号を出力するように構成されていることを特徴とするポーラー変調器。
2. 上記位相同期回路（２）の出力部と、上記増幅器（４）の上記信号入力部（４１）との間に、リミッタ増幅器（３０）を備えていることを特徴とする請求項１に記載のポーラー変調器。
3. 上記増幅器（４）は、
   電位（ＶＤＤ）が供給されるように形成されている第１電源接続端子（４３１）と、
   上記制御可能な電流源（３）の上記出力部（３２）に接続された第２電源接続端子（４３２）とを備えていることを特徴とする請求項１または２に記載のポーラー変調器。
4. 上記増幅器（４）は、第１トランジスタ（Ｍ_１）と第２トランジスタ（Ｍ_２）とを有する差動増幅器によって構成されており、
   上記第１トランジスタ（Ｍ_１）の制御端子および上記第２トランジスタ（Ｍ_２）の制御端子が、上記増幅器（４）の信号入力部を構成しており、
   上記第１トランジスタの第１端子および上記第２トランジスタの第１端子は、電源電流の入力端子に接続されているノード（４５）を介してそれぞれ互いに接続されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のポーラー変調器。
5. 上記増幅器（４）は、電界効果トランジスタを用いて構成されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のポーラー変調器。
6. 上記増幅器（４）は、プッシュプル出力信号をシングルエンド出力信号に変換するように構成されている変圧器型の変成器（４６）を備えている請求項１〜５のいずれか１項に記載のポーラー変調器。
7. 上記位相同期回路（２）は、フィードバック経路（２８）に分周器（７）を備え、
   上記分周器（７）は、上記分周器の入力に供給される信号の周波数を可変分周比によって分周するように構成されており、上記第１信号入力部（１２）と接続されている、分周比を制御するための制御入力部を有していることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のポーラー変調器。
8. 上記分周器（７）の制御入力部の上流に、シグマ−デルタ変調器（２２）が接続されており、
   上記シグマ−デルタ変調器（２２）は、入力側で上記第１信号入力部と接続されていることを特徴とする請求項７に記載のポーラー変調器。
9. 上記位相同期回路（２）は２点変調器によって構成されていることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載のポーラー変調器。
10. 上記制御可能な電流源（３）は、制御端子側で互いに結合した第１カレントミラートランジスタおよび第２カレントミラートランジスタを有するカレントミラー（３８）を備え、
    上記第２カレントミラートランジスタの出力部が、上記制御可能な電流源（３）の上記出力部（３２）を構成しており、
    上記第１カレントミラートランジスタに、上記振幅変調信号（ｒ）に応じた電流が供給可能であることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載のポーラー変調器。
11. 上記制御可能な電流源（３）は、デジタル／アナログ変換器（３３）を備え、
    上記デジタル／アナログ変換器（３３）の入力部は、上記制御入力部（３１）と接続されており、
    上記デジタル／アナログ変換器（３３）は、入力に供給される離散値の信号を電流信号に変換することを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載のポーラー変調器。
12. 上記制御可能な電流源（３）において、上記デジタル／アナログ変換器（３３）の後段に、ローパスフィルタ（３４）が接続されていることを特徴とする請求項１１に記載のポーラー変調器。
13. 上記制御可能な電流源（３）は、複数のサブ電流源（３６，３６ａ，３６ｂ，３６ｃ，３６ｄ，３６ｅ）を備え、
    上記複数のサブ電流源の各出力部が、上記第２信号入力部（１１）から上記制御入力部（３１）に供給された振幅変調信号（ｒ）によって制御可能なスイッチング装置（３７，３７ａ，３７ｂ，３７ｃ，３７ｄ，３７ｅ）を介して、上記制御可能な電流源（３）の上記出力部（３２）に接続可能であることを特徴とする請求項１〜１２のいずれか１項に記載のポーラー変調器。
14. 上記複数のサブ電流源（３６，３６ａ，３６ｂ，３６ｃ，３６ｄ，３６ｅ）の少なくとも１つは、少なくとも２つの異なる大きさのサブ電流を生成するように形成されていることを特徴とする請求項１３に記載のポーラー変調器。
15. 上記複数のサブ電流源の第１サブ電流源（３６）は、第２サブ電流源（３６ａ）のサブ電流（Ｉ１）とは因数２だけ異なるサブ電流（Ｉ０）を生成するように形成されていることを特徴とする請求項１３または１４に記載のポーラー変調器。
16. 上記電流源（３）の上記制御入力部（３１）の上流側で上記第２信号入力端子の下流側に、多重化ユニット（８７）が接続されており、
    上記多重化ユニット（８７）は、上記多重化ユニット（８７）の上記第２信号入力端子に接続された第１入力部（８７１）に入力される上記振幅変調信号を、上記多重化ユニット（８７）の第２入力部（８７２）に供給されるスケーリング係数によってスケーリングするように形成されていることを特徴とする請求項１〜１５のいずれか１項に記載のポーラー変調器。
17. 信号変調のための位相変調信号（φ）および振幅変調信号（ｒ）を生成する工程と、
    フィードバック経路（２８）において分周比の制御が可能な位相同期回路（２）に上記位相変調信号（φ）を供給し、上記位相変調信号（φ）に応じて上記分周比を制御する工程と、
    制御された上記分周比に応じて位相変調された信号を生成する工程と、
    上記振幅変調信号（ｒ）から電流信号を生成する工程と、
    上記位相同期回路（２）の出力部に結合した増幅器（４）に、上記電流信号から導出された電源電流を供給しながら、上記位相変調された信号を供給する工程とを含むことを特徴とする信号変調方法。
18. 上記電流信号を生成する工程は、
    上記振幅変調信号をスケーリング係数によってスケーリングする工程と、
    上記スケーリングされた上記振幅変調信号からアナログの上記電流信号を生成する工程とを含むことを特徴とする請求項１７に記載の信号変調方法。

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