JP2007306573A - 周波数アップコンバータ及び周波数ダウンコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】受信ＲＦ信号周波数よりかなり低い単一のローカル発信器周波数のみを要する利点を有する２段階のベースバンド及びＲＦ間の周波数をコンバートする直交低調波の周波数ダウンコンバータ及び周波数アップコンバータの提供。
【解決手段】ＲＦ信号をベースバンドに変換する周波数ダウンコンバータ（ＦＤＣ）及びベースバンド信号をＲＦに変換する周波数アップコンバータは、単一のローカル発信器の直交２成分を使用する。ＦＤＣについては、ＲＦ信号が低調波ミキサ（２０４）内でローカル発信器信号（ＬＯ）の両成分と混合され、ＬＯの２倍からＲＦ周波数を減じた周波数で周波数成分を有する中間周波数（ＩＦ）出力信号を生成する。ＩＦ信号は次に２分割され、ＩＦ信号を同一のＬＯのＩ成分と混合すると共に同一のＬＯのＱ成分と別に混合し、ベースバンドでＩ成分及びＱ成分を有する出力信号を生成する直交ミキサ（２０６）に供給される。
【選択図】図２

Description

本発明は、携帯電話通信システム、及びテレビ及びラジオ通信システム等のレーダ及び無線通信システムに関する。

一般に、任意のタイプの無線通信システムにおいて、ベースバンドの音声又はデータ信号は、無線周波数（ＲＦ）搬送周波数上で搬送される。このため、回路は、ＲＦ搬送信号上にベースバンド信号を置く送信器に設けられねばならない。この処理は一般に周波数アップコンバージョンと称され、この処理を実行する回路は一般に周波数アップコンバータと呼ばれる。同様に受信器において、ベースバンド信号は、受信アンテナが拾った入力（incoming）ＲＦ受信信号から抽出されねばならない。この処理は一般に周波数ダウンコンバージョンと称され、この処理を実行する回路は一般に周波数ダウンコンバータと呼ばれる。

周波数アップコンバージョン及び周波数ダウンコンバージョンを実行するために共通に使用されるいくつかの技法がある。このような技法のひとつはヘテロダイン法である。ヘテロダイン法では、ＲＦ周波数Ｆ_RF及びベースバンド周波数Ｆ_BBの間の（いずれかの方向の）コンバージョンは２段階で行われる。すなわち、一例として周波数ダウンコンバージョンをとると、受信されたＲＦ信号は最初に、ＲＦ搬送信号から比較的離れて、例えばＲＦ搬送周波数の半分だけ離間した固定周波数Ｆ_LO1を有する第１ローカル発振器（ＬＯ₁）と混合される。ＲＦ信号及びＬＯ₁信号等の２信号が混合されると、Ｆ_RF＋Ｆ_LO1及びＦ_RF−Ｆ_LO1の側バンド周波数で信号を生成する。ミキサの出力は、Ｆ_RF＋Ｆ_LO1の側バンドを無くすために濾波される。Ｆ_RF−Ｆ_LO1の側バンドでの残りの信号は本明細書では、中間信号すなわち周波数Ｆ_IFにおけるＩＦ信号と称される。次に、その信号は、ＩＦ信号の中心周波数で同じ周波数を有する、すなわちＦ_LO2＝Ｆ_IFである第２ローカル発振器信号（ＬＯ₂）と混合される第２ミキサに取り入れられる。従って、第２ミキサの出力はＦ_IF−Ｆ_LO2の中心周波数を有する。上述したように、Ｆ_IF及びＦ_LO2は同じ周波数を有するので、Ｆ_IF−Ｆ_LO2＝０Hz、すなわちこの第２ミキサの出力の中心周波数は直流（すなわち０Hz）にある。従って、この第２ミキサの出力信号はベースバンドにあり、すなわちベースバンドデータ信号のみが残る。ベースバンド信号は次に、もちろんデータを抽出するために信号処理回路に供給される。
米国特許６８１０２４２号明細書 米国特許６８１３４８５号明細書

ヘテロダイン法の欠点の一つは、２個のローカル発振器及びその責務のある回路を要し、高価で複雑であることである。

このため、今日では、単一の段階でＲＦ周波数からベースバンドまで周波数ダウンコンバージョンを実行することが一般的である。これらの技法は直接コンバージョン技法と呼ばれる。直接コンバージョン技法は一般的に、二つの範疇、すなわち零ＩＦ技法及び低ＩＦ技法に入る。

図１（Ａ）は、零ＩＦ直接周波数ダウンコンバータを示すブロック図である。この技法において、増幅されたＲＦ信号を生成するために、ＲＦ信号が低ノイズ増幅器１０１に入力される。増幅されたＲＦ信号は二つに分割される。一方の枝は、ローカル発振器信号と混合する第１ミキサ１０３に供給され、このローカル発振器信号はＲＦ信号の中心周波数と周波数が等しい。他方の枝は、第１ローカル発振器信号と同じ周波数であるが90°位相がずれている第２ローカル発振器信号と混合する第２ミキサ１０５に供給される。２個のミキサ１０３，１０５の出力は、それぞれローパスフィルタ１０７，１０９を通り、受信器の入力での画像周波数を拒絶するために、中心が直流であり互いに90°位相がずれた二つのベースバンド信号を生成する。

図１（Ｂ）は、比較のために低ＩＦ周波数ダウンコンバータを示すブロック図である。この技法は、最終出力が実際には直流ではないことを除き、零ＩＦ技法と同様であるが、代わりにミキサの出力で直流オフセットに関連した問題を回避するため、及び低周波数ノイズを無くすために、０Hzから若干（例えば数ＭHz）変位している。この技法では、ＲＦ信号は、増幅されたＲＦ信号を生成するために低ノイズ増幅器１１１への入力である。増幅されたＲＦ信号は二つに分割される。一方の枝は、ローカル発振器信号と混合する第１ミキサ１１３に供給され、このローカル発振器信号はＲＦ信号の中心周波数から周波数が若干（例えば数ＭHz）オフセットしている。他方の枝は、第１ローカル発振器信号と同じ周波数であるが90°位相がずれている第２ローカル発振器信号と混合する第２ミキサ１１５に供給される。２個のミキサ１１３，１１５の出力は、それぞれバンドパスフィルタ１１７，１１９を通り、比較的低周波数（例えば数ＭHz）で互いに90°位相がずれた二つのベースバンド信号を生成する。

零ＩＦ周波数アップコンバージョン及び低ＩＦ周波数アップコンバージョンの段階は基本的には、零ＩＦ周波数ダウンコンバージョン及び低ＩＦ周波数ダウンコンバージョン要の段階と逆である。

図１（Ｃ）は、典型的な零ＩＦ直交直接周波数アップコンバータを示すブロック図である。二つの成分ＢＢ_I及びＢＢ_Qを有する直交ベースバンド信号は、最初に第１及び第２ローパスフィルタ１３８，１３９を通る。ローパスフィルタの出力は第１及び第２ミキサ１４１，１４２にそれぞれ供給され、直交ローカル発振器信号の２直交成分ＬＯ_I及びＬＯ_Qと混合される。ローカル発信器信号の周波数は所望のＲＦ送信周波数である。２個のミキサ１４１，１４２の出力は加算器１４４で合成される。加算器１４４の出力は増幅器１４６に供給される。増幅器１４６の出力は、送信用アンテナに転送されたＲＦ信号である。

零ＩＦ直接コンバージョン及び低ＩＦ直接コンバージョンの双方の利点は、異なる周波数での２個のローカル発振器ではなく、異なる２位相を有する単一のローカル発振器のみを必要とすることである。しかしながら、直接コンバージョンの重大な欠点は、Ｆ_RF周波数（又は低ＩＦ技法の場合、これに非常に近い周波数）に至るまで発振するローカル発振器を要する点である。一般的に、回路が作動する周波数が高いほど、回路はより複雑化し、より高価になる傾向がある。

低調波（sub-harmonic）ミキサも従来技術で公知である。従来の低調波ミキサにおいて、入力ＲＦ信号は、非線形性を得るために、入力ＲＦ信号の振幅に対して非常に大きな振幅を有するローカル発振器信号で混合される。これら非線形性のため、低調波ミキサは、ローカル発信器信号及び入力ＲＦ信号（Ｆ_LO−Ｆ_RF）間の差におけるのみならず、２Ｆ_LO−Ｆ_RF等の調波における出力信号を生成する。従って、低調波ミキサを使用することにより、ＲＦ信号中心周波数よりかなり低い周波数で発振すると共にベースバンド又は任意の所望のＩＦバンドで信号を依然として生成するローカル発信器を使用してもよい。例えば、24ＧHzでの受信ＲＦ信号から８ＧHzでの中間周波数信号を生成することが望ましいと仮定しよう。低調波混合の原理を使用すると、低調波ミキサを使用して８ＧHzでのローカル発信器信号を有するＲＦ信号を混合し、８ＧHzでの側バンド成分を有する出力を生成することができる。特に、８ＧHzは２Ｆ_LO−Ｆ_RFである。他方、従来のミキサを使用した場合、８ＧHz（すなわち、24ＧHz−16ＧHz＝８ＧHz）での周波数成分を有する出力信号を生成する16ＧHzで作動するローカル発信器を要するであろう。

10ＧHz又は24ＧHz以上の周波数で送信する、今日使用中又は開発中の無線通信システムがある。従って、これらの信号に関連する直接周波数アップコンバージョン及び周波数ダウンコンバージョンは、非常に高い周波数（それ故非常に複雑、高価）ローカル発信器及び位相ロックループ（ＰＬＬ）を要するであろう。

本発明の装置は、第１データ信号と同一のデータを含む第２データ信号に対して第１周波数が中心にあると共に第１周波数よりも低い第２周波数が中心にある第１データ信号を周波数ダウンコンバートして第１周波数で第１データ信号を受信することを含み、低調波ミキサ内で第１周波数の約１／３の第３周波数を有するローカル発信器信号と第１データ信号を混合して第１周波数及び第３周波数の調波周波数である第４周波数を有する第３データ信号を生成し、第３周波数で直交ローカル発信器信号の第１成分と第３データ信号を混合して第２周波数が中心にある第２データ信号の第１成分を生成し、第３周波数で直交ローカル発信器信号の第２成分と第３データ信号を混合して第２周波数が中心にある第２データ信号の第２成分を生成する。

本発明の装置は、第１データ信号として同じデータを含む第２データ信号に対して第１周波数が中心にあると共に第１周波数よりも高い第２周波数が中心にある第１データ信号を周波数アップコンバートして第２周波数の約１／３である第３周波数を有する、第１発信器信号、及び第１発信器信号とは位相が90°ずれている第２発信器信号を発生することを含み、第１データ信号を受信し、第１発信器信号と第１データ信号を混合して第１及び第２の周波数間の第４周波数が中心にある第３データ信号の第１成分を生成し、第２発信器信号と第１データ信号を混合して第４周波数が中心にあると共に第３データ信号の第１成分と位相が90°ずれている、第３データ信号の第２成分を生成し、第３データ信号の第１及び第２の成分を合成して合成された第３データ信号を生成し、低調波ミキサ内で第１及び第２の発信器信号の少なくとも一方と、合成された第３データ信号を混合して第３及び第４の周波数の調波周波数である第２周波数を有する第２データ信号を生成する。

以下、添付図面を参照して、本発明の好適な実施形態を詳細に説明する。

本発明は、受信ＲＦ信号周波数よりかなり低い単一のローカル発信器周波数のみを要する利点を有する２段階のベースバンド及びＲＦ間の周波数をコンバートする直交低調波の周波数ダウンコンバータ及び周波数アップコンバータに関する。

本発明は、単一のローカル発信器信号の直交する２成分を使用する。一例として第１段階でダウンコンバータを使用すると、ＲＦ信号は、多位相のローカル発信器信号（ＬＯ）信号を使用して低調波ミキサ内でＲＦ周波数の約１／３でＬＯの両成分、この場合は直交する２信号で混合し、ローカル発信器周波数の２倍からＲＦ周波数を減じた周波数、すなわち２Ｆ_LO−Ｆ_RF＝１／３Ｆ_RF＝Ｆ_IFを有する中間周波数（ＩＦ）出力信号を生成する。第２段階では、このＩＦ信号が２分割され、ＩＦ信号を同じローカル発信器信号のＩ成分と混合すると共にＩＦ信号を同じローカル発信器信号のＱ成分と別途混合する直交ミキサに供給され、Ｉ成分及びＱ成分からなるベースバンド付近で信号を生成する。特に、Ｆ_IF＝２Ｆ_LO−Ｆ_RFであり、ローカル発信器信号ＬＯは受信ＲＦ信号の中心周波数の１／３付近の周波数３Ｆ_LO＝Ｆ_RFを有するので、出力は３Ｆ_LO−Ｆ_RFで周波数成分を有する。従って、３Ｆ_LO−Ｆ_RFはベースバンド付近で０Hzである。

この解決策は、コンバージョンの２段階でＲＦ及びベースバンド間の効果的な周波数コンバージョンを許容するが、単一のローカル発信器を使用するだけである。さらに、ローカル発信器は、直接コンバージョン周波数コンバータのローカル発信器より低い周波数で発振する。従って、本発明は、従来の周波数コンバータより高価でも複雑でもない周波数コンバータを提供する。

図２（Ａ）は、本発明の原理に従った典型的な周波数ダウンコンバータ２００の基本部品を示すブロック図である。

最初に、アンテナから受信されたＲＦ信号は低ノイズ増幅器２０２で増幅される。増幅された受信ＲＦ信号は低調波ミキサ２０４の一入力に提供される。幹さ２０４は、同じ周波数を有するが互いに位相が90°ずれている、すなわち直交している２個のローカル発信器信号を受信するための異なる２入力端子を有する。これら２信号を以下ではＬＯ_I及びＬＯ_Qと称する。ローカル発信器は、ＲＦ信号周波数Ｆ_RFの１／３である周波数Ｆ_LOを有する。このため、単に一例として、ＲＦ信号が24ＧHzの周波数を有する場合、ローカル発信器が信号を生成する必要があるのは８ＧHzのみにおいてである。それ故、ローカル発信器を、より高周波数のローカル発信器を要する直接コンバージョンタイプの周波数ダウンコンバータにおけるよりも複雑でなく、コストを低減することができる。低調波ミキサ２０４は多位相ＬＯ信号を使用するので、ミキサ２０４からの信号出力は複数の調波成分を具備する。このため、Ｆ_RF−Ｆ_LO及びＦ_RF＋Ｆ_LOで通常の側バンド成分を生成する代わりに、２Ｆ_LO−Ｆ_RF及び２Ｆ_LO＋Ｆ_RFを含む調波の側バンド周波数成分を生成する。本技法で興味があるのは、中間周波数すなわちＩＦとして使用されるべき２Ｆ_LO−Ｆ_RFでの調波成分である。

低調波ミキサ２０４からのＩＦ信号出力が２分割され、ミキサ２０６ａ，２０６ｂからなる直交ミキサに供給される。ミキサ２０６ａはＩＦ信号をローカル発信器のＬＯ_I成分と混合するのに対し、ミキサ２０６ｂはＩＦ信号をローカル発信器のＬＯ_Q成分と混合する。これは、低調波ミキサ２０４で使用されるものと同じローカル発信器である。

従って、直交ミキサ２０６の出力は、互いに位相が90°ずれていて（Ｆ_IF＝２Ｆ_LO−Ｆ_RFであるので）３Ｆ_LO−Ｆ_RFでの周波数成分を有する２信号を具備する。ローカル発信器信号ＬＯは受信ＲＦ信号の中心信号の１／３の周波数を有するので、３Ｆ_LO＝Ｆ_RF、すなわち３Ｆ_LO−Ｆ_RF＝０Hzである。従って、これら２信号は直流（すなわちベースバンド）である。

以下ではＢＢ_I及びＢＢ_Qと称されたこれら二つのベースバンド直交信号はそれぞれ、元の受信ＲＦ信号上に搬送されたベースバンド信号を具備する。これら信号は、その信号に含まれるいかなるデータを抽出するために別の信号処理に転送される。

低調波ミキサ２０４を、図２（Ｂ）に示されるような非線形低調波ミキサに置換することができる。他の全ての部品は、図２（Ａ）に示されるものと本質的に同じである。ミキサ２８４は、図２（Ｂ）に関連して上述したミキサ２０４とは異なる種類の低調波ミキサである。ＲＦ信号をＬＯのＩ成分及びＱ成分の両方と混合する代わりに、ＲＦ信号のみをＬＯ信号の一成分、すなわちＬＯ_Iと混合する。しかし、ＬＯ_Iは、ミキサ内で非線形を生成するために、ＲＦ信号の振幅に対して非常に大きな振幅に増幅され、図２（Ａ）の実施形態にあるように、２Ｆ_LO−Ｆ_RF等のＦ_LO−Ｆ_RFの調波での成分を有する出力信号の発生という結果になる。

図３（Ａ）は、本発明の上述した典型的な実施形態に従った２段階周波数コンバージョンを示す。参照符号３０１で示されるように、入力信号は周波数Ｆ_RFを中心とする。低調波ミキサの出力は、周波数２Ｆ_LO−Ｆ_RFを中心とする対象の側バンド成分を有する。ローカル発信器信号がＲＦ信号周波数の１／３と等しい周波数にあると仮定すると、この中間周波数Ｆ_IF＝２Ｆ_LO−Ｆ_RF＝Ｆ_RF／３である。周波数２Ｆ_LO−Ｆ_RFでのＩＦ信号３０３が周波数Ｆ_LOでの同じローカル発信器信号と混合される第２ダウンコンバージョン段階において、本例においてＦ_LO＝Ｆ_RF／３及びＦ_IF＝Ｆ_RF／３であるので、信号はベースバンド信号３０５（０Hz）にさらにダウンコンバートされる。このため、Ｆ_LO＝Ｆ_IFであるのでＦ_IF−Ｆ_LO＝０である。

代わりに、必要なら、低ＩＦダウンコンバージョンの上述の利点を得るために、本発明の原理に従って低調波直交ミキサを構成し、直流から若干オフセットしたベースバンド信号を生成してもよい。これは、１／３Ｆ_RFより若干大きい又は若干小さいローカル発信器周波数を作成することにより達成される。１／３Ｆ_RFからのオフセット量は、ベースバンド信号がデジタル又はアナログ信号プロセッサにより処理できるのに十分に低い周波数を有するような量であるべきである。現在のところ、約１ＧHzの周波数でデータ信号を扱うデジタルプロセッサが公知である。従って、Ｆ_RF／３からのオフセット量は333.3ＭHz（すなわち１ＧHzの１／３）にすることができ、この数字はより高速でより大電力のプロセッサが入手可能になると増加するであろう。しかし、より好適には、現在入手可能なプロセッサでは、Ｆ_RF／３のオフセット量は、約100ＭHz又は200ＭHzの範囲内に保たれるべきである。

図３（Ｂ）は、低ＩＦの一実施形態用の周波数コンバージョン段階を示す。特に参照符号３１１で示されるように、入力信号は周波数Ｆ_RFにある。低調波ミキサは、その信号を、Ｆ_RF／３から若干オフセットした周波数を有するローカル発信器信号と混合する。本例において、信号はＦ_RF／３よりも若干大きい。このため、低調波ミキサの出力は、参照符号３１３で示されるように２Ｆ_LO−Ｆ_RFから若干オフセットした（すなわちＦ_RF／３から若干オフセットした）成分を有する。ＩＦ信号３１３が周波数Ｆ_RF／３での同じローカル発信器信号と混合される第２ダウンコンバージョン段階において、信号は、参照符号３１５で示されるように直流（０Hz）よりも若干高い中心周波数に変換される。

図４は、本回路４００の原理に従った直交低調波周波数ダウンコンバータの詳細な回路図を示す。図４は、回路４００の異なる一実施形態を示す。従って、アンテナからの入力ＲＦ電圧信号はＶ_RF+及びＶ_RF-として表わされる。アンテナからの入力ＲＦ電圧信号は、電圧・電流コンバータ４０２に入力され、２出力信号、すなわちＩ_RF+及びＩ_RF-を発生させる。これら２信号は、２個のスイッチ室（switch cell）４０４ａ，４０４ｂを具備する低調波コンバータ４０４の入力に置かれる。スイッチ室４０４ａはＩ_RF+及びＩ_RF-をローカル発信器信号の第１成分と混合するのに対し、スイッチ室４０４ｂは、Ｖ_LO/Iと同じ周波数であるが位相が90°異なる周波数を有するローカル発信器信号の第２成分Ｖ_LO/Qをスイッチ室４０４ａの出力と混合する。

従って、低調波ミキサ４０４の出力は、２Ｆ_LO−Ｆ_RFでの周波数成分を有する差信号を具備する。以下では、差信号の２成分をＩＦ＋及びＩＦ−と称する。２信号はそれぞれ２分割され、直交ミキサ４０６の入力に供給される。直交ミキサ４０６は２個のスイッチ室４０６ａ，４０６ｂを具備する。スイッチ室４０６ａは差信号をＶ_LO/Iと混合し、スイッチ室４０６ｂは差信号をＶ_LO/Qと混合する。従って、直交ミキサの出力は、入力ＲＦ信号上に搬送されたベースバンド信号であり、４信号ライン、すなわちＢＢ_I+，ＢＢ_I-，ＢＢ_Q+，ＢＢ_Q-を具備する。

これらベースバンド信号は次に、電圧コンバータ４０８ａ，４０８ｂにより電流信号から電圧信号に変換され、各々差信号を有し互いに位相が90°ずれた２差電圧信号Ｖ_BB/I及びＶ_BB/Qを生成する。換言すると、これらは、４出力信号ライン、すなわちＶ_BB/I+，Ｖ_BB/I-，Ｖ_BB/Q+，Ｖ_BB/Q-がある。

全スイッチは、本発明が例えばバイポーラ、ＣＭＯＳ、ＢｉＣＭＯＳ、ＭＯＳＦＥＴ及びＭＥＳＦＥＴを含む任意の合理的な技法で実施することができるという事実を強調するために図４に概略的に示される。

図５（Ａ）は、ＮＭＯＳ技法で実施された図４に示された低調波直交周波数ダウンコンバータの典型的な回路の実施形態である。特に、電圧・電流コンバータ４０２は、２個のトランジスタＭ１Ａ，Ｍ１Ｂとして実施される。Ｍ１Ａ，Ｍ１Ｂの電流端子は、Ｖ_DD及び接地の間に結合される。これら２個のトランジスタのゲートは、ＲＦ＋信号及びＲＦ−信号にそれぞれ結合される。低調波ミキサ４０４は、図示されるように４個のＮＭＯＳトランジスタによりそれぞれ実施される２個のスイッチ室４０４ａ，４０４ｂを具備する。上述したようにスイッチ室４０６ａ，４０６ｂを具備する直交ミキサ４０６は、低調波ミキサにあるように同じトランジスタ設計、すなわち図示されるように接続された４個のＮＭＯＳトランジスタを具備するトランジスタ設計を使用して実施される。最後に、電流・電圧コンバータ４０８は、抵抗５０１，５０２，５０３，５０４を使用する受動コンバータとして図示され、電流信号を電圧信号に変換する。

代わりに、電流・電圧コンバータは、図５（Ｂ）に示されたような能動回路部品で形成されてもよい。特に、作動オペアンプ５３８は、非反転入力及び反転入力でそれぞれＩ_BB+及びＩ_BB-を受信する。帰還抵抗５３９，５４０は、図示されるように、オペアンプ５３８の入力及び出力の間に結合される。

ベースバンド信号をＲＦ送信信号に周波数アップコンバートするための本発明に従った技法及び装置は基本的には、周波数ダウンコンバージョン処理用に上述したものと逆である。図６は、本発明の原理に従った低調波直交周波数アップコンバータ６００のブロック図である。図示されるように、成分ＢＢ_I及びＢＢ_Qを具備する直交ベースバンド信号は、直交ローカル発信器の直交成分ＬＯ_I及びＬＯ_Qと混合される直交ミキサ６０１第１及び第２のミキサ６０２，６０３の入力に供給される。再度典型例を示す目的で、ローカル発信器は、所望の１／３ＲＦ送信周波数の周波数を有すると仮定しよう。

ミキサ６０２，６０３の出力は、ローカル発信器の周波数からベースバンド信号の周波数を減じた周波数、及びローカル発信器の周波数にベースバンド信号の周波数を加算した周波数、すなわちＦ_LO＋/−Ｆ_BBを中心とする。本発明の零ＩＦタイプの一実施形態を仮定すると、ベースバンド信号の中心周波数は０Hzである。従って、ミキサ６０２，６０３の出力での信号の中間周波数Ｆ_IFはＦ_LO−０Hz＝Ｆ_LO、すなわち１／３Ｆ_RFである。

直交ミキサ６０１における２個のミキサ６０２，６０３の出力は、加算器６０４で合成される。加算器６０４の出力は、多位相低調波ミキサ６０５の一入力に供給される。多位相低調波ミキサは、この合成信号を、直交ミキサ６０１で使用された同じローカル発信器信号ＬＯ_I及びＬＯ_Qと混合される。低調波ミキサ６０５の出力は、Ｆ_LO＝Ｆ_IF＝１／３Ｆ_RFであるので、２Ｆ_LO＋Ｆ_LO＝３Ｆ_LO＝Ｆ_RFとも記載される少なくとも２Ｆ_LO＋Ｆ_IFでの周波数成分を含む種々の調波での成分を具備する。２Ｆ_LO−Ｆ_LO＝Ｆ_LOにおける調波等の低調波ミキサの出力に含まれるほかの周波数成分は、簡単に濾波することができる。

上述の説明は、本発明の零ＩＦタイプの実施形態に関するものである。低ＩＦタイプの一実施形態において、これらの周波数は、代わりに２Ｆ_LO＋Ｆ_LO＋/−Ｆ_BB＝３Ｆ_LO＋/−Ｆ_BBになるであろう。

低調波６０５の直交出力は、それらが増幅される電力増幅器６０７に提供される。増幅器６０７の出力は送信用アンテナに転送される。

図６の周波数アップコンバータ６００の信号経路におそらく込み込まれる種々のフィルタは、本発明を分かり難くしないようにするために図示していない。しかし、Ｆ_RF以外の周波数での周波数成分をバンドパス濾波するための上述のフィルタを電力増幅器６０７の直前に配置することは、当業者には明白であろう。また、ＢＢ_I及びＢＢ_Qをローパス濾波するために、直交ミキサ６０１の各ミキサ６０２，６０３の前にローパスフィルタがおそらく配置されるであろう。

図７は、図６の周波数アップコンバータの詳細図であり、コンバータの異なる実施形態７００を示す。

図示されるように、ベースバンド入力信号Ｖ_BB/I，Ｖ_BB/Qは、電圧・電流コンバータにより電圧領域から電流領域へ電圧・電流変換段階７０１で変換される。電圧・電流コンバータ段階７００の４個の異なる直交出力は、直交ミキサ６０１の２個のスイッチ室７０５ａ，７０５ｂに送られる。図６との関連で上述したように、出力が合成され、低調波ミキサ６０５に供給される。多位相低調波ミキサ６０５は、図６との関連で上述したようにＩＦ差信号が直交ローカル発信器信号と混合される２個のスイッチ室７０７ａ，７０７ｂを具備することができる。図示されているように、多位相低調波ミキサは、直列に結合された２個のスイッチ室７０７ａ，７０７ｂを具備する。各スイッチ室は、合成された差ＩＦ信号をローカル発信器のＱ成分と混合すると共にローカル発信器信号のＩ成分と混合する（逆もまた同様）。混合の順序、すなわちＩＦ信号を最初にローカル発信器のＩ成分又はＱ成分のいずれかと混合するかは、無関係である。どちらの順序でも容認できる。低調波ミキサの差出力は電流・電圧コンバータ７０９に供給される。増幅が必要な場合、増幅器（図示せず）をコンバータ７０９の後に配置してもよい。所望のＲＦ出力周波数での差出力電圧信号は次に、送信用アンテナに供給される。

スイッチ室７０５ａ，７０５ｂ，７０７ａ，７０７ｂは、例えば図５に示された典型的な周波数ダウンコンバータで使用されるスイッチ室と同一に実施することができる。

本明細書に開示された周波数アップコンバータ、周波数ダウンコンバータ及び装置は、ＲＦ送信周波数よりかなり低い周波数でのローカル発信器信号を使用する超高周波での作動を可能にする。この解決策の主な利点には、ローカル発信器用に単一の周波数合成器のみを要することが含まれる。また、合成器は、ＲＦ送信／受信周波数、すなわち１／３よりもかなり低い周波数で作動する。さらに、技法は、両周波数変換段階を実行するために、同一周波数で互いに位相が90°異なった２ローカル発信器信号のみを要する。また、ローカル発信器信号を、より正確に、低コスト且つより低電力で発生させることができる。

本発明は、通信用途又はレーダ用途の新たな高周波規格の必要性に対し、低電力且つ低コストの解決策を提供する。

本発明の特定実施形態を説明したが、当業者には種々の変形、変更及び改良が容易に想起されよう。本開示により明白になったこのような変形、変更及び改良は本明細書に明示していなくても本明細書の一部であることが意図されており、本発明の真髄の範囲内であることが意図されている。従って、上述の説明は、例示目的であって本発明を限定することを意図したものではない。本発明は、特許請求の範囲に規定されるもの及びその等価物にのみ限定される。

（Ａ）従来技術の典型的な零ＩＦ直交周波数ダウンコンバータ回路を示すブロック図であり、（Ｂ）従来技術の典型的な低ＩＦ直交周波数ダウンコンバータ回路を示すブロック図であり、（Ｃ）従来技術の典型的な低ＩＦ直交周波数アップコンバータ回路を示すブロック図である。 （Ａ）本発明の原理に従った直交低調周波数ダウンコンバータのブロック図であり、（Ａ）本発明の原理に従った別の直交低調周波数ダウンコンバータのブロック図である。 本発明の原理に従った周波数ダウンコンバージョン段階を示すグラフである。 本発明の原理に従った直交低調周波数ダウンコンバータの概略図である。 （Ａ）本発明の可能な一実施形態に従った直交低調周波数ダウンコンバータの回路図であり、（Ｂ）（Ａ）の電流−電圧コンバータ回路の別の一実施形態の概略図である。 本発明の原理に従った直交低調周波数アップコンバータの概略図である。 本発明の可能な一実施形態に従った直交低調周波数アップコンバータの回路図である。

符号の説明

２００ 周波数ダウンコンバータ
２０２ 増幅器
２０４ 低調波ミキサ
２０６ 直交ミキサ
２０６ａ 第１ミキサ部品
２０６ｂ 第２ミキサ部品
４０２ 電圧・電流コンバータ
４０８ａ，４０８ｂ 電流・電圧コンバータ
６００ 周波数アップコンバータ
６０１ 直交ミキサ
６０２ 第１ミキサ部品
６０３ 第２ミキサ部品
６０４ 合成回路（加算器）
６０５ 低調波ミキサ
６０７ 増幅器
７０１ 電圧・電流コンバータ
７０９ 電流・電圧コンバータ

Claims (20)

1. 第１データ信号と同一のデータを含む第２データ信号に対して第１周波数が中心にあると共に前記第１周波数よりも低い第２周波数が中心にある前記第１データ信号を変換する周波数ダウンコンバータ（２００）であって、
   第1位相を有する第1成分、及び該第1成分とは位相が90°異なる第２位相を有する第２成分を有する直交信号を、前記第１周波数の約１／３である第３周波数で発生させるローカル発信器と、
   第１入力端子で前記第１データ信号を受信するよう結合されると共に、第２及び第３入力端子で前記ローカル発信器の信号における前記第１及び第２の成分の少なくとも一方を受信するよう結合され、前記第１周波数及び前記第３周波数の調波周波数である第４周波数を有する第３データ信号を発生する低調波ミキサ（２０４）と、
   第１ミキサ部品（２０６ａ）及び第２ミキサ部品（２０６ｂ）を有する直交ミキサ（２０６）とを具備し、
   前記第１ミキサ部品は、前記第３データ信号を前記直交ローカル発信器信号の第１成分と混合するように結合されて前記第２周波数が中心にある前記第２データ信号の第１成分を生成し、
   前記第２ミキサ部品は、前記第３データ信号を前記直交ローカル発信器信号の第２成分と混合するように結合されて前記第２周波数が中心にある前記第２データ信号の第２成分を生成することを特徴とする周波数ダウンコンバータ。
2. 前記第１データ信号は、無線周波数搬送信号上に搬送されるベースバンドデータ信号を具備することを特徴とする請求項１記載の周波数ダウンコンバータ。
3. 前記第２データ信号は０Hzが中心にあることを特徴とする請求項２記載の周波数ダウンコンバータ。
4. 前記第２データ信号は０Hz以外の周波数が中心にあることを特徴とする請求項２記載の周波数ダウンコンバータ。
5. 前記第３周波数は前記第１周波数の１／３であることを特徴とする請求項３記載の周波数ダウンコンバータ。
6. 前記第３周波数は前記第１周波数の約１／３であることを特徴とする請求項４記載の周波数ダウンコンバータ。
7. 前記第３周波数は前記第１周波数の１／３の333.3ＭHzの範囲内にあることを特徴とする請求項６記載の周波数ダウンコンバータ。
8. 前記第４周波数における前記第３データ信号は、前記第３周波数の２倍から前記第１周波数を減じた周波数の調波を具備することを特徴とする請求項１記載の周波数ダウンコンバータ。
9. 前記低調波ミキサの前記第１入力端子及び前記第１データ信号間に結合された増幅器（２０２）をさらに具備することを特徴とする請求項１記載の周波数ダウンコンバータ。
10. 前記低調波ミキサの前記第１入力端子及び前記第１データ信号間に結合された電圧・電流コンバータ（４０２）と、
    出力端子及び前記直交ミキサに結合された入力端子を有する電流・電圧コンバータ（４０８ａ，４０８ｂ）と
    をさらに具備することを特徴とする請求項１記載の周波数ダウンコンバータ。
11. 第１データ信号と同一のデータを含む第２データ信号に対して第１周波数が中心にあると共に前記第１周波数よりも高い第２周波数が中心にある前記第１データ信号を変換する周波数アップコンバータ（６００）であって、
    第1位相を有する第1成分、及び該第1成分とは位相が90°異なる第２位相を有する第２成分を有する直交信号を、前記第２周波数の約１／３である第３周波数で発生させるローカル発信器と、
    前記第１データ信号を前記発信器信号の前記第１成分に混合するように結合されて第４周波数が中心にある第３データ信号の第１成分を生成する第１ミキサ部品（６０２）、及び前記第１データ信号を前記発信器信号の前記第２成分に混合するように結合されて前記第４周波数が中心にある前記第３データ信号の第２成分を生成する第２ミキサ部品（６０３）を有する直交ミキサ（６０１）と、
    前記第３データ信号の前記第１及び第２の成分を合成して合成後の第３データ信号を生成する合成回路（６０４）と、
    第１入力端子で前記合成後の第３データ信号を受信するよう結合されると共に、少なくとも第２入力端子で前記ローカル発信器の信号における前記第１及び第２の成分の少なくとも一方を受信するよう結合され、前記第３及び第４の周波数の調波周波数である前記第２周波数を有する前記第２データ信号を発生する低調波ミキサ（６０５）と、
    を具備することを特徴とする周波数アップコンバータ。
12. 前記第１データ信号は、無線周波数搬送信号上に搬送されるベースバンドデータ信号を具備することを特徴とする請求項１１記載の周波数アップコンバータ。
13. 前記第１データ信号は０Hzが中心にあることを特徴とする請求項１２記載の周波数アップコンバータ。
14. 前記第１データ信号は０Hz以外の周波数が中心にあることを特徴とする請求項１２記載の周波数アップコンバータ。
15. 前記第３周波数は前記第２周波数の１／３であることを特徴とする請求項１１記載の周波数アップコンバータ。
16. 前記第３周波数は前記第２周波数の約１／３であることを特徴とする請求項１４記載の周波数アップコンバータ。
17. 前記第３周波数は前記第２周波数の１／３の333.3ＭHzの範囲内にあることを特徴とする請求項１６記載の周波数アップコンバータ。
18. 前記第４周波数における前記第３データ信号は、前記第３周波数の２倍から前記第１周波数を減じた周波数の調波を具備することを特徴とする請求項１１記載の周波数アップコンバータ。
19. 前記第２データ信号を増幅するよう結合された増幅器（６０７）をさらに具備することを特徴とする請求項１１記載の周波数アップコンバータ。
20. 前記第１データ信号及び前記直交ミキサ間に結合された電圧・電流コンバータ（７０１）と、
    出力端子及び前記第２データ信号を受信するよう結合された入力端子を有する電流・電圧コンバータ（７０９）と
    をさらに具備することを特徴とする請求項１１記載の周波数アップコンバータ。

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