KR100911431B1 - 저조파 혼합기 - Google Patents

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Abstract

본 발명의 실시예에 의한 저조파 혼합기는, 국부발진(LO) 신호 및 RF 신호에 의해 스위칭 동작을 수행하는 제 1 및 제 2트랜지스터(Q1, Q2)가 구비된 믹서 코어부와; 상기 믹서 코어부에 구비된 트랜지스터의 비선형성을 극대화하는 바이어스를 인가하는 전원부(VCC)와; 상기 믹서 코어부에 RF 신호를 인가하는 RF 포트와; 상기 믹서 코어부에 LO 신호를 인가하는 LO 포트와; 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터에 인가되는 RF 신호가 서로 180도의 위상차를 가지도록 구비되는 제 1 위상 지연회로 및 제 2 위상 지연회로를 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.
Mixer, sub-harmonic

Description

저조파 혼합기{SUB HARMONIC MIXER}
본 발명은 저조파 혼합기에 관한 것으로, 특히 RF 신호 및 두 배의 국부발진기(2LO) 신호 각각의 격리특성을 개선시키도록 구현되는 직접 변환(Direct Conversion) 방식의 저조파 혼합기에 관한 것이다.
본 발명은 정보통신부 및 정보통신연구진흥원의 IT신성장동력핵심기술개발사업의 일환으로 수행한 연구로부터 도출된 것이다[과제관리번호: 2005-S-039-02, 과제명: 60GHz Pico Cell 통신용 SoP].
일반적으로 전파를 이용하는 무선통신 시스템에서 주파수 변환기는 안테나를 통해 입력되는 매우 작은 전력의 고주파(RF) 신호와, 시스템 내부의 국부발진기(Local Oscillaot)에서 출력되는 국부발진(LO) 신호를 입력받아서 두 신호 주파수 차이에 해당하는 기저대역의 주파수 신호로 변환하는 기능을 가진다. 이러한 주파수 변환은 두 신호를 곱하는 비선형 회로를 통해 간단히 이룰 수 있으므로 주파수 변환기는 일반적으로 아날로그 곱셈기 역할을 하는 코어부, 입출력 버퍼, 필터 등으로 구성된다.
주파수 변환기 회로의 일반적인 이론과 종래의 기술은 B. Razavi의 "RF Microelectronics" (Prentice Hall, 1998)와 Thomas Lee의 "The design of CMOS Radio-Frequency Integrated Circuits" (Cambridge University Press, 1998)에 기술되어 있다.
최근 많이 사용되는 0-IF시스템의 경우 0-IF란, 말 그대로 IF(중간 주파수)가 0Hz인, 다시 말해서 IF를 사용하지 않는 직접 변환(Direct Conversion) 방식을 지칭하는 말이다. 이것은 현재 널리 이용되는 수퍼헤테로다인(Super Heterodyne) 방식의 반대되는 개념이다.
즉, IF(중간 주파수)를 사용하지 않고 반송파(carrier)를 기저대역(baseband)으로 곧바로 끌어내리고 올리는 방식을 말한다. 엄밀히 따지자면 원래의 통신방식은 이러한 0-IF로 갔어야 하지만, 채널선택도를 비롯한 각종 문제로 인해 IF를 사용하는 방식으로 가게 된 것이다. 즉, 0-IF 방식은 사용하기에 장애가 되는 여러 가지 문제점을 안고 있다는 것이다.
그러나, 0-IF를 사용하면 IF가 없어서 표면 탄성파 필터(Surface Acoustic Wave Filter; SAW Filter) 등을 절약할 수 있기 때문에 단가절감, 무게 경량화, 시스템 1칩화 등이 가능하다는 강력한 장점이 있다.
그로 인해 GSM(Global System for Mobile communications)을 필두로 0-IF를 여러모로 개선하여 이동통신에서도 사용이 가능하도록 하려는 노력이 있었으며 이러한 노력이 성과를 거두어 최근에는 0-IF 방식을 사용하는 이동통신 시스템이 늘어나고 있다.
특히, 이와 같은 0-IF방식 내지 직접 변환 방식을 적용한 수신기(Direct Conversion Receiver; 이하 DCR)는 수퍼헤테로다인 수신기에 비하여 회로구성이 간단하며 하나의 집적회로로 구성하는 것이 용이하므로 저가로 소형제작이 가능하다.
그러나, DCR은 몇 가지 단점을 가지고 있다. DCR이 가진 문제점 중 하나는 혼합기에서 제공된 2차 혼변조 왜곡(IMD2)이다. IMD2는 혼합기가 본래 비선형 능동소자를 사용한다는 사실에 기인한다.
즉, 혼합기는 비선형 왜곡을 발생시킬 수 있으며, 상기 비선형 왜곡은 입력 주파수의 정수배로 발생하는 고조파 왜곡 또는 새로운 성분을 형성하기 위해 상이 한 성분이 곱해지는 상기 IMD2 형태를 취할 수 있다.
통상적으로는, 혼합기의 스위치 동작에 의해 국부 발진(LO) 신호는 구형파로서 효율적으로 동작하게 된다. 이러한 스위치 동작은 잡음 감소, 이득 증가, 장치 부정합과 변형 감지, 정확한 LO 길이 감지, 단순 설계를 비롯한 다수의 장점을 갖게 한다.
그러나, 이러한 스위치 동작은 "OMPs"(odd-order mixing products)를 생성하는 단점이 있다. 여기서, 상기 OMP는 일반적으로 하나의 입력과 또다른 입력의 홀수 고조파의 곱으로 정의된다.
이러한 단점은 상기 DCR에 저조파 혼합기가 채용됨으로써 극복될 수 있는 것으로, 상기 저조파 혼합기는 RF 신호와 LO 신호 경로 사이에서 유한한 분리 상태가 존재하여 격리함으로써 상기와 같은 단점을 극복할 수 있게 된다.
단, 종래의 저조파 혼합기의 경우 RF 신호 및 LO 신호가 합산기(combiner)로 입사되며, 능동소자에서 발생한 LO 고조파(harmonic)와 RF가 혼합(Mixing)되어 직접 ADC(Analog to Digital Converter)로 입력되나, 이 경우 보통 두 배의 국부발진기 신호(2LO)와 RF신호가 매우 인접한 주파수 성분을 갖기 때문에, 특히 밀리미터파 대역에서는 2LO와 RF의 격리도를 확보하기에 상당한 문제점을 가지게 된다.
이에 종래의 저조파 혼합기의 일 예로써 상기 격리특성을 향상시키기 위하여 길버트셀(Gillbert Cell) 혼합기 등을 이용하여 2LO 및 RF의 격리 특성을 개선시키고 있으나, 이는 트랜지스터의 개수가 증가하여 소모 전력이 크며 회로 구성이 복잡하여 반도체 직접회로 구성시 수율 저하의 원인이 되고 있다.
또한, 종래의 저조파 혼합기의 일 예로써 공개된 대한민국 특허(공개번호 : 10-2005-0055733)의 문헌을 보면 LO신호 후단과 믹서 전단에 45도 위상변위 회로를 사용하여 믹서 1단에서 만들어진 IF신호를 2단에서 +90도와 -90도로 변화된 LO신호와 1단에서 만들어진 IF 신호를 또다시 믹스하여 베이스밴드 신호를 만들어 내는 것으로, 이 경우 역시 많은 수의 트랜지스터를 사용함으로 소모 전력이 증가하고, 수율이 저하되는 단점이 있다.
본 발명은 RF 신호가 180도 위상 차이를 갖도록 믹서 코어에 입력되도록 하고, 상기 믹서 코어에서 발생된 LO 신호의 2차 고조파(2nd harmonic) 신호(2LO)에 대하여 180도 위상 차이를 갖도록 설계된 위상 변위(Phase delay) 회로를 구비함으로써, 매우 인접한 주파수 성분을 갖는 두배의 국부 발진기 신호(2LO 신호) 및 RF 신호의 격리 특성을 향상시키는 저조파 혼합기를 제공함을 그 목적으로 한다.
본 발명의 실시예에 의한 저조파 혼합기는, 국부발진(LO) 신호 및 RF 신호에 의해 스위칭 동작을 수행하는 제 1 및 제 2 트랜지스터(Q1, Q2)가 구비된 믹서 코어부와; 상기 믹서 코어부에 구비된 제 1 및 제 2 트랜지스터(Q1, Q2)에 전원전압을 인가하는 전원부(VCC)와; 상기 믹서 코어부에 RF 신호를 인가하는 RF 포트와; 상기 믹서 코어부에 LO 신호를 인가하는 LO 포트와; 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터(Q1, Q2)에 인가되는 RF 신호가 서로 180도의 위상차를 갖도록 하는 제 1 위상 지연회로 및 제 2 위상 지연회로를 포함하되, 상기 전원부(VCC)로부터 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터(Q1, Q2)의 비선형성을 극대화하는 바이어스값을 갖는 전원전압이 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터(Q1, Q2)에 인가되면, 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터(Q1, Q2)에서 상기 국부발진(LO) 신호의 2차 고조파 성분(2LO 신호)이 각각 발생되며, 상기 2LO 신호와 상기 RF 신호가 혼합되어 하향 변환된 인페이즈(INPHASE) 기저대역 신호가 상기 제 1 트랜지스터(Q1) 및 제 2 트랜지스터(Q2)의 제 1전극과 연결된 출력단자(I(+), I(-))를 통해 180도 위상 차이를 가지며 출력되는 것을 특징으로 한다.
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이 때, 상기 믹서 코어부에 포함되는 트랜지스터는 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT)로 구현되거나, 상보형 모스(CMOS) 트랜지스터로 구현됨을 특징으로 한다.
또한, 상기 믹서 코어부의 제 1트랜지스터(Q1)는 베이스 전극으로 RF 포트에서 제공되는 RF 신호(RF+) 및 제 1 위상 지연회로에 의해 90도 위상 지연된 LO신호(LO+)가 인가되고, 제 1전극으로는 전원전압(VCC)가 인가되며, 제 2전극은 접지(GND)되어 있다.
또한, 상기 믹서 코어부의 제 2트랜지스터(Q2)는 베이스 전극으로 제 1 위상 지연회로 및 제 2 위상 지연회로에 의해 180도 위상 지연된 RF 신호(RF-) 및 제 2 위상 지연회로에 의해 90도 위상 지연된 LO신호(LO+)가 인가되고, 제 1전극으로는 전원전압(VCC)가 인가되며, 제 2전극은 접지(GND)되어 있다.
삭제
삭제
또한, 상기 제 2 트랜지스터(Q2)에서 발생된 2LO 신호는 상기 제 1 위상 지연회로 및 제 2 위상 지연회로를 거치면서 180도 위상 차이를 갖는 2LO 신호(2LO-)가 되어 상기 제 1 트랜지스터(Q1)의 베이스 전극 노드에 제공되며, 상기 180도 위상 차이를 갖는 2LO 신호(2LO-)는 상기 제 1 트랜지스터(Q1)에서 발생된 2LO 신호(2LO+)와 상쇄됨을 특징으로 한다.
이와 같은 본 발명에 의하면, 간단한고 구현하기 비교적 쉬운 180도 위상차이를 갖는 회로를 LO 단과 RF 단에 삽입함으로써 RF 입력단에서 2LO 신호와 RF신호의 격리도를 획기적으로 구현할 수 있을 뿐 아니라 회로구성이 용이하여 반도체 직접회로 구성 시 수율이 향상되는 장점이 있다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 보다 상세히 설명하도록 한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 의한 저조파 혼합기의 회로도이다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 실시예에 의한 저조파 혼합기는, 국부발진(LO) 신호 및 RF 신호에 의해 스위칭 동작을 수행하는 제 1 및 제 2트랜지스터(Q1, Q2)가 구비된 믹서 코어부(110)와; 상기 믹서 코어부에 구비된 트랜지스터의 비선형성을 극대화하는 바이어스를 인가하는 전원부(VCC)와; 상기 믹서 코어부에 RF 신호를 인가하는 RF 포트와; 상기 믹서 코어부에 LO 신호를 인가하는 LO 포트와; 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터에 인가되는 RF 신호가 서로 180도의 위상차를 가지도록 구비되는 제 1 및 제 2위상 지연회로(120, 122)를 포함하여 구성된다.
도 1에 도시된 실시예의 경우 상기 믹서 코어부(110)에 포함되는 트랜지스터 가 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT)로 구현됨을 그 예로 설명하고 있으나, 이는 하나의 실시예에 불과한 것으로 본 발명이 반드시 이에 한정되는 것은 아니다.
즉, 상기 트랜지스터는 상보형 모스(CMOS) 트랜지스터로 구현될 수도 있다.
상기 트랜지스터가 BJT로 구현되는 경우로 가정하여 본 발명에 의한 저조파 혼합기의 회로 구성을 보다 상세히 설명하면 다음과 같다.
상기 믹서 코어부의 제 1트랜지스터(Q1)는 베이스 전극으로 RF 포트에서 제공되는 RF 신호(RF+) 및 제 1 위상 지연회로(120)에 의해 90도 위상 지연된 LO신호(LO+)가 인가되고, 제 1전극으로는 전원전압(VCC)가 인가되며, 제 2전극은 접지(GND)되어 있다.
또한, 상기 믹서 코어부의 제 2트랜지스터(Q2)는 베이스 전극으로 제 1 위상 지연회로(120) 및 제 2 위상 지연회로(122)에 의해 180도 위상 지연된 RF 신호(RF-) 및 제 2 위상 지연회로(122)에 의해 90도 위상 지연된 LO신호(LO+)가 인가되고, 제 1전극으로는 전원전압(VCC)가 인가되며, 제 2전극은 접지(GND)되어 있다.
즉, 상기 제 1 및 제 2위상 지연회로(120, 122)에 의해 RF 포트에서 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터(Q1, Q2)에 각각 인가되는 RF 신호(RF+, RF-)는 서로 180도의 위상차를 가지게 된다.
반면에 LO 포트를 통해 인가되는 LO 신호의 경우 제 1위상 지연회로(120)에 의해 90도 위상 지연된 LO신호(LO+)가 상기 제 1트랜지스터(Q1)에 인가되고, 제 2위상 지연회로(122)에 의해 90도 위상 지연된 LO신호(LO+)가 상기 제 2트랜지스터(Q2)에 인가된다. 즉, LO 포트로 입사된 LO 신호가 제 1 및 제 2트랜지스터에 인 가됨에 있어서는 서로 동일한 위상의 신호(LO+)가 인가된다.
이 때, 상기 LO신호는 RF 신호의 반송파와 동일한 주파수를 가지기 때문에 중간 주파수(IF)로의 천이없이 직접 지저대역(Baseband) 신호로 하향 변환된다.
하향 변환된 인페이즈(INPHASE) 기저대역 신호는 상기 제 1 트랜지스터(Q1) 및 제 2 트랜지스터(Q2)의 제 1전극과 연결된 출력단자(I(+), I(-))를 통해 180도 위상 차이를 가지며 출력된다.
본 발명의 실시예에 의한 혼합기는 상기 믹서 코어부(110)에서 발생된 LO 신호의 2차 고조파(2nd harmonic) 신호(2LO)와 상기 RF 신호에 대해, 상기 두 신호(2LO, RF) 주파수 차이에 해당하는 기저대역의 주파수 신호로 변환하는 저조파 혼합기임을 특징으로 한다.
이 때, 상기 LO 신호의 2차 고조파 성분 즉, 2LO 신호는 상기 믹서코어에 구비되는 제 1 및 제 2트랜지스터(Q1, Q2)의 비선형성을 극대화하는 바이어스값을 갖는 전원전압(VCC)이 인가됨으로써 상기 제 1 및 제 2트랜지스터에서 각각 발생되며, 상기 2LO 신호와 RF 신호가 혼합되어 결과적으로 상기 하향 변환된 인페이즈(INPHASE) 기저대역 신호가 상기 제 1 트랜지스터(Q1) 및 제 2 트랜지스터(Q2)의 제 1전극과 연결된 출력단자(I(+), I(-))를 통해 180도 위상 차이를 가지며 출력되는 것이다.
이 때, 상기 제 1 및 제 2트랜지스터의 비선형성을 극대화하는 바이어스 값애 대응되는 전원전압은 일 예로 트랜지스터의 핀치오프 전압이 될 수 있다.
일 예로 상기 RF 신호의 주파수가 61GHz이고, LO 신호의 주파수가 30GHz라고 가정하면, 본 발명의 실시예에 의한 저조파 혼합기는 상기 RF 신호 및 2LO 신호가 혼합되어 결과적으로 상기 RF 신호 및 2LO 신호의 주파수 차이 즉, 1GHz의 기저대역 주파수 신호가 출력된다.
또한, 본 발명의 실시예에 의할 경우 제 2트랜지스터(Q2)에서 발생된 2LO 신호는 상기 제 1위상 지연회로(120) 및 제 2위상 지연회로(122)를 거치게 되어 제 1트랜지스터(Q1)의 베이스전극 노드에는 180도 위상 차이를 갖는 2LO신호(2LO-)가 제공되며, 이는 상기 제 1트랜지스터(Q1)에서 발생된 2LO신호(2LO+)와 상쇄되며, 이는 결과적으로 RF 포트 단에서 2LO 신호와 RF 신호의 격리 특성을 극대화하게 한다.
즉, 본 발명의 실시예는 180도 위상 차이를 갖도록 설계된 위상 지연회로를 구비하여, 각각 제 1트랜지스터(Q1)와 제 2트랜지스터(Q2)에서 발생한 고조파 성분을 상쇄시킴으로써, 매우 인접한 주파수 성분을 갖는 두 배의 국부 발진기 신호(2LO 신호) 및 RF 신호의 격리 특성을 향상시킴을 그 특징으로 한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 의한 저조파 혼합기의 회로도.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
110 : 믹서 코어부 120 : 제 1 위상 지연회로
122 : 제 2 위상 지연회로

Claims (8)

  1. 국부발진(LO) 신호 및 RF 신호에 의해 스위칭 동작을 수행하는 제 1 및 제 2 트랜지스터(Q1, Q2)가 구비된 믹서 코어부와;
    상기 믹서 코어부에 구비된 제 1 및 제 2 트랜지스터(Q1, Q2)에 전원전압을 인가하는 전원부(VCC)와;
    상기 믹서 코어부에 RF 신호를 인가하는 RF 포트와;
    상기 믹서 코어부에 LO 신호를 인가하는 LO 포트와;
    상기 제 1 및 제 2 트랜지스터(Q1, Q2)에 인가되는 RF 신호가 서로 180도의 위상차를 갖도록 하는 제 1 위상 지연회로 및 제 2 위상 지연회로를 포함하되,
    상기 전원부(VCC)로부터 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터(Q1, Q2)의 비선형성을 극대화하는 바이어스값을 갖는 전원전압이 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터(Q1, Q2)에 인가되면, 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터(Q1, Q2)에서 상기 국부발진(LO) 신호의 2차 고조파 성분(2LO 신호)이 각각 발생되며,
    상기 2LO 신호와 상기 RF 신호가 혼합되어 하향 변환된 인페이즈(INPHASE) 기저대역 신호가 상기 제 1 트랜지스터(Q1) 및 제 2 트랜지스터(Q2)의 제 1전극과 연결된 출력단자(I(+), I(-))를 통해 180도 위상 차이를 가지며 출력됨을 특징으로 하는 저조파 혼합기.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 믹서 코어부에 구비된 제 1 및 제 2 트랜지스터(Q1, Q2)는 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT)로 구현됨을 특징으로 하는 저조파 혼합기.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 믹서 코어부에 구비된 제 1 및 제 2 트랜지스터(Q1, Q2)는 상보형 모스(CMOS) 트랜지스터로 구현됨을 특징으로 하는 저조파 혼합기.
  4. 제 2항에 있어서,
    상기 믹서 코어부에 구비된 제 1 트랜지스터(Q1)는 베이스 전극으로 상기 RF 포트에서 제공되는 RF 신호(RF+) 및 상기 제 1 위상 지연회로에 의해 90도 위상 지연된 LO 신호(LO+)가 인가되고, 제 1전극으로는 전원전압(VCC)이 인가되며, 제 2전극은 접지(GND)되어 있음을 특징으로 하는 저조파 혼합기.
  5. 제 2항에 있어서,
    상기 믹서 코어부에 구비된 제 2 트랜지스터(Q2)는 베이스 전극으로 상기 제 1 위상 지연회로 및 제 2 위상 지연회로에 의해 180도 위상 지연된 RF 신호(RF-) 및 제 2 위상 지연회로에 의해 90도 위상 지연된 LO 신호(LO+)가 인가되고, 제 1전극으로는 전원전압(VCC)이 인가되며, 제 2전극은 접지(GND)되어 있음을 특징으로 하는 저조파 혼합기.
  6. 삭제
  7. 삭제
  8. 제 1항에 있어서,
    상기 제 2 트랜지스터(Q2)에서 발생된 2LO 신호는 상기 제 1 위상 지연회로 및 제 2 위상 지연회로를 거치면서 180도 위상 차이를 갖는 2LO 신호(2LO-)가 되어 상기 제 1 트랜지스터(Q1)의 베이스 전극 노드에 제공되며, 상기 180도 위상 차이를 갖는 2LO 신호(2LO-)는 상기 제 1 트랜지스터(Q1)에서 발생된 2LO 신호(2LO+)와 상쇄됨을 특징으로 하는 저조파 혼합기.
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JPH07212265A (ja) * 1994-01-14 1995-08-11 Toshiba Corp 周波数変換回路
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KR20010069649A (ko) * 2001-04-25 2001-07-25 안병엽 싱글 발란스드 구조 상향 주파수 혼합기

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