JP6449258B2 - 高調波除去受動周波数アップコンバータ - Google Patents

高調波除去受動周波数アップコンバータ Download PDF

Info

Publication number
JP6449258B2
JP6449258B2 JP2016517303A JP2016517303A JP6449258B2 JP 6449258 B2 JP6449258 B2 JP 6449258B2 JP 2016517303 A JP2016517303 A JP 2016517303A JP 2016517303 A JP2016517303 A JP 2016517303A JP 6449258 B2 JP6449258 B2 JP 6449258B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
input
output
phase
signals
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2016517303A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2016532336A (ja
JP2016532336A5 (ja
Inventor
ボラ、サミーア・バサントラル
ダンワース、ジェレミー・ダレン
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Qualcomm Inc
Original Assignee
Qualcomm Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Qualcomm Inc filed Critical Qualcomm Inc
Publication of JP2016532336A publication Critical patent/JP2016532336A/ja
Publication of JP2016532336A5 publication Critical patent/JP2016532336A5/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP6449258B2 publication Critical patent/JP6449258B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1441—Balanced arrangements with transistors using field-effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/16—Multiple-frequency-changing
    • H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1466—Passive mixer arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/16—Multiple-frequency-changing
    • H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
    • H03D7/166—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature using two or more quadrature frequency translation stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
    • H03D2200/0086—Reduction or prevention of harmonic frequencies

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Transmitters (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)

Description

関連出願の相互参照
[0001]本特許出願は、その全体が参照により本明細書に明確に組み込まれる、２０１３年９月２７日に出願された米国特許出願第１４／０４０，０６６号の優先権を主張する。
[0002]一般的な送信機は、局部発振器（ＬＯ）信号を使用してベースバンド（ＢＢ）信号または中間周波数（ＩＦ）信号を無線周波数（ＲＦ）信号に周波数変換する少なくとも１つのアップコンバーティングミキサを有する。ミキサは能動ギルバートセルタイプミキサまたは受動電圧モードミキサのいずれかであり得る。増幅し、ＲＦ信号にアップコンバートし、再び増幅するプロセスは、（カウンタＩＭ３（Counter IM3）とも呼ばれる）４ｆｍｏｄ非線形性など、スプリアス信号発射を発生させ、これは望ましくなく、発射要件を満たすためになくされるかまたは少なくともあるしきい値未満に保たれるべきである。能動ミキサを使用する高調波除去アップコンバータは、これらのアップコンバージョン積のうちの一部を緩和することが知られている。発射要件がより厳しく正確になると、受動ミキサ設計を使用する高調波除去アップコンバータを利用することが望ましい。しかしながら、たとえば、電圧スイッチング受動ミキサなど、アップコンバータとして使用される、より新しいタイプの受動ミキサは、不要なミキサアップコンバージョン積を緩和するために、より古い能動ミキサベースの高調波除去アップコンバーティングソリューションを効果的に利用することができない。
[0003]除去スプリアス高調波混合積をもつアップコンバート信号を生成するために、スケーリングされたスイッチ抵抗と多相ＬＯ信号とを用いた複数のダイレクト直交電圧変調器を使用するための装置および方法を提示する。
[0004]いくつかの実施形態では、少なくとも１つの直交受動ミキサを使用してベースバンド信号を高調波除去アップコンバートするための装置が存在する。本装置は、第１のベースバンド入力として直交ベースバンド信号を受信し、第１のＬＯ入力として多相ＬＯ信号の第１のセットを受信するように構成された第１の直交受動ミキサを含み得る。本装置はまた、第２のベースバンド入力として前記直交ベースバンド信号を受信し、第２のＬＯ入力として多相ＬＯ信号の第２のセットを受信するように構成された第２の直交受動ミキサを含み得る。第１の直交受動ミキサと第２の直交受動ミキサは、それぞれ、第１および第２の出力を含み得る。前記第１の直交受動ミキサの第１の出力は、前記第２の直交受動ミキサの前記第１の出力に直接接続され、ともに第１の増幅器入力に結合され得る。前記第１の直交受動ミキサの第２の出力は、前記第２の直交受動ミキサの前記第２の出力に直接接続され、ともに第２の増幅器入力に結合され得る。増幅器は出力をも含み得、ここにおいて、前記増幅器出力が送信機出力に結合され、前記送信機出力が、第１および第２の増幅器入力に少なくとも部分的に基づいて少なくとも１つの除去スプリアス高調波混合積をもつアップコンバート信号を出力するように構成され得る。
[0005]いくつかの実施形態では、多相ＬＯ信号の第１のセットは４位相ＬＯ信号の第１のセットを含み、多相ＬＯ信号の第２のセットは４位相ＬＯ信号の第２のセットを含む。いくつかの実施形態では、４位相ＬＯ信号の第１のセットは２５％デューティサイクルであり、４位相ＬＯ信号の第２のセットは５０％デューティサイクルである。いくつかの実施形態では、４位相ＬＯ信号の第１のセットは、４位相ＬＯ信号の第２のセットに対して４５度だけシフトされる。いくつかの実施形態では、第１の受動ミキサと第２の受動ミキサの両方が少なくとも４つのトランジスタを含み、各トランジスタが直列抵抗を有する。いくつかの実施形態では、第１の受動ミキサと第２の受動ミキサの両方が少なくとも８つのトランジスタを含み、８つのトランジスタは二重平衡様式で接続され、二重平衡ミキサ中のトランジスタの各ペアが直列抵抗を有する。いくつかの実施形態では、直列抵抗は、第１の受動ミキサのために関連ファクタ１によってスケーリングされ、第２の受動ミキサのために関連ファクタｓｑｒｔ（２）によってスケーリングされる。いくつかの実施形態では、受動ミキサの両方に関連するミキサトランジスタオン抵抗は、受動ミキサの両方に関連する抵抗と同じ比によってスケーリングされる。
[0006]いくつかの実施形態では、本装置は、第３の直交受動ミキサをさらに含み得、ここにおいて、第１の受動ミキサ、第２の受動ミキサ、および第３の受動ミキサの各々が２５％デューティサイクルＬＯ信号を受信する。いくつかの実施形態では、４位相ＬＯ信号の第１のセットは４位相ＬＯ信号の第２のセットに対して４５度だけシフトされ、４位相ＬＯ信号の第１のセットは４位相ＬＯ信号の第３のセットに対して−４５度シフトされる。いくつかの実施形態では、第１の受動ミキサ、第２の受動ミキサ、および第３の受動ミキサは少なくとも４つのトランジスタを備え、各トランジスタが直列抵抗を有する。いくつかの実施形態では、第１の受動ミキサと第２の受動ミキサの両方が少なくとも８つのトランジスタを含み、８つのトランジスタは二重平衡様式で接続され、二重平衡ミキサ中のトランジスタの各ペアが直列抵抗を有する。いくつかの実施形態では、直列抵抗は、第１の受動ミキサのために関連ファクタ１によってスケーリングされ、第２の受動ミキサのために関連ファクタｓｑｒｔ（２）によってスケーリングされ、第３の受動ミキサのために関連ファクタｓｑｒｔ（２）によってスケーリングされる。いくつかの実施形態では、ミキサトランジスタオン抵抗は、ミキサトランジスタに関連する抵抗と同じ比によってスケーリングされる。
[0007]いくつかの実施形態では、第１の直交受動ミキサは、電圧分割および電圧重ね合わせの原理に基づいて第２の直交受動ミキサの第１の出力に直接接続される。
[0008]いくつかの実施形態では、多相ＬＯ信号の第１のセットは４位相ＬＯ信号の第１のセットを含み、多相ＬＯ信号の第２のセットは４位相ＬＯ信号の第２のセットを含む。いくつかの実施形態では、４位相ＬＯ信号の第１のセットは３３．３％デューティサイクルであり、４位相ＬＯ信号の第２のセットは６６．６％デューティサイクルである。いくつかの実施形態では、本装置は、第３の直交受動ミキサをさらに含み得、ここにおいて、第１の受動ミキサ、第２の受動ミキサ、および第３の受動ミキサの各々が３３．３％デューティサイクルＬＯ信号を受信する。いくつかの実施形態では、４位相ＬＯ信号の前記第１のセットは４位相ＬＯ信号の第２のセットに対して６０度だけシフトされ、４位相ＬＯ信号の第１のセットは４位相ＬＯ信号の第３のセットに対して−６０度シフトされる。
[0009]いくつかの実施形態では、少なくとも１つの直交受動ミキサを使用してベースバンド信号を高調波除去アップコンバートするための方法を提示する。本方法は、第１のベースバンド入力として直交ベースバンド信号を受信し、第１のＬＯ入力として多相ＬＯ信号の第１のセットを受信することと、第２のベースバンド入力として前記直交ベースバンド信号を受信し、第２のＬＯ入力として多相ＬＯ信号の第２のセットを受信することとを含み得る。本方法はまた、第１のアップコンバート出力とそれの逆アップコンバート出力とを生成することと、両方が第１のベースバンド入力と第１のＬＯ入力とを使用する、第２のアップコンバート出力とそれの逆アップコンバート出力とを生成することと、両方が第２のベースバンド入力と第２のＬＯ入力とを使用する、を含み得る。本方法はまた、第２のアップコンバート出力に第１のアップコンバート出力を直接接続し、前記結果を第１の増幅器入力に印加することと、第２の逆アップコンバート出力に第１の逆アップコンバート出力を直接接続し、前記結果を第２の増幅器入力に印加することとを含み得る。本方法はまた、第１および第２の増幅器入力に少なくとも部分的に基づいて少なくとも１つの除去スプリアス高調波混合積をもつアップコンバート信号を送信することを含み得る。
[0010]いくつかの実施形態では、ベースバンド信号を高調波除去アップコンバートするための装置を提示する。本装置は、第１のベースバンド入力として直交ベースバンド信号を受信し、第１のＬＯ入力として多相ＬＯ信号の第１のセットを受信するための手段と、第２のベースバンド入力として前記直交ベースバンド信号を受信し、第２のＬＯ入力として多相ＬＯ信号の第２のセットを受信するための手段と、第１のアップコンバート出力信号とそれの逆アップコンバート出力とを生成するための手段と、両方が第１のベースバンド入力と第１のＬＯ入力とを使用する、第２のアップコンバート出力とそれの逆アップコンバート出力とを生成するための手段と、両方が第２のベースバンド入力と第２のＬＯ入力とを使用する、第２のアップコンバート出力に第１のアップコンバート出力を直接接続し、前記結果を第１の増幅器入力に印加するための手段と、第２の逆アップコンバート出力に第１の逆アップコンバート出力を直接接続し、前記結果を第２の増幅器入力に印加するための手段と、第１および第２の増幅器入力に少なくとも部分的に基づいて少なくとも１つの除去スプリアス高調波混合積をもつアップコンバート信号を送信するための手段とを含み得る。
[0011]一実施形態による受動高調波除去アップコンバータを示す概略図。 [0012]電圧分割の原理を使用する加算の一実装形態を示す図。 電圧分割の原理を使用する加算の一実装形態を示す図。 電圧分割の原理を使用する加算の一実装形態を示す図。 [0013]受動高調波除去アップコンバータの代替実装形態を示す図。 受動高調波除去アップコンバータの代替実装形態を示す図。 [0014]受動高調波除去アップコンバータの追加の代替実装形態を示す図。 受動高調波除去アップコンバータの追加の代替実装形態を示す図。 受動高調波除去アップコンバータの追加の代替実装形態を示す図。 受動高調波除去アップコンバータの追加の代替実装形態を示す図。 受動高調波除去アップコンバータの追加の代替実装形態を示す図。 受動高調波除去アップコンバータの追加の代替実装形態を示す図。 [0015]一実施形態による高調波除去動作を表すフローチャート。
[0016]次に、本出願の一部を形成する、添付の図面に関していくつかの例示的な実施形態について説明する。本開示の１つまたは複数の態様が実装され得る特定の実施形態について以下で説明するが、本開示の範囲から逸脱することなく、他の実施形態が使用され得、様々な変更が行われ得る。
[0017]送信機では、送信帯域の外側にある４ｆｍｏｄまたはカウンタＩＭ３発射など、スプリアスアップコンバーティング積を低減するかまたはなくすことが望ましい。同時に、最小電力消費量を使用し、および／またはスペースの効率的な使用を採用する、そのような高調波除去アップコンバーティングを達成することが望ましい。高調波除去は、受信機において、能動ミキサにおいて知られており、受動ミキサにおいても知られていることがある。しかしながら、トランシーバ設計が４５ｎｍ以下のプロセスノードに移ると、電力効率的な受動ミキサが、受信帯域雑音（ＲｘＢＮ）としても知られる、対応する受信機スペクトルにおいて送信機またはトランシーバによって生成された雑音を改善するためのアップコンバータのための魅力的な設計オプションになる。アップコンバータに続く非線形増幅器における（カウンタＩＭ３とも呼ばれる）４ｆｍｏｄの生成を生じるこれらのアップコンバータからのスプリアスアップコンバージョン積は、依然として、抑制される必要がある。したがって、回路設計が、より小型で正確になり、低減された電力消費量をもつ改善された性能を満たすことを所望するとき、受動ミキサにおける高調波除去アップコンバージョンが望ましい。しかしながら、そのようなことを達成することは、当業界における課題であることが判明している。
[0018]本発明の実施形態は、電圧スイッチング受動ミキサなど、受動ミキサにおけるこれらのスプリアス混合積を緩和する。いくつかの実施形態では、受動ミキサにおける高調波除去アップコンバージョンはまた、電力効率的であり、たとえば２５％デューティサイクルまたは３３％デューティサイクルである。いくつかの実施形態では、最小数のフィルタが使用され、それにより、送信機回路のコスト、電力および物理的エリアをも低減する。
[0019]図１に、一実施形態による受動高調波除去アップコンバータ１００を示す概略図を示す。この例では、４つの入力ベースバンド信号１０５、すなわちＩｂｂ、ＩＢｂｂ、Ｑｂｂ、およびＱＢｂｂがベースバンドフィルタ（ＢＢＦ）１０６を通され、各々は３つのダイレクト直交ミキサ１１５に供給される。ベースバンド入力の各々は抵抗１１０によってスケーリングされる。いくつかの実施形態では、この抵抗は、小さい抵抗であるが、ミキサトランジスタのオン抵抗に対して大きい抵抗であるべきである。ミキサトランジスタのオン抵抗は、それが三極管領域においてバイアスされたとき、トランジスタのドレインソース間抵抗である。３つのダイレクト直交ミキサ１１５の各々は、局部発振器（ＬＯ）の異なる位相を用いて駆動され、ミキサは、それぞれ、−４５度、０度および＋４５度の相対位相シフトを有する。この場合、ＬＯ信号は２５％デューティサイクルである。−４５度だけ位相シフトされた直交ミキサの場合、入力ベースバンド信号１０５は、スケールド抵抗１１０ファクタｓｑｒｔ（２）を通して供給される。０度だけ位相シフトされた直交ミキサの場合、入力ベースバンド信号１０５は、スケールド抵抗１１０ファクタ１を通して供給される。＋４５度だけ位相シフトされた直交ミキサの場合、入力ベースバンド信号１０５は、スケールド抵抗１１０ファクタｓｑｒｔ（２）を通して供給される。同様に、ダイレクト直交ミキサ１１５を形成するトランジスタスイッチのオン抵抗は、それらに接続する抵抗１１０と同じファクタによってスケーリングされている。トランジスタオン抵抗は、ミキサを形成するトランジスタの幅対長さ比（Ｗ／Ｌ）をスケーリングすることによってスケーリングされ得る。より低いオン抵抗を有する必要があるトランジスタは、対応してより大きいＷ／Ｌ比を有することになる。ダイレクト直交ミキサ１１５のすべての３つのミキサ出力１２５は、ともに、単一のドライバ増幅器（ＤＡ）または電力増幅器（ＰＡ）１３０に直接接続される。指定されたデューティサイクルにおける各ダイレクト直交ミキサ１１５に入るＬＯ位相の特定の選択に結合された、これらのスケーリング抵抗１１０の慎重な選択により、基本信号（ＬＯ＋ＢＢまたはＬＯ−ＢＢ）１３５が生成されることが可能になり、第３および第５高調波信号の近くのスプリアス混合積（３＊ＬＯ−ＢＢまたは３＊ＬＯ＋ＢＢ、「第３高調波スプリアス混合積」）１４０および（５＊ＬＯ＋ＢＢまたは５＊ＬＯ−ＢＢ、「第５高調波スプリアス混合積」）１４５は、消去または抑制される。基本信号を生成し、第３および第５高調波信号を消去または抑制するために出力１２５ａ、１２５ｂ、および１２５ｃがどのように結合するかを示すためのグラフ１３５、１４０、および１４５の各々において、出力１２５ａ、１２５ｂ、および１２５ｃは、それぞれ、ベクトル１２５ａ’、１２５ｂ’、および１２５ｃ’に対応する。グラフ１３５、１４０および１４５に見られるように、出力１２５ａ’および１２５ｃ’によって与えられたアップコンバート信号は、ベクトルが互いに加算されたとき、ＬＯ＋ＢＢにおける基本波を大きくするが、３＊ＬＯ−ＢＢおよび５＊ＬＯ＋ＢＢにおける第３および第５高調波スプリアスを消去する。これらのスプリアス高調波信号を最小限に抑えることは、最終的に、４ＦＭＯＤのような不要な混合積を最小限に抑える。
[0020]当業界における一般的なミキサとは異なり、本明細書で提示するミキサは受動ミキサである。また、当業界における一般的な実装形態とは異なり、ダイレクト直交ミキサ１１５の出力は、ＤＡ１３０への入力として供給される前にいかなるフィルタをも通過する必要がなく、すなわち、ミキサ出力はＤＡ１３０に直接接続され得る。これらのフィルタを必要としないことは、本実施形態を利用する回路設計におけるコストおよびスペースを低減することを含む、いくつかの理由で有利であり得る。いくつかの実施形態では、ミキサ出力１２５は、差動ミキサ出力をＤＡまたはＰＡ１３０のためのシングルエンド入力に変換するために、バランに接続され得る。これらの実施形態では、バラン設計は、アップコンバージョンミキサの高調波除去により、低減されたフィルタ処理が必要とされるので、広チューニング（broad tuning）バランに焦点を当てることがある。いくつかの実施形態では、第３および第５高調波信号のさらなる抑制が望まれる場合、ダイレクト直交ミキサ１１５の出力とＤＡ１３０への入力との間に緩和フィルタ処理が挿入され得る。
[0021]いくつかの実施形態では、受動ミキサは、図示のような構造１２０を有することができる。ここで、８つのトランジスタが、二重平衡直交アップコンバージョンを実行するために使用される。このトランジスタ構造の端子接続は、能動ミキサのために使用されるものと同じであり得るが、受動ミキサは、それらを通るＤＣ電流を有しず、したがって、個々のミキサトランジスタがＬＯ信号によって有効にされたとき、受動ミキサトランジスタのドレインソース間電圧は、理想的に０であるか、または少なくとも、オーバードライブ電圧としても知られる、受動ミキサトランジスタのゲートソース間電圧−トランジスタしきい値電圧未満である。構造１２０の二重平衡ミキサでは、４つのベースバンド入力信号の各々は、個々のベースバンド入力信号をＲＦにアップコンバートするために使用されるＬＯ位相のペアに対応するトランジスタのペアに接続される。
[0022]いくつかの実施形態では、ダイレクト直交ミキサ１１５内のトランジスタは、ＮＭＯＳ／ＰＭＯＳ相補型トランジスタペアとして実装され得る。いくつかの実施形態では、より低い電力において、高調波除去が必要とされないとき、＋４５および−４５位相シフトされたＬＯをもつ２つのミキサ、およびそれらの関連するＬＯバッファは、より低い電力の出力を達成し、および／または回路電力を節約するために、無効にされ得る。
[0023]図２Ａ、図２Ｂ、および図２Ｃに、様々な実施形態、たとえば図１、図３、および図４がなぜ受動ミキサを使用して高調波除去アップコンバージョンを達成するかを示すための例示的な概念を示す。図２Ａを参照すると、図解２００は、第３および第５高調波におけるまたはその近くのスプリアス混合積を関数的に低減するミキサの例示的な所望の有効局部発振器波形を表す２つのグラフ２０５および２１０を示す。グラフ２０５は同相（Ｉ）成分についての波形を表し、グラフ２１０は直交位相（Ｑ）成分についての波形を表す。アップコンバート出力信号を生成するために、信号のＩ成分がグラフ２０５の波形によって乗算され、信号のＱ成分がグラフ２１０の波形によって乗算され、得られた乗算された信号が互いに加算（または減算）されたとき、第３および第５高調波スプリアス混合積は事実上最小限に抑えられるかまたは消去され、所望の効果を達成する。能動ミキサは、有効局部発振器波形としてのグラフ２０５および２１０を達成することが可能であることが知られているが、本開示は、定義上は能動またはギルバートセルミキサの場合のように電流源出力としてモデル化されることはないが、代わりに受動スイッチのように働くことがある、受動ミキサを使用してどのようにそれを達成すべきかを示す。詳細には、電圧分割器２１５の例示的な回路図に示されている電圧分割および電圧重ね合わせの原理は、ベースバンド信号がミキサ出力にそれを通して接続された抵抗Ｒ１およびＲ２を周期的に変動させることが、グラフ２０５および２１０に一致する周期関数を生成し得ることを明らかにする。電圧重ね合わせは、Ｉベースバンド信号およびＱベースバンド信号をＶｉおよびＶｑに印加することによって使用され、したがって、Ｉアップコンバート信号およびＱアップコンバート信号は、電圧重ね合わせのプリンシパルに従ってミキサ出力において加算される。この場合、ＬＯの期間は、８つの異なる信号結果に対応する、位相の８つの領域に再分割され得る。
[0024]図２Ｂを参照すると、回路図２３０によれば、ベースバンド信号２３５が８つの異なるＬＯ位相（たとえば０度、４５度、９０度、１３５度、１８０度、２２５度、２７０度、および３１５度）によって変換され、図１に示された指定された抵抗１１０によってスケーリングされたとき、Ｉチャネルベースバンド信号およびＱチャネルベースバンド信号を乗算する有効ＬＯ混合（整流）関数は、経時的に図２Ａにおけるグラフ２０５および２１０に似ている。したがって、電圧分割および重ね合わせの原理を採用することは、受動ミキサが高調波除去アップコンバータ性質を達成することを可能にする。加算されたときにグラフ２０５および２１０に一致し得る波形を生成するために、各々が、それぞれ、−４５度、０度および＋４５度で位相シフトされた４位相ＬＯ信号によって駆動される、３つの受動ミキサ２４０、２４５、および２５０が実装され得る。この結果は、次いで、受動ミキサ２４０、２４５、および２５０と増幅器２５５との間にフィルタを設ける必要なしに、または受動ミキサ２４０、２４５および２５０と増幅器２５５との間の低減されたフィルタ処理要件を用いて増幅器２５５に供給され得る。回路図２３０に示された説明は図１の例示的な実装形態に一致し得るが、図２Ａおよび図２Ｂの概念を採用する他の実施形態も可能である。たとえば、図２Ｂは３つの単一平衡ミキサを示すが、図１に示された二重平衡ミキサも使用され得る。様々な代替実施形態について、図４Ａ〜図４Ｆおよび図５において説明する。
[0025]図２Ｃを参照すると、チャート２６０は、３つの受動ミキサ２４０、２４５および２５０（または図１における３つのダイレクト直交ミキサ１１５）が、それぞれ、Ｉチャネルベースバンド信号およびＱチャネルベースバンド信号に作用するグラフ２０５および２１０の混合関数波形を生成するために、ＬＯの１つの期間を通してどのように変化するかを要約する。前述のように、いくつかの実施形態では、ＬＯの１つの期間は、左側に示されている、それぞれ、０度、４５度、９０度、１３５度、１８０度、２２５度、２７０度、および３１５度において開始する８つのサブ期間に再分割される。３つの受動ミキサ２４０、２４５、および２５０は、スイッチのように働くと見なされ得、各々は、ミキサがによって駆動されるＬＯの４つの位相に対応する４つの異なる「オン」状態をもつ。ここで、チャート２６０の様々な列における「１」状態は、ミキサの特定のスイッチがオンであることを示し、「０」状態は、そのスイッチがオフであることを示す。２５％デューティサイクルＬＯ信号がこの実施形態では使用されるので、各スイッチは２つの連続するサブ期間の間オンである。たとえば、「Ｉ２５＿ａ」と名付けられた列の下で、０度および３１５度において開始するサブ期間において、この特定のスイッチはオンであり、すべての他のサブ期間において、それはオフである。チャート２６０に示されたスイッチの名前は、図２Ｂの回路図２３０におけるスイッチの名前と対応することに留意されたい。８つの関連するサブ期間の各々について、高調波除去アップコンバータの動作は、図２Ａに示された電圧分割器２１５にマッピングされ得る。８つのサブ期間の各々について、時間変動抵抗器Ｒ１およびＲ２は図２Ｂおよびチャート２６０の検査によって計算され得、それらの値はチャート２６０の１４番目および１５番目の列において示されている。同様に、電圧分割器２１５のための関連する時間変動入力電圧ＶｉおよびＶｑがチャート２６０の１６番目および１７番目の列において示されている。電圧に従ってこの情報を互いに組み合わせることで、８つのサブ期間の各々において出力電圧が計算され得る。すなわち、８つのサブ期間の各々における出力電圧は、チャート２６０に従う、どのスイッチがそのサブ期間中にオンであるかに基づく、Ｉ電圧およびＱ電圧の何らかの線形結合であることになる。線形結合に関与する係数は、チャート２６０の最後の２つの列において示されている。その場合、順番に８つのサブ期間の各々を示すＩチャネルベースバンド電圧およびＱチャネルベースバンド電圧を乗算するこれらの係数の値のプロットが、グラフ２０５および２１０の有効局部発振器波形を生成することになる。
[0026]図３Ａを参照すると、いくつかの実施形態では、受動ミキサを使用して高調波除去アップコンバージョンを達成するために、代替の例示的な実装形態３００が使用され得る。ここで、各々が４位相ＬＯ信号をもつ２つの直交ミキサ３１０は、図示のようにスケーリングされた抵抗３１５を介して入力ベースバンド信号３０５を受信する。しかしながら、この場合、−４５度シフトされた位相をもつ第１のミキサはＬＯの５０％デューティサイクルを有し、０度シフトされた位相をもつ第２のミキサはＬＯの２５％デューティサイクルを有する。図１と図２Ｃとの間の関係と同様に、図３Ｂは、グラフ２０５および２１０の混合関数ＬＯ波形が、例示的な実装形態３００を使用してどのように生成されるかをこの構成と電圧重ね合わせおよび電圧分割の原理とに基づいて示す、チャート２６０と同様のチャート３５０を示す。次いで、図１と同様に、直交ミキサ３１０の出力３２０は、ＤＡ３２５などに直接接続され、入力として供給され得る。前述のように、直交ミキサ３１０とＤＡ３２５との中間にフィルタは必要とされないが、第３および第５高調波信号のさらなる抑制が望まれる場合、何らかのフィルタ処理が使用され得る。
[0027]図４Ａを参照すると、いくつかの実施形態では、受動ミキサを使用して高調波除去アップコンバージョンを達成するために、代替の例示的な実装形態４００が使用され得る。ここで、各々が４位相ＬＯ信号をもつ２つの直交ミキサ４２０は、図示のようにスケーリングされた抵抗４１５を介して入力ベースバンド信号４０５または４１０を受信する。さらに、０度シフトされた位相をもつ第１のミキサはＬＯの３３．３％デューティサイクルを有し、−６０度シフトされた位相をもつ第２のミキサはＬＯの６６．６％デューティサイクルを有する。図１中と同様に、当業者は、代替実装形態４００を使用して波形４５０がどのように生成されるかをこの構成と電圧重ね合わせおよび電圧分割の原理とに基づいて示すために、チャート２６０と同様のチャートがどのように構築され得るかを理解するであろう。これは図４Ｃに示されている。次いで、図１と同様に、直交ミキサ４２０の出力４２５は、ＤＡ４３０などに直接接続され、入力として供給され得る。前述のように、直交ミキサ４２０とＤＡ４３０との中間にフィルタは必要とされない。図４Ｂは、図４Ａに対応する代替実施形態の別の図解であり、今度は、概略図４５５において、図２Ｂと同様の個々のトランジスタを示す。例示的な代替実装形態４００は、図２Ａにおいて説明されたものと同様の、グラフ４５０に示されている得られた有効Ｉ局部発振器波形および有効Ｑ局部発振器波形を生成し得る。上記で言及したように、図４Ｃは、グラフ４５０の波形が代替実装形態４００を使用してどのように生成されるかを代替実装形態４００構成と電圧重ね合わせおよび電圧分割の原理とに基づいて示す、チャート２６０と同様のチャート４６０である。代替実装形態４００では、第３高調波信号の近くのスプリアス混合積（３＊ＬＯ−ＢＢまたは３＊ＬＯ＋ＢＢ、「第３高調波スプリアス混合積」）１４０は消去または抑制され、第５高調波信号の近くのスプリアス混合積（５＊ＬＯ＋ＢＢまたは５＊ＬＯ−ＢＢ、「第５高調波スプリアス混合積」）１４５は消去または抑制されない。
[0028]図４Ｄ、図４Ｅおよび図４Ｆは、代替実装形態４００と同様に、同様の受動高調波除去アップコンバータを達成するために、３３．３％デューティサイクルＬＯ信号および３つのミキサをも使用する別の代替実施形態４７０のための対応する図である。図４Ｅは、図４Ｂ（ならびに図２Ａおよび図２Ｂ）中のものと同様であるが、図４Ｄに対応する、図解４８０および４８５を示し、図４Ｆは、チャート４７０（およびチャート２６０）と同様であるが、図４Ｄに対応する、チャート４９０を示す。これらの例に基づいて、当業者は、受動高調波除去アップコンバータを２５％および３３％以外の他のデューティサイクルにどのように拡張すべきかを理解するであろう。
[0029]図５を参照すると、いくつかの実施形態による少なくとも１つの受動ミキサを使用してベースバンド信号を高調波除去アップコンバートするための例示的な方法フローチャート５００が提示されている。ブロック５０２において、本方法は、第１のベースバンド入力として直交ベースバンド信号を受信し、第１のＬＯ入力として多相ＬＯ信号の第１のセットを受信することを含み得る。いくつかの実施形態では、ベースバンド信号は、４つの信号、たとえばＩｂｂ、ＩＢＢｂｂ、Ｑｂｂ、およびＱＢｂｂを含む。いくつかの実施形態では、多相ＬＯ信号は４位相ＬＯ信号である。もちろん、電圧重ね合わせおよび電圧分割の原理に従って高調波除去アップコンバージョンを実行することに依然として一致する他の構成が可能である。いくつかの実施形態では、直交ベースバンド信号および多相ＬＯ信号は直交受動ミキサにおいて受信される。
[0030]ブロック５０４において、本方法は、第２のベースバンド入力として前記直交ベースバンド信号を受信し、第２のＬＯ入力として多相ＬＯ信号の第２のセットを受信することを含み得る。ブロック５０２と同様に、いくつかの実施形態では、多相ＬＯ信号は４位相信号を含み得る。いくつかの実施形態では、多相ＬＯ信号の第２のセットは、多相ＬＯ信号の第１のセットに対して位相シフトされ得る。たとえば、多相ＬＯ信号の第２のセットは、多相ＬＯ信号の第１のセットから＋／−４５度、または＋／−９０度シフトされ得る。他の構成も可能である。いくつかの実施形態では、直交ベースバンド信号および多相ＬＯ信号は直交受動ミキサにおいて受信される。いくつかの実施形態では、直交受動ミキサにおいて受信されたＬＯ信号は、２５％デューティサイクル、３３％デューティサイクル、または５０％デューティサイクル、あるいは実質的にそれらの何らかの変形態であり得る。
[0031]ブロック５０６において、本方法は、第１のアップコンバート出力とそれの逆アップコンバート出力とを生成することを含み得、第１のアップコンバート出力と第１の逆アップコンバート出力の両方が、第１のベースバンド入力と第１のＬＯ入力とを使用する。いくつかの実施形態では、これらの２つの出力は、第１のベースバンド入力と第１のＬＯ入力とを受信した受動ミキサによって生成され得る。いくつかの実施形態では、第１のベースバンド入力は抵抗によってスケーリングされ得る。いくつかの実施形態では、この抵抗は、関連ファクタｓｑｒｔ（２）、１／ｓｑｒｔ（２）、または１を有し得る。電圧重ね合わせおよび電圧分割の原理に従って高調波除去アップコンバージョンを実行することに依然として一致する抵抗の他の関連ファクタが可能である。
[0032]ブロック５０８おいて、本方法は、第２のアップコンバート出力とそれの逆アップコンバート出力とを生成することを含み得、第２のアップコンバート出力と第２の逆アップコンバート出力の両方が、第２のベースバンド入力と第２のＬＯ入力とを使用する。いくつかの実施形態では、これらの２つの出力は、第２のベースバンド入力と第２のＬＯ入力とを受信した受動ミキサによって生成され得る。いくつかの実施形態では、第２のベースバンド入力は抵抗によってスケーリングされ得る。いくつかの実施形態では、この抵抗は、関連ファクタｓｑｒｔ（２）、１／ｓｑｒｔ（２）、または１を有し得る。もちろん、他の抵抗が可能である。
[0033]ブロック５１０において、本方法は、第２のアップコンバート出力に第１のアップコンバート出力を直接接続し、この結果を第１の増幅器入力に印加することを含み得る。「直接」という用語は、介在ハードウェア構成要素（たとえば、フィルタまたは増幅器）が、第１のアップコンバート出力と第２のアップコンバート出力との接続の間に存在しないことがあることを意味し得る。同様に、ブロック５１２において、本方法は、第２の逆アップコンバート出力に第１の逆アップコンバート出力を直接接続し、この結果を第２の増幅器入力に印加することを含み得る。
[0034]ブロック５１４において、本方法は、第１および第２の増幅器入力に少なくとも部分的に基づいて少なくとも１つの除去スプリアス高調波混合積をもつアップコンバート信号を送信することを含み得る。いくつかの実施形態では、少なくとも１つの除去スプリアス高調波混合積は第３高調波スプリアス混合積を含む。いくつかの実施形態では、少なくとも１つの除去スプリアス高調波混合積は第５高調波スプリアス混合積を含む。いくつかの実施形態では、第３高調波スプリアス混合積除去と第５高調波スプリアス混合積除去の両方が含まれ得る。いくつかの実施形態では、送信機は、アップコンバート信号を送信し得、ここで、送信機は、第１および第２の増幅器入力を受信した増幅器からの入力を受信する。
[0035]図５において説明したステップは、図１、図３Ａ、および図４Ａ、および図４Ｄにおいて説明した例示的な実装形態に一致し得る。また、図５は、図２Ａ、図２Ｂ、図２Ｃ、図３Ｂ、図４Ｂ、図４Ｃ、図４Ｅ、および図４Ｆにおいて説明した高調波除去アップコンバージョンを実行するための概念論拠に一致し得る。
[0036]上記で説明した方法、システム、およびデバイスは例である。様々な実施形態は、適宜に、様々なプロシージャまたは構成要素を省略、置換、または追加し得る。たとえば、代替構成では、説明した方法は、説明した順序とは異なる順序で実行され得、ならびに／あるいは様々な段階が、追加、省略、および／または組み合わせられ得る。また、いくつかの実施形態に関して説明した特徴は、様々な他の実施形態において組み合わせられ得る。実施形態の異なる態様および要素が同様にして組み合わせられ得る。また、技術は発展し、したがって、要素の多くは例であり、それらの例は本開示の範囲をそれらの特定の例に限定しない。
[0037]様々な例について説明してきた。これらおよび他の例は以下の特許請求の範囲内に入る。
以下に本願の出願当初の特許請求の範囲に記載された発明を付記する。
［Ｃ１］
少なくとも１つの直交受動ミキサを使用してベースバンド信号を高調波除去アップコンバートするための装置であって、前記装置が、
第１のベースバンド入力として直交ベースバンド信号を受信し、第１の局部発振器（ＬＯ）入力として多相ＬＯ信号の第１のセットを受信するように構成された第１の直交受動ミキサと、
第２のベースバンド入力として前記直交ベースバンド信号を受信し、第２のＬＯ入力として多相ＬＯ信号の第２のセットを受信するように構成された第２の直交受動ミキサと、
第１の増幅器入力と、第２の増幅器入力と、増幅器出力とを備える増幅器と、
送信機出力を備える送信機とを備え、ここにおいて、
前記第１の直交受動ミキサと前記第２の直交受動ミキサが両方とも第１および第２の出力を備え、
前記第１の直交受動ミキサの前記第１の出力が、前記第２の直交受動ミキサの前記第１の出力に直接接続され、ともに前記第１の増幅器入力に結合され、
前記第１の直交受動ミキサの前記第２の出力が、前記第２の直交受動ミキサの前記第２の出力に直接接続され、ともに前記第２の増幅器入力に結合され、
前記増幅器出力が前記送信機出力に結合され、前記送信機出力が、前記第１および第２の増幅器入力に少なくとも部分的に基づいて少なくとも１つの除去高調波スプリアス混合積をもつアップコンバート信号を出力するように構成された、装置。
［Ｃ２］
多相ＬＯ信号の前記第１のセットが４位相ＬＯ信号の第１のセットを備え、多相ＬＯ信号の前記第２のセットが４位相ＬＯ信号の第２のセットを備える、Ｃ１に記載の装置。
［Ｃ３］
４位相ＬＯ信号の前記第１のセットが２５％デューティサイクルであり、４位相ＬＯ信号の前記第２のセットが５０％デューティサイクルである、Ｃ２に記載の装置。
［Ｃ４］
４位相ＬＯ信号の前記第１のセットが、４位相ＬＯ信号の前記第２のセットに対して４５度だけシフトされる、Ｃ３に記載の装置。
［Ｃ５］
前記第１の直交受動ミキサと前記第２の直交受動ミキサの両方が少なくとも４つのトランジスタを備え、各トランジスタが直列抵抗を有する、Ｃ４に記載の装置。
［Ｃ６］
前記第１の直交受動ミキサと前記第２の直交受動ミキサの両方が、二重平衡ミキサとして構成された少なくとも８つのトランジスタを備え、前記二重平衡ミキサ構成におけるトランジスタの各ペアが直列抵抗を有する、Ｃ４に記載の装置。
［Ｃ７］
前記直列抵抗が、前記第１の直交受動ミキサのために関連ファクタ１によってスケーリングされ、前記第２の受動ミキサのために関連ファクタｓｑｒｔ（２）によってスケーリングされる、Ｃ５に記載の装置。
［Ｃ８］
前記直交受動ミキサの両方に関連するミキサトランジスタオン抵抗が、前記受動ミキサの両方に関連する前記直列抵抗と同じ比によってスケーリングされる、Ｃ７に記載の装置。
［Ｃ９］
第３のベースバンド入力として直交ベースバンド信号を受信し、第３のＬＯ入力として４位相ＬＯ信号の第３のセットを受信するように構成された第３の直交受動ミキサをさらに備え、ここにおいて、前記第１の受動ミキサ、前記第２の受動ミキサ、および前記第３の受動ミキサの各々が２５％デューティサイクルＬＯ信号を受信する、Ｃ２に記載の装置。
［Ｃ１０］
４位相ＬＯ信号の前記第１のセットが４位相ＬＯ信号の前記第２のセットに対して４５度だけシフトされ、４位相ＬＯ信号の前記第１のセットが４位相ＬＯ信号の前記第３のセットに対して−４５度シフトされる、Ｃ９に記載の装置。
［Ｃ１１］
前記第１の受動ミキサ、前記第２の受動ミキサ、および前記第３の受動ミキサの各々が少なくとも４つのトランジスタを備え、各トランジスタが直列抵抗を有する、Ｃ１０に記載の装置。
［Ｃ１２］
前記第１の直交受動ミキサと前記第２の直交受動ミキサの両方が、二重平衡ミキサとして構成された少なくとも８つのトランジスタを備え、前記二重平衡ミキサ構成におけるトランジスタの各ペアが直列抵抗を有する、Ｃ１０に記載の装置。
［Ｃ１３］
前記直列抵抗が、前記第１の受動ミキサのために関連ファクタ１によってスケーリングされ、前記第２の受動ミキサのために関連ファクタｓｑｒｔ（２）によってスケーリングされ、前記第３の受動ミキサのために関連ファクタｓｑｒｔ（２）によってスケーリングされる、Ｃ１１に記載の装置。
［Ｃ１４］
ミキサトランジスタオン抵抗が、前記少なくとも４つのトランジスタに関連する前記直列抵抗と同じ比によってスケーリングされる、Ｃ１３に記載の装置。
［Ｃ１５］
前記第１の直交受動ミキサの前記第１の出力が、電圧分割および電圧重ね合わせの原理に基づいて前記第２の直交受動ミキサの前記第１の出力に直接接続される、Ｃ１に記載の装置。
［Ｃ１６］
４位相ＬＯ信号の前記第１のセットが３３％デューティサイクルであり、４位相ＬＯ信号の前記第２のセットが６６％デューティサイクルである、Ｃ２に記載の装置。
［Ｃ１７］
第３の直交受動ミキサをさらに備え、ここにおいて、前記第１の受動ミキサ、前記第２の受動ミキサ、および前記第３の受動ミキサの各々が３３％デューティサイクルＬＯ信号を受信する、Ｃ２に記載の装置。
［Ｃ１８］
少なくとも１つの直交受動ミキサを使用してベースバンド信号を高調波除去アップコンバートするための方法であって、前記方法が、
第１のベースバンド入力として直交ベースバンド信号を受信し、第１の局部発振器（ＬＯ）入力として多相ＬＯ信号の第１のセットを受信することと、
第２のベースバンド入力として前記直交ベースバンド信号を受信し、第２のＬＯ入力として多相ＬＯ信号の第２のセットを受信することと、
第１のアップコンバート出力と第１の逆アップコンバート出力とを生成することと、両方が前記第１のベースバンド入力と前記第１のＬＯ入力とを使用する、
第２のアップコンバート出力と第２の逆アップコンバート出力とを生成することと、両方が前記第２のベースバンド入力と前記第２のＬＯ入力とを使用する、
前記第２のアップコンバート出力に前記第１のアップコンバート出力を直接接続し、前記結果を第１の増幅器入力に印加することと、
前記第２の逆アップコンバート出力に前記第１の逆アップコンバート出力を直接接続し、前記結果を第２の増幅器入力に印加することと、
前記第１および第２の増幅器入力に少なくとも部分的に基づいて少なくとも１つの除去高調波スプリアス混合積をもつアップコンバート信号を送信することとを備える、方法。
［Ｃ１９］
多相ＬＯ信号の前記第１のセットが４位相ＬＯ信号の第１のセットを備え、多相ＬＯ信号の前記第２のセットが４位相ＬＯ信号の第２のセットを備える、Ｃ１８に記載の方法。
［Ｃ２０］
４位相ＬＯ信号の前記第１のセットが２５％デューティサイクルであり、４位相ＬＯ信号の前記第２のセットが５０％デューティサイクルである、Ｃ１９に記載の方法。
［Ｃ２１］
４位相ＬＯ信号の前記第１のセットが、４位相ＬＯ信号の前記第２のセットに対して４５度だけシフトされる、Ｃ２０に記載の方法。
［Ｃ２２］
関連ファクタ１によって前記第１のベースバンド入力をスケーリングすることと、
関連ファクタｓｑｒｔ（２）によって前記第２のベースバンド入力をスケーリングすることとをさらに備える、Ｃ２１に記載の方法。
［Ｃ２３］
前記第１のアップコンバート出力および前記第１の逆アップコンバート出力がスケールド抵抗ファクタ１を有し、前記第２のアップコンバート出力および前記第２の逆アップコンバート出力がスケールド抵抗ファクタｓｑｒｔ（２）を有する、Ｃ２２に記載の方法。
［Ｃ２４］
第３のベースバンド入力として前記直交ベースバンド信号を受信し、第３のＬＯ入力として４位相ＬＯ信号の第３のセットを受信することをさらに備え、ここにおいて、第１の４位相ＬＯ信号、第２の４位相ＬＯ信号、および第３の４位相ＬＯ信号の各々が２５％デューティサイクルである、Ｃ１９に記載の方法。
［Ｃ２５］
４位相ＬＯ信号の前記第１のセットが４位相ＬＯ信号の前記第２のセットに対して４５度だけシフトされ、４位相ＬＯ信号の前記第１のセットが４位相ＬＯ信号の前記第３のセットに対して−４５度シフトされる、Ｃ２４に記載の方法。
［Ｃ２６］
関連ファクタ１によって前記第１のベースバンド入力をスケーリングすることと、
関連ファクタｓｑｒｔ（２）によって前記第２のベースバンド入力をスケーリングすることと、
関連ファクタｓｑｒｔ（２）によって前記第３のベースバンド入力をスケーリングすることとをさらに備える、Ｃ２５に記載の方法。
［Ｃ２７］
第３のアップコンバート出力と第３の逆アップコンバート出力とを生成することと、両方が前記第３のベースバンド入力と前記第３のＬＯ入力とを使用する、
前記第１のアップコンバート出力と前記第２のアップコンバート出力とに前記第３のアップコンバート出力を直接接続し、前記結果を前記第１の増幅器入力に印加することと、
前記第１の逆アップコンバート出力と前記第２の逆アップコンバート出力とに前記第３の逆アップコンバート出力を直接接続し、前記結果を第３の第２の増幅器入力に印加することとをさらに備える、Ｃ２６に記載の方法。
［Ｃ２８］
前記第１のアップコンバート出力および前記第１の逆アップコンバート出力がスケールド抵抗ファクタ１を有し、前記第２のアップコンバート出力および前記第２の逆アップコンバート出力がスケールド抵抗ファクタｓｑｒｔ（２）を有し、前記第３のアップコンバート出力および前記第３の逆アップコンバート出力がスケールド抵抗ファクタｓｑｒｔ（２）を有する、Ｃ２７に記載の方法。
［Ｃ２９］
前記第２のアップコンバート出力に前記第１のアップコンバート出力を直接接続することと、前記第２の逆アップコンバート出力に前記第１の逆アップコンバート出力を直接接続することとが、電圧分割および電圧重ね合わせの原理に基づく、Ｃ１８に記載の方法。
［Ｃ３０］
４位相ＬＯ信号の前記第１のセットが３３％デューティサイクルであり、４位相ＬＯ信号の前記第２のセットが６６％デューティサイクルである、Ｃ１９に記載の方法。
［Ｃ３１］
第３のベースバンド入力として前記直交ベースバンド信号を受信し、第３のＬＯ入力として４位相ＬＯ信号の第３のセットを受信することをさらに備え、ここにおいて、前記第１の４位相ＬＯ信号、前記第２の４位相ＬＯ信号、および前記第３の４位相ＬＯ信号の各々が３３％デューティサイクルである、Ｃ１９に記載の方法。
［Ｃ３２］
ベースバンド信号を高調波除去アップコンバートするための装置であって、前記装置が、
第１のベースバンド入力として直交ベースバンド信号を受信し、第１の局部発振器（ＬＯ）入力として多相ＬＯ信号の第１のセットを受信するための手段と、
第２のベースバンド入力として前記直交ベースバンド信号を受信し、第２のＬＯ入力として多相ＬＯ信号の第２のセットを受信するための手段と、
第１のアップコンバート出力と第１の逆アップコンバート出力とを生成するための手段と、両方が前記第１のベースバンド入力と前記第１のＬＯ入力とを使用する、
第２のアップコンバート出力と第２の逆アップコンバート出力とを生成するための手段と、両方が前記第２のベースバンド入力と前記第２のＬＯ入力とを使用する、
前記第２のアップコンバート出力に前記第１のアップコンバート出力を直接接続し、前記結果を第１の増幅器入力に印加するための手段と、
前記第２の逆アップコンバート出力に前記第１の逆アップコンバート出力を直接接続し、前記結果を第２の増幅器入力に印加するための手段と、
前記第１および第２の増幅器入力に少なくとも部分的に基づいて少なくとも１つの除去高調波スプリアス混合積をもつアップコンバート信号を送信するための手段とを備える、装置。
［Ｃ３３］
多相ＬＯ信号の前記第１のセットが４位相ＬＯ信号の第１のセットを備え、多相ＬＯ信号の前記第２のセットが４位相ＬＯ信号の第２のセットを備える、Ｃ３２に記載の装置。
［Ｃ３４］
４位相ＬＯ信号の前記第１のセットが２５％デューティサイクルであり、４位相ＬＯ信号の前記第２のセットが５０％デューティサイクルである、Ｃ３３に記載の装置。
［Ｃ３５］
４位相ＬＯ信号の前記第１のセットが、４位相ＬＯ信号の前記第２のセットに対して４５度だけシフトされる、Ｃ３４に記載の装置。
［Ｃ３６］
関連ファクタ１によって前記第１のベースバンド入力をスケーリングするための手段と、
関連ファクタｓｑｒｔ（２）によって前記第２のベースバンド入力をスケーリングするための手段とをさらに備える、Ｃ３５に記載の装置。
［Ｃ３７］
前記第１のアップコンバート出力および前記第１の逆アップコンバート出力がスケールド抵抗ファクタ１を有し、前記第２のアップコンバート出力および前記第２の逆アップコンバート出力がスケールド抵抗ファクタｓｑｒｔ（２）を有する、Ｃ３６に記載の装置。
［Ｃ３８］
第３のベースバンド入力として前記直交ベースバンド信号を受信し、第３のＬＯ入力として４位相ＬＯ信号の第３のセットを受信するための手段をさらに備え、ここにおいて、第１の４位相ＬＯ信号、第２の４位相ＬＯ信号、および第３の４位相ＬＯ信号の各々が２５％デューティサイクルである、Ｃ３３に記載の装置。
［Ｃ３９］
４位相ＬＯ信号の前記第１のセットが４位相ＬＯ信号の前記第２のセットに対して４５度だけシフトされ、４位相ＬＯ信号の前記第１のセットが４位相ＬＯ信号の前記第３のセットに対して−４５度シフトされる、Ｃ３８に記載の装置。
［Ｃ４０］
関連ファクタ１によって前記第１のベースバンド入力をスケーリングするための手段と、
関連ファクタｓｑｒｔ（２）によって前記第２のベースバンド入力をスケーリングするための手段と、
関連ファクタｓｑｒｔ（２）によって前記第３のベースバンド入力をスケーリングするための手段とをさらに備える、Ｃ３９に記載の装置。
［Ｃ４１］
第３のアップコンバート出力と第３の逆アップコンバート出力とを生成するための手段と、両方が前記第３のベースバンド入力と前記第３のＬＯ入力とを使用する、
前記第１のアップコンバート出力と前記第２のアップコンバート出力とに前記第３のアップコンバート出力を直接接続し、前記結果を前記第１の増幅器入力に印加するための手段と、
前記第１の逆アップコンバート出力と前記第２の逆アップコンバート出力とに前記第３の逆アップコンバート出力を直接接続し、前記結果を第３の第２の増幅器入力に印加するための手段とをさらに備える、Ｃ４０に記載の装置。
［Ｃ４２］
前記第１のアップコンバート出力および前記第１の逆アップコンバート出力がスケールド抵抗ファクタ１を有し、前記第２のアップコンバート出力および前記第２の逆アップコンバート出力がスケールド抵抗ファクタｓｑｒｔ（２）を有し、前記第３のアップコンバート出力および前記第３の逆アップコンバート出力がスケールド抵抗ファクタｓｑｒｔ（２）を有する、Ｃ４１に記載の装置。
［Ｃ４３］
前記第２のアップコンバート出力に前記第１のアップコンバート出力を直接接続することと、前記第２の逆アップコンバート出力に前記第１の逆アップコンバート出力を直接接続することとが、電圧分割および電圧重ね合わせの原理に基づく、Ｃ３２に記載の装置。
［Ｃ４４］
４位相ＬＯ信号の前記第１のセットが３３％デューティサイクルであり、４位相ＬＯ信号の前記第２のセットが６６％デューティサイクルである、Ｃ３３に記載の装置。
［Ｃ４５］
第３のベースバンド入力として前記直交ベースバンド信号を受信し、第３のＬＯ入力として４位相ＬＯ信号の第３のセットを受信するための手段をさらに備え、ここにおいて、前記第１の４位相ＬＯ信号、前記第２の４位相ＬＯ信号、および前記第３の４位相ＬＯ信号の各々が３３％デューティサイクルである、Ｃ３３に記載の装置。

Claims (14)

  1. 少なくとも１つの直交受動ミキサを使用して差動ベースバンド信号を高調波除去アップコンバートするための方法であって、前記方法が、
    第１のベースバンド入力としてスケーリングされた第１の抵抗を介して直交差動ベースバンド信号を受信し、第１の局部発振器（ＬＯ）入力として多相ＬＯ信号の第１のセットを受信することと、
    第２のベースバンド入力としてスケーリングされた第２の抵抗を介して前記直交差動ベースバンド信号を受信し、第２のＬＯ入力として多相ＬＯ信号の第２のセットを受信することと、
    第１のアップコンバート出力と第１の逆アップコンバート出力とを生成することと、両方が前記第１のベースバンド入力と前記第１のＬＯ入力とを使用する、
    第２のアップコンバート出力と第２の逆アップコンバート出力とを生成することと、両方が前記第２のベースバンド入力と前記第２のＬＯ入力とを使用する、
    前記第２のアップコンバート出力に前記第１のアップコンバート出力を直接接続し、前記結果を第１の増幅器入力に印加することと、
    前記第２の逆アップコンバート出力に前記第１の逆アップコンバート出力を直接接続し、前記結果を第２の増幅器入力に印加することと、
    前記第１および第２の増幅器入力に少なくとも部分的に基づいて少なくとも１つの除去高調波スプリアス混合積をもつアップコンバート信号を送信することと
    を備え、
    多相ＬＯ信号の前記第１のセットが４位相ＬＯ信号の第１のセットを備え、多相ＬＯ信号の前記第２のセットが４位相ＬＯ信号の第２のセットを備え、
    ４位相直交ＬＯ信号の前記第１のセット内の各信号が、４位相直交ＬＯ信号の前記第２のセット中の対応する信号に対して６０度だけシフトされ、４位相ＬＯ信号の前記第１のセットが、３３％デューティサイクルであり、４位相ＬＯ信号の前記第２のセットが、６６％デューティサイクルである、方法。
  2. 少なくとも１つの直交受動ミキサを使用して差動ベースバンド信号を高調波除去アップコンバートするための方法であって、前記方法が、
    第１のベースバンド入力としてスケーリングされた第１の抵抗を介して直交差動ベースバンド信号を受信し、第１の局部発振器（ＬＯ）入力として多相ＬＯ信号の第１のセットを受信することと、
    第２のベースバンド入力としてスケーリングされた第２の抵抗を介して前記直交差動ベースバンド信号を受信し、第２のＬＯ入力として多相ＬＯ信号の第２のセットを受信することと、
    第１のアップコンバート出力と第１の逆アップコンバート出力とを生成することと、両方が前記第１のベースバンド入力と前記第１のＬＯ入力とを使用する、
    第２のアップコンバート出力と第２の逆アップコンバート出力とを生成することと、両方が前記第２のベースバンド入力と前記第２のＬＯ入力とを使用する、
    前記第２のアップコンバート出力に前記第１のアップコンバート出力を直接接続し、前記結果を第１の増幅器入力に印加することと、
    前記第２の逆アップコンバート出力に前記第１の逆アップコンバート出力を直接接続し、前記結果を第２の増幅器入力に印加することと、
    前記第１および第２の増幅器入力に少なくとも部分的に基づいて少なくとも１つの除去高調波スプリアス混合積をもつアップコンバート信号を送信することと
    を備え、
    多相ＬＯ信号の前記第１のセットが４位相ＬＯ信号の第１のセットを備え、多相ＬＯ信号の前記第２のセットが４位相ＬＯ信号の第２のセットを備え、
    第３のベースバンド入力としてスケーリングされた第３の抵抗を介して前記直交差動ベースバンド信号を受信し、第３のＬＯ入力として４位相ＬＯ信号の第３のセットを受信することをさらに備え、ここにおいて、前記第１、第２、および第３の４位相ＬＯ信号の各々が、３３％デューティサイクルであり、４位相直交ＬＯ信号の前記第１のセット内の各信号が、４位相直交ＬＯ信号の他の２つのセット中の対応する信号に対して６０度だけシフトされる、方法。
  3. 関連ファクタ１によって前記第１のベースバンド入力をスケーリングすることと、
    関連ファクタ１によって前記第２のベースバンド入力をスケーリングすることと
    をさらに備える、請求項１に記載の方法。
  4. 前記第１のアップコンバート出力および前記第１の逆アップコンバート出力がスケールド抵抗ファクタ１を有し、前記第２のアップコンバート出力および前記第２の逆アップコンバート出力がスケールド抵抗ファクタ１を有する、請求項３に記載の方法。
  5. 関連ファクタ１によって前記第１のベースバンド入力をスケーリングすることと、
    関連ファクタ１によって前記第２のベースバンド入力をスケーリングすることと、
    関連ファクタ１によって前記第３のベースバンド入力をスケーリングすることと
    をさらに備える、請求項２に記載の方法。
  6. 第３のアップコンバート出力と第３の逆アップコンバート出力とを生成することと、両方が前記第３のベースバンド入力と前記第３のＬＯ入力とを使用する、
    前記第１のアップコンバート出力と前記第２のアップコンバート出力とに前記第３のアップコンバート出力を直接接続し、前記結果を前記第１の増幅器入力に印加することと、 前記第１の逆アップコンバート出力と前記第２の逆アップコンバート出力とに前記第３の逆アップコンバート出力を直接接続し、前記結果を第３の第２の増幅器入力に印加することと
    をさらに備える、請求項５に記載の方法。
  7. 前記第１のアップコンバート出力および前記第１の逆アップコンバート出力がスケールド抵抗ファクタ１を有し、前記第２のアップコンバート出力および前記第２の逆アップコンバート出力がスケールド抵抗ファクタ１を有し、前記第３のアップコンバート出力および前記第３の逆アップコンバート出力がスケールド抵抗ファクタ１を有する、請求項６に記載の方法。
  8. 差動ベースバンド信号を高調波除去アップコンバートするための装置であって、前記装置が、
    第１のベースバンド入力としてスケーリングされた第１の抵抗を介して直交差動ベースバンド信号を受信し、第１の局部発振器（ＬＯ）入力として多相ＬＯ信号の第１のセットを受信するための手段と、
    第２のベースバンド入力としてスケーリングされた第２の抵抗を介して前記直交差動ベースバンド信号を受信し、第２のＬＯ入力として多相ＬＯ信号の第２のセットを受信するための手段と、
    第１のアップコンバート出力と第１の逆アップコンバート出力とを生成するための手段と、両方が前記第１のベースバンド入力と前記第１のＬＯ入力とを使用する、
    第２のアップコンバート出力と第２の逆アップコンバート出力とを生成するための手段と、両方が前記第２のベースバンド入力と前記第２のＬＯ入力とを使用する、
    前記第２のアップコンバート出力に前記第１のアップコンバート出力を直接接続し、前記結果を第１の増幅器入力に印加するための手段と、
    前記第２の逆アップコンバート出力に前記第１の逆アップコンバート出力を直接接続し、前記結果を第２の増幅器入力に印加するための手段と、
    前記第１および第２の増幅器入力に少なくとも部分的に基づいて少なくとも１つの除去高調波スプリアス混合積をもつアップコンバート信号を送信するための手段と
    を備え、
    多相ＬＯ信号の前記第１のセットが４位相ＬＯ信号の第１のセットを備え、多相ＬＯ信号の前記第２のセットが４位相ＬＯ信号の第２のセットを備え、
    ４位相直交ＬＯ信号の前記第１のセット内の各信号が、４位相直交ＬＯ信号の前記第２のセット中の対応する信号に対して６０度だけシフトされ、４位相ＬＯ信号の前記第１のセットが、３３％デューティサイクルであり、４位相ＬＯ信号の前記第２のセットが、６６％デューティサイクルである、装置。
  9. 差動ベースバンド信号を高調波除去アップコンバートするための装置であって、前記装置が、
    第１のベースバンド入力としてスケーリングされた第１の抵抗を介して直交差動ベースバンド信号を受信し、第１の局部発振器（ＬＯ）入力として多相ＬＯ信号の第１のセットを受信するための手段と、
    第２のベースバンド入力としてスケーリングされた第２の抵抗を介して前記直交差動ベースバンド信号を受信し、第２のＬＯ入力として多相ＬＯ信号の第２のセットを受信するための手段と、
    第１のアップコンバート出力と第１の逆アップコンバート出力とを生成するための手段と、両方が前記第１のベースバンド入力と前記第１のＬＯ入力とを使用する、
    第２のアップコンバート出力と第２の逆アップコンバート出力とを生成するための手段と、両方が前記第２のベースバンド入力と前記第２のＬＯ入力とを使用する、
    前記第２のアップコンバート出力に前記第１のアップコンバート出力を直接接続し、前記結果を第１の増幅器入力に印加するための手段と、
    前記第２の逆アップコンバート出力に前記第１の逆アップコンバート出力を直接接続し、前記結果を第２の増幅器入力に印加するための手段と、
    前記第１および第２の増幅器入力に少なくとも部分的に基づいて少なくとも１つの除去高調波スプリアス混合積をもつアップコンバート信号を送信するための手段と
    を備え、
    多相ＬＯ信号の前記第１のセットが４位相ＬＯ信号の第１のセットを備え、多相ＬＯ信号の前記第２のセットが４位相ＬＯ信号の第２のセットを備え、
    第３のベースバンド入力としてスケーリングされた第３の抵抗を介して前記直交差動ベースバンド信号を受信し、第３のＬＯ入力として４位相ＬＯ信号の第３のセットを受信することをさらに備え、ここにおいて、前記第１、第２、および第３の４位相ＬＯ信号の各々が、３３％デューティサイクルであり、４位相直交ＬＯ信号の前記第１のセット内の各信号が、４位相直交ＬＯ信号の他の２つのセット中の対応する信号に対して６０度だけシフトされる、装置。
  10. 関連ファクタ１によって前記第１のベースバンド入力をスケーリングするための手段と、
    関連ファクタ１によって前記第２のベースバンド入力をスケーリングするための手段と
    をさらに備える、請求項８に記載の装置。
  11. 前記第１のアップコンバート出力および前記第１の逆アップコンバート出力がスケールド抵抗ファクタ１を有し、前記第２のアップコンバート出力および前記第２の逆アップコンバート出力がスケールド抵抗ファクタ１を有する、請求項１０に記載の装置。
  12. 関連ファクタ１によって前記第１のベースバンド入力をスケーリングするための手段と、
    関連ファクタ１によって前記第２のベースバンド入力をスケーリングするための手段と、
    関連ファクタ１によって前記第３のベースバンド入力をスケーリングするための手段と
    をさらに備える、請求項９に記載の装置。
  13. 第３のアップコンバート出力と第３の逆アップコンバート出力とを生成するための手段と、両方が前記第３のベースバンド入力と前記第３のＬＯ入力とを使用する、
    前記第１のアップコンバート出力と前記第２のアップコンバート出力とに前記第３のアップコンバート出力を直接接続し、前記結果を前記第１の増幅器入力に印加するための手段と、
    前記第１の逆アップコンバート出力と前記第２の逆アップコンバート出力とに前記第３の逆アップコンバート出力を直接接続し、前記結果を第３の第２の増幅器入力に印加するための手段と
    をさらに備える、請求項１２に記載の装置。
  14. 前記第１のアップコンバート出力および前記第１の逆アップコンバート出力がスケールド抵抗ファクタ１を有し、前記第２のアップコンバート出力および前記第２の逆アップコンバート出力がスケールド抵抗ファクタ１を有し、前記第３のアップコンバート出力および前記第３の逆アップコンバート出力がスケールド抵抗ファクタ１を有する、請求項１３に記載の装置。
JP2016517303A 2013-09-27 2014-09-22 高調波除去受動周波数アップコンバータ Active JP6449258B2 (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14/040,066 US9071197B2 (en) 2013-09-27 2013-09-27 Harmonic rejective passive up converter
US14/040,066 2013-09-27
PCT/US2014/056763 WO2015047942A1 (en) 2013-09-27 2014-09-22 Harmonic rejective passive frequency up converter

Publications (3)

Publication Number Publication Date
JP2016532336A JP2016532336A (ja) 2016-10-13
JP2016532336A5 JP2016532336A5 (ja) 2017-10-05
JP6449258B2 true JP6449258B2 (ja) 2019-01-09

Family

ID=51660073

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2016517303A Active JP6449258B2 (ja) 2013-09-27 2014-09-22 高調波除去受動周波数アップコンバータ

Country Status (6)

Country Link
US (1) US9071197B2 (ja)
EP (1) EP3050210B1 (ja)
JP (1) JP6449258B2 (ja)
KR (1) KR20160060700A (ja)
CN (1) CN105594120B (ja)
WO (1) WO2015047942A1 (ja)

Families Citing this family (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9197161B2 (en) 2009-09-03 2015-11-24 Qualcomm Incorporated Driving a mixer with a differential lo signal having at least three signal levels
EP2624463B1 (en) * 2012-02-03 2015-04-15 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (PUBL) Down-conversion circuit with interference detection
US9203385B2 (en) 2012-12-21 2015-12-01 Qualcomm Incorporated Signal component rejection
CN104052407B (zh) * 2014-05-22 2018-06-22 晨星半导体股份有限公司 一种抑制谐波信号的方法及装置
US10116289B2 (en) * 2014-12-09 2018-10-30 Mediatek Inc. Signal processing circuit for mitigating pulling effect and associated method
US9356636B1 (en) * 2015-02-06 2016-05-31 University Of Macau RF-to-BB-current-reuse wideband receiver with parallel N-path active/passive mixers
WO2016169626A1 (en) * 2015-04-24 2016-10-27 U-Blox Ag Method and apparatus for mixing signals using charge canceller circuit
US10171034B2 (en) * 2016-04-08 2019-01-01 Mediatek Inc. Phase-rotated harmonic-rejection mixer apparatus
US10419046B2 (en) 2016-05-26 2019-09-17 Mediatek Singapore Pte. Ltd Quadrature transmitter, wireless communication unit, and method for spur suppression
US10009050B2 (en) 2016-05-26 2018-06-26 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Quadrature transmitter, wireless communication unit, and method for spur suppression
US10044321B2 (en) * 2016-08-02 2018-08-07 Samsung Electronics Co., Ltd System and method for linearizing a transmitter by rejecting harmonics at mixer output
KR102547294B1 (ko) * 2016-10-31 2023-06-22 삼성전자주식회사 반도체 장치 및 반도체 장치의 동작 방법
US10348528B2 (en) 2016-11-11 2019-07-09 Qualcomm Incorporation Systems and methods to provide upconverting with notch filtering
US11165521B2 (en) 2016-12-13 2021-11-02 Amimon Ltd. Analog signal transmission with multiple antennas
US10305428B1 (en) 2017-12-15 2019-05-28 Qualcomm Incorporated Passive mixer
US10476538B2 (en) * 2018-02-22 2019-11-12 Lg Electronics Inc. Method of controlling harmonics and mobile terminal performing thereof
WO2019164052A1 (en) * 2018-02-22 2019-08-29 Lg Electronics Inc. Method of controlling harmonics and mobile terminal performing thereof
WO2019197040A1 (en) * 2018-04-13 2019-10-17 Huawei Technologies Co., Ltd. Electrical circuit for filtering a local oscillator signal and harmonic rejection mixer
EP4018546A4 (en) 2019-08-23 2022-10-19 Samsung Electronics Co., Ltd. DEVICE AND METHOD FOR UPCONVERTING SIGNALS IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM
CN111211737B (zh) * 2020-03-03 2024-05-31 芯原微电子(上海)股份有限公司 高谐波抑制比混频电路
CN115769488A (zh) * 2020-05-30 2023-03-07 华为技术有限公司 双三相谐波抑制收发器
US11356136B2 (en) * 2020-09-08 2022-06-07 Shenzhen GOODIX Technology Co., Ltd. Harmonic rejection in multiphase signals
US11804804B2 (en) * 2020-09-14 2023-10-31 Analog Devices, Inc. Programmable harmonic rejection mixer (HRM)/subharmonic mixer (SHM) topology
CN112702022B (zh) * 2020-12-28 2021-11-23 北京力通通信有限公司 低噪声大带宽信号处理装置
US11502717B2 (en) 2021-01-22 2022-11-15 Qualcomm Incoporated Multiple element mixer with digital local oscillator synthesis
CN115085744A (zh) * 2021-03-12 2022-09-20 瑞昱半导体股份有限公司 发射器
CN115664346A (zh) * 2022-10-12 2023-01-31 北京博瑞微电子科技有限公司 一种混频器阵列、混频器、发射机及接收机
CN116683873B (zh) * 2023-05-26 2024-02-02 电子科技大学 谐波抑制上变频器电路、芯片及脉冲发生器

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7299025B1 (en) * 2003-06-09 2007-11-20 National Semiconductor Corporation Harmonic rejection gated-switching mixer
EP2173038B1 (en) * 2004-12-10 2012-01-25 Maxlinear, Inc. Harmonic reject receiver architecture and mixer
JP2006253017A (ja) * 2005-03-11 2006-09-21 Sumitomo Wiring Syst Ltd ジョイントコネクタ
US7509110B2 (en) 2005-03-14 2009-03-24 Broadcom Corporation High-order harmonic rejection mixer using multiple LO phases
US8145155B2 (en) 2005-09-06 2012-03-27 Mediatek, Inc. Passive mixer and high Q RF filter using a passive mixer
US20080194222A1 (en) * 2007-02-14 2008-08-14 Realtek Semiconductor Corp. Mixing apparatus and method
WO2008139390A1 (en) 2007-05-11 2008-11-20 Nxp B.V. Dual-mode mixer circuit and method
US8072255B2 (en) * 2008-01-07 2011-12-06 Qualcomm Incorporated Quadrature radio frequency mixer with low noise and low conversion loss
US8433277B2 (en) 2008-04-23 2013-04-30 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Passive mixer and four-phase clocking method and apparatus
US7945230B2 (en) 2008-05-09 2011-05-17 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Time-multiplexed common mode feedback for passive quadrature RF mixers
US8724736B2 (en) 2008-09-05 2014-05-13 Icera, Inc. Passive transmitter architecture with switchable outputs for wireless applications
JP5436455B2 (ja) * 2009-01-29 2014-03-05 パナソニック株式会社 ハーモニックリジェクションミキサ
US8606210B2 (en) * 2009-02-04 2013-12-10 Nxp, B.V. Polyphase harmonic rejection mixer
EP2246975B1 (en) * 2009-04-28 2014-02-26 Nxp B.V. Calibration of passive harmonic-rejection mixer
WO2011097366A2 (en) 2010-02-04 2011-08-11 Cornell University Wireless communication device and system
US8798553B2 (en) * 2010-09-09 2014-08-05 Nec Corporation Signal processing circuit, signal processing method and control program recording medium
US8583072B1 (en) * 2010-12-21 2013-11-12 Csr Technology Inc. Multiphase local oscillator generator circuit for a broadband tuner device

Also Published As

Publication number Publication date
KR20160060700A (ko) 2016-05-30
US9071197B2 (en) 2015-06-30
CN105594120A (zh) 2016-05-18
EP3050210B1 (en) 2019-03-13
EP3050210A1 (en) 2016-08-03
JP2016532336A (ja) 2016-10-13
WO2015047942A1 (en) 2015-04-02
US20150094004A1 (en) 2015-04-02
CN105594120B (zh) 2018-10-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6449258B2 (ja) 高調波除去受動周波数アップコンバータ
KR101066054B1 (ko) 주파수 변환을 위한 시스템, 방법 및 장치
US7471939B2 (en) Multiplier and radio communication apparatus using the same
Shrestha et al. A polyphase multipath technique for software-defined radio transmitters
US10326432B2 (en) Harmonic multiplier architecture
US7912429B2 (en) LO 2LO upconverter for an in-phase/quadrature-phase (I/Q) modulator
US8938204B2 (en) Signal generator circuit and radio transmission and reception device including the same
JP5360210B2 (ja) ポリフェーズフィルタ及びそれを有するシングルサイドバンドミキサ
JP4478451B2 (ja) 高調波ミクサ
JP2007306573A (ja) 周波数アップコンバータ及び周波数ダウンコンバータ
Subhan et al. Towards suppression of all harmonics in a polyphase multipath transmitter
US9634609B2 (en) Switching circuit
JP5918360B2 (ja) 高出力電力デジタル送信器
US7302011B1 (en) Quadrature frequency doubling system
US20100112973A1 (en) Generation of a composite mitigation signalwith a desired spectral energy distrubution
US10594342B1 (en) Power amplifying system and associated power amplifying method for bluetooth device
WO2016125600A1 (ja) 信号処理装置および方法
Camponeschi et al. A X-Band ${\rm I}/{\rm Q} $ Upconverter in 65 nm CMOS for High Resolution FMCW Radars
JP5573308B2 (ja) 電子回路
JP4255875B2 (ja) 広帯域４５度移相器
TW201448450A (zh) 具低轉換損耗之奇數多倍頻裝置
WO2003007471A2 (en) Mixer
JP2010109716A (ja) 信号生成回路及びその信号生成方法
WO2015001924A1 (ja) 周波数変換器
US9319076B2 (en) Modulation method for improving signal conversion gain and high-gain modulator thereof

Legal Events

Date Code Title Description
A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20170824

A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20170824

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20180815

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20180821

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20180926

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20181106

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20181205

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6449258

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250