CN115524535B - 不对称触发下的变流器直流侧谐波分析方法、装置及介质 - Google Patents
不对称触发下的变流器直流侧谐波分析方法、装置及介质 Download PDFInfo
- Publication number
- CN115524535B CN115524535B CN202211478959.7A CN202211478959A CN115524535B CN 115524535 B CN115524535 B CN 115524535B CN 202211478959 A CN202211478959 A CN 202211478959A CN 115524535 B CN115524535 B CN 115524535B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- converter
- harmonic
- nonlinear modulation
- switch tube
- switching tube
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 title claims abstract description 29
- 238000000034 method Methods 0.000 claims abstract description 44
- 238000003860 storage Methods 0.000 claims abstract description 8
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 claims abstract description 5
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 claims description 38
- 230000002035 prolonged effect Effects 0.000 claims description 23
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 19
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 13
- 238000010183 spectrum analysis Methods 0.000 claims description 12
- 238000004590 computer program Methods 0.000 claims description 9
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 9
- 238000010304 firing Methods 0.000 claims description 8
- 238000000354 decomposition reaction Methods 0.000 claims description 6
- 230000006872 improvement Effects 0.000 claims description 4
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 abstract description 9
- 238000009826 distribution Methods 0.000 abstract description 8
- 230000006870 function Effects 0.000 description 45
- 238000010791 quenching Methods 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000008859 change Effects 0.000 description 6
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 3
- 125000004432 carbon atom Chemical group C* 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 2
- 239000010410 layer Substances 0.000 description 2
- NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N (2s)-2-[[4-[2-(2,4-diaminoquinazolin-6-yl)ethyl]benzoyl]amino]-4-methylidenepentanedioic acid Chemical compound C1=CC2=NC(N)=NC(N)=C2C=C1CCC1=CC=C(C(=O)N[C@@H](CC(=C)C(O)=O)C(O)=O)C=C1 NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N 0.000 description 1
- 101100391174 Dictyostelium discoideum forC gene Proteins 0.000 description 1
- 101100379079 Emericella variicolor andA gene Proteins 0.000 description 1
- 101100379080 Emericella variicolor andB gene Proteins 0.000 description 1
- 101100379081 Emericella variicolor andC gene Proteins 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 150000001875 compounds Chemical class 0.000 description 1
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000002401 inhibitory effect Effects 0.000 description 1
- 239000011229 interlayer Substances 0.000 description 1
- 230000007774 longterm Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 1
- 239000011541 reaction mixture Substances 0.000 description 1
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/16—Spectrum analysis; Fourier analysis
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
- G01R31/40—Testing power supplies
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
本发明公开一种不对称触发下的变流器直流侧谐波分析方法、装置及介质,所述方法通过在三相统一电压开关函数模型的基础上,考虑了触发不对称的影响,引入导通延迟参数,建立了适用于触发不对称情况的非线性调制模型;然后,解析非线性调制模型的谐波频谱分布规律,得到所述变流器中各开关管的非线性调制函数频域表达式;根据非线性调制函数频域表达式,结合电网、变流器的电路参数,分析非线性调制模型谐波与直流侧电压各次谐波分量的关系,并计算变流器直流侧电压谐波。本发明能准确分析不对称触发时的变流器直流侧电压谐波。相应地,本发明还提供一种不对称触发下的变流器直流侧谐波分析装置及存储介质。
Description
技术领域
本发明涉及频谱分析技术领域,尤其涉及一种不对称触发下的变流器直流侧谐波分析方法、装置及介质。
背景技术
随着经济的快速发展和科技水平的不断提高,超导磁体被大量应用各个领域,由于超导磁体造价昂贵,对超导磁体进行保护、避免其受到损伤显得尤为重要,而变流器直流侧的谐波会给超导磁体运行安全造成危害,主要在于以下两点:
(1)直流侧谐波会淹没真实失超信号,影响失超检测准确性,不利于超导磁体稳定运行:
失超易导致磁体被烧毁从而造成数千万的经济损失。准确有效的失超检测是进行失超保护的重要前提,对超导磁体长时间安全稳定运行至关重要。为了响应电流快速控制和可变磁场的要求,超导磁体变流器的触发控制模式呈现极不对称、瞬时变化剧烈等特征,这会给变流器直流侧带来大量丰富、变化快速的非特征谐波。因为超导状态下的无电阻特性,磁体两端失超电压正常情况下不会超过0.5V,微弱的失超电压会被直流侧谐波信号给淹没,造成真实的失超信号无法被准确提取,加大了失超检测误报风险,易导致失超保护误动作,不利于超导磁体长期稳定运行,例如EAST、KSTAR等装置因电源快速电流变化产生的非平稳脉动干扰日益加剧,已引起多次失超误报,严重威胁磁体运行安全。
(2)直流侧谐波的谐振现象会导致电压分布不均匀,有破坏超导磁体之间的绝缘进而造成磁体烧毁的风险:
匝间绝缘的耐受电压是超导磁体系统最重要的参数之一。例如,JT-60SACS模块端子之间的最大电压设计为10 kV,因为CS 模块有52 层,理想条件下的层间电压约为0.38kV。但因为直流侧谐波与线圈的电感和电容相关的谐振现象会导致不均匀的电压分布,层间的实际电压可能会变得大于理想值。在某些区域产生足够高的电压甚至可能会损坏导体之间的绝缘,危害了磁体安全,影响了装置的运行。
为了消除和抑制直流侧谐波带来的危害,必须要对谐波进行滤除,在谐波滤除的实现过程中有一个重要环节就是对变流器直流侧谐波进行分析。通过对变流器直流侧谐波进行分析,以研究谐波产生机理和频谱分布规律,使得在设计滤波器时拥有理论指导,相对传统的滤波器设计会更有目的性,可以对一些幅值较高的频次针对性的处理,让滤波效果更加理想。
目前,有关电源直流侧电压谐波产生与分布的研究较少,且更多集中在触发对称下的直流侧电压谐波,然而,对于不对称触发情况下的直流侧电压谐波较少。
发明内容
本发明提供一种不对称触发下的变流器直流侧谐波分析方法、装置及介质,其能分析不对称触发下的变流器直流侧电压谐波,以为滤波器的设计提供理论指导。
本发明第一方面提供一种不对称触发下的变流器直流侧谐波分析方法,所述变流器为电流源型大功率变流器,电流源型大功率变流器主要由三相桥式整流电路构成;三相桥式整流电路主要由开关管构成;
所述方法包括:
对于非正常开关管,基于三相统一电压开关函数,引入导通延迟参数,建立非正常开关管的非线性调制模型;其中,所述非正常开关管包括延迟开关管和导通时间延长的开关管,所述延迟开关管为滞后导通的开关管、所述导通时间延长的开关管为在所述延迟开关管之前导通的开关管;
分别对所述非正常开关管的非线性调制模型和正常开关管的非线性调制模型进行频谱分析,得到所述变流器中各开关管的非线性调制函数频域表达式;所述正常开关管为所述变流器中除所述非正常开关管之外的开关管;
结合电网、变流器的电路参数和所述各开关管的非线性调制函数频域表达式,分析变流器直流侧电压各次谐波分量与开关管的非线性调制函数频域表达式之间的关系,并由所述变流器直流侧电压各次谐波分量与开关管的非线性调制函数频域表达式之间的关系,计算变流器直流侧电压谐波。
本发明第二方面提供一种不对称触发下的变流器直流侧谐波分析装置,所述变流器为电流源型大功率变流器,电流源型大功率变流器主要由三相桥式整流电路构成;三相桥式整流电路主要由开关管构成;
所述装置,包括:
改进模块,用于对于非正常开关管,基于三相统一电压开关函数,引入导通延迟参数,建立非正常开关管的非线性调制模型;其中,所述非正常开关管包括延迟开关管和导通时间延长的开关管,所述延迟开关管为滞后导通的开关管、所述导通时间延长的开关管为在所述延迟开关管之前导通的开关管;
频谱分析模块,用于分别对所述非正常开关管的非线性调制模型和正常开关管的非线性调制模型进行频谱分析,得到所述变流器中各开关管的非线性调制函数频域表达式;所述正常开关管为所述变流器中除所述非正常开关管之外的开关管;
计算模块,用于结合电网、变流器的电路参数和所述各开关管的非线性调制函数频域表达式,分析变流器直流侧电压各次谐波分量与开关管的非线性调制函数频域表达式之间的关系,并由所述变流器直流侧电压各次谐波分量与开关管的非线性调制函数频域表达式之间的关系,计算变流器直流侧电压谐波。
本发明第三方面提供一种计算机可读存储介质,包括存储的计算机程序,其中,在所述计算机程序运行时控制所述计算机可读存储介质所在设备执行如上述第一方面提供的不对称触发下的变流器直流侧谐波分析方法。
与现有技术相比,本发明提供的不对称触发下的变流器直流侧谐波分析方法通过在三相统一电压开关函数模型的基础上,考虑了触发不对称的影响,引入导通延迟参数,建立了适用于触发不对称情况的非线性调制模型;然后,解析非线性调制模型的频谱分布规律,得出适用于触发不对称情况的非线性调制函数频域表达式;并根据触发不对称情况的非线性调制函数频域表达式,结合电网、变流器的电路参数,分析非线性调制模型谐波与直流侧电压各次谐波分量的关系,并计算变流器直流侧电压谐波。本发明能准确分析不对称触发时的变流器直流侧电压谐波分析。相应地,本发明还提供一种不对称触发下的变流器直流侧谐波分析装置及存储介质。
附图说明
图1是本发明实施例提供的电流源型大功率变流器的电路原理图;
图2是本发明实施例提供的三相桥式全控整流电路的电路原理图;
图3是本方明实施例提供的触发角对称情况下的非线性调制模型的时域波形示意图;
图4是本发明实施例提供的触发角不对称情况下的非线性调制模型的时域波形示意图;
图5是本发明实施例提供的不对称触发下的变流器直流侧谐波分析的一种实施方式的流程图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图,对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述,显然,所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例,而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例,本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例,都属于本发明保护的范围。
为了为滤波器的设计提供理论支持,本申请提出一种不对称触发下的变流器直流侧谐波分析方法。具体的,本申请研究的是电流源型大功率变流器,本申请先在三相统一电压开关函数模型基础上,考虑了触发不对称的影响,引入延迟参数,建立了适用于触发不对称情况的非线性调制模型。然后,根据适用于触发不对称情况的非线性调制函数法原理,解析非线性调制模型的频谱分布规律,进而得出适用于触发不对称情况的非线性调制函数频域表达式,从而提出了一种适用于触发不对称情况的非线性调制函数法,并利用适用于触发不对称情况的非线性调制函数法,结合电网、变流器的电路参数,明晰非线性调制模型谐波与直流侧电压各次谐波分量的关系,完成电流源型大功率变流器直流侧电压谐波分析,并给出了直流侧电压谐波计算公式。
下面对本申请的实现原理进行详细说明。
本申请以托卡马克超导磁体变流器为研究对象,在EAST装置中,极向场电源采用电流源型大功率变流器向磁体提供±15kA直流电流,其电路原理图如图1所示,其基本单元为三相桥式全控整流电路,三相桥式全控整流电路的电路原理图如图2所示,图2中,u a ,u b ,u c 为三相相电压,i a ,i b ,i c 为三相电流;u d 和i d 分别为变流器直流侧电压和电流。
(1)建立适用于触发不对称情况的非线性调制模型
参见图3,图3示出了触发角对称情况下的非线性调制模型的时域波形示意图。触发角对称情况下,在三相统一电压开关函数模型的基础上将自然换相点作为计算各晶闸管触发角的起点,得到各晶闸管的非线性调制模型f i (i=1,2,3,4,5,6)的表达式如式(1)
式中:
为了满足超导磁体电流反馈控制的要求,变流器要能在触发角范围内快速切换角度工作,所以各晶闸管的导通时间都不相同。当某一个晶闸管触发角变化,只有其自身及其前一个晶闸管的导通发生了变化,而别的则没变。例如某一晶闸管的触发角滞后于正常触发角度,受此影响,前一个也要因此而变,其导通角度将增大度。如果触发角是超前于正常导通角,用-代入计算即可,其他分析过程相同。示例性的,图4示出了开关管V3触发滞后度时非线性调制模型的时域波形示意图。
式中:
因为后一晶闸管触发延迟,则前一个晶闸管导通时间必然变长,设此晶闸管的非线性调制模型为f i + ,其表达式为:
式中:
(2)提出适用于触发不对称情况的非线性调制函数法
根据对称触发下的调制函数法原理,对提出的模型f i 进行傅里叶分解,将相同频率的正弦项和余弦项合并得:
式中,A j 和(j=1,2,3,4,5,6,7)如下,其中,且A 1 、A 2 、 A 3 、A 4 、A 5 、A 6 、A 7 分别对应A j 在j=1,2,3,4,5,6,7的值,、、、、、、分别对应在j=1,2,3,4,5,6,7的值,需说明的是,A 1 、A 2 、A 3 、A 4 、A 5 、A 6 、A 7 、A j 、 、、、、、、、没有具体含义,仅是作为一个中间量用以代替一串公式,具体形式如下:
式中Q 1 ,Q 2 ,Q 3 ,Q 4 ,B j ,θ j ,C j 和η j (j=1,2,3,4,5,6,7)如下,其中,B 1 、B 2 、B 3 、B 4 、B 5 、B 6 、 B 7 分别对应B j 在j=1,2,3,4,5,6,7的值,C 1 、C 2 、C 3 、C 4 、C 5 、C 6 、C 7 分别对应C j 在j=1,2,3,4,5,6,7的值,θ 1 、θ 2 、θ 3 、θ 4 、θ 5 、θ 6 、θ 7 分别对应θ j 在j=1,2,3,4,5,6,7的值,分别对应在j=1,2,3,4,5,6,7的值,且有,;需说明的是,Q 1 ,Q 2 ,Q 3 ,Q 4 ,B j ,θ j ,C j 和η j (j=1,2,3,4,5,6,7)没有具体含义,仅是作为一个中间量用以代替一串公式,具体形式如下:
(3)推导出直流侧谐波计算公式
变流器的直流侧电压波形就是由非线性调制模型调制交流电压的结果。正常运行时,各换流阀等间距触发依次导通,输出的直流电压u d 是由非线性调制模型f 1 ~f 6 调制输入三相交流电压u a ,u b ,u c 而形成的:(7)
首先,根据式(4)计算n取1时f 1 -f 4 ,f 3 -f 6 ,f 5 -f 2 的值,再结合式(7)发现非线性调制模型中的基波分量对交流电压进行调制的结果不随时间变化,即为输出电压中的直流分量,式(8)为其表达式:
式中,u z 表示变流器的直流侧输出电压的直流分量,U m 表示变流器的交流侧输出电压。
当n为不等于1的正整数时,根据式(4)计算得到f 1 -f 4 ,f 3 -f 6 ,f 5 -f 2 ,将其代入式(7)中可得:
当非线性调制模型的谐波次数n为5、11、17等6k-1(k=1、2、3…)次时,变流器直流侧电压会产生n+1次谐波:
当非线性调制模型的谐波次数n为7、13、19等6k+1(k=1、2、3…)次时,变流器直流侧电压会产生n-1次谐波:
由式(9)和式(10)两式可知,正常时非线性调制模型中的n=6k±1次的谐波对交流电压基波分量进行调制,使得变流器直流侧电压除了直流分量只包含6k次特征谐波分量,因此变流器直流侧电压的任何一个6k次谐波都可视为由u n+1 在n=6k-1和u n-1 在n=6k+1时共同叠加而成。
如果令式(2)和式(3)中的=0,代入化简可知其表达式与触发信号对称时的表达式相同,故对称运行视为不对称运行的特例。而不对称触发工作情况下其非线性调制模型发生了很大的改变,出现了各次电压谐波分量,这不同于正常触发运行时的非线性调制模型谐波分量,故此时交流侧的电压将可能受此影响在变流器直流侧电压产生各非特征次谐波。
令:
则:
可见触发不对称情况下变流器直流侧电压仍会包含对称情况下u d 拥有的谐波分量,鉴于触发对称情况下的输出电压之前已经分析过了,接下来只分析在触发不对称时造成的直流侧电压非特征次谐波,对两者相加即可得到变流器直流侧输出电压总的谐波情况。
式中E,S j 和ζ j (j=1,2,3,4,5,6,7)无具体含义,仅是作为一个中间量用以代替一串公式,具体形式分别如下:
式中F,T j 和ξ j (j=1,2,3,4,5,6,7)无具体含义,仅是作为一个中间量用以代替一串公式,具体形式分别如下:
令:
由式(16)可知:当非线性调制模型的谐波次数n为偶数2k(k=1、2、3…)时,变流器直流侧将会产生2k±1次的奇次电压谐波;n为奇数2k+1(k=1、2、3…)时,变流器直流侧将会产生2k、2k+2次的偶次电压谐波,从而可以推出变流器直流侧电压谐波计算公式如下:
在式(18)中,表示变流器直流侧电压的直流分量,其由在n=1时构成;表示变流器直流侧电压的基波分量,其由和在n=2时共同叠加而成;表示变流器直流侧电压的偶次谐波分量,其由在n=2k-1和在n=2k+1时共同叠加而成;表示变流器直流侧电压的奇次谐波分量,其由在n=2k和在n=2k+2时共同叠加而成。
由上述分析,参见图5,本发明实施例提供的不对称触发下的变流器直流侧谐波分析方法,变流器为电流源型大功率变流器,电流源型大功率变流器主要由三相桥式整流电路构成;三相桥式整流电路主要由开关管构成;
所述不对称触发下的变流器直流侧谐波分析方法,包括S11~S13:
S11,对于非正常开关管,基于三相统一电压开关函数,引入导通延迟参数,建立非正常开关管的非线性调制模型;其中,所述非正常开关管包括延迟开关管和导通时间延长的开关管,所述延迟开关管为滞后导通的开关管、所述导通时间延长的开关管为在所述延迟开关管之前导通的开关管;
S12,分别对所述非正常开关管的非线性调制模型和正常开关管的非线性调制模型进行频谱分析,得到所述变流器中各开关管的非线性调制函数频域表达式;所述正常开关管为所述变流器中除所述非正常开关管之外的开关管;
S13,结合电网、变流器的电路参数和所述各开关管的非线性调制函数频域表达式,分析变流器直流侧电压各次谐波分量与开关管的非线性调制函数频域表达式之间的关系,并由所述变流器直流侧电压各次谐波分量与开关管的非线性调制函数频域表达式之间的关系,计算变流器直流侧电压谐波。
在一种实施方式中,所述对于非正常开关管,基于三相统一电压开关函数,引入导通延迟参数,建立非正常开关管的非线性调制模型,具体为:
在触发角对称情况下,在三相统一电压开关函数模型基础上将自然换相点作为计算各开关管触发角的起点,得到各开关管在触发角对称情况下的非线性调制模型;
在本发明实施例中,所采用的三相统一电压开关函数模型中考虑了换相角,能更加准确的描述变流器中各换流阀的换相过程,尤其适用于超导磁体变流器触发控制模式瞬时变化剧烈的工况。
具体的,所述开关管在触发角对称情况下的非线性调制模型的表达式如下:
且,所述延迟开关管的非线性调制模型的表达式如下:
所述导通时间延长的开关管的非线性调制模型的表达式如下:
式中:
其中,P 1 、P 2 、P 3 、P 4 、P 5 、P 6 为中间变量,f i 为第i个开关管在触发角对称情况下的非线性调制模型,表示第i个开关管为延迟开关管时所对应的非线性调制模型,f i + 表示第i个开关管在为导通时间延长的开关管时所对应的非线性调制模型,表示相位,为触发对称下的触发角,为自然换相点,为滞后导通角。
在一种可选的实施方式中,所述S12“分别对所述非正常开关管的非线性调制模型和正常开关管的非线性调制模型进行频谱分析,得到所述变流器中各开关管的非线性调制函数频域表达式”,具体包括:
根据对称触发下的调制函数法原理,分别对所述非正常开关管的非线性调制模型和正常开关管的非线性调制模型进行傅里叶分解,并将相同频率的正弦项和余弦项合并,得到各开关管的非线性调制函数频域表达式。
本发明实施例提出了一种适用于触发不对称情况的非线性调制函数法,以解析非线性调整模型的谐波频谱分布规律。具体的,在具体实施时,根据适用于不对称触发情况的非线性调制函数法原理,对非线性调制模型进行傅里叶变化,从而得到非线性调制函数频域表达式。本发明所提出的适用于触发不对称情况的非线性调制函数法具有能简化分析过程、减小计算量等优点,能够应用于超导磁体变流器在不对称触发时的直流侧电压谐波分析中。
具体的,傅里叶分析过程见上述原理介绍,这里不再赘述。
在一种可选的实施方式中,所述变流器直流侧电压各次谐波分量与开关管的非线性调制函数频域表达式之间的关系为:
在触发对称时,非线性调制模型的谐波次数n为6k-1次时,变流器直流侧产生n+1次电压谐波;非线性调制模型的谐波次数n为6k+1次时,变流器直流侧产生n-1次电压谐波;k、n为正整数;
当不对称触发时,非线性调制模型的谐波次数n为偶数2k时,变流器直流侧产生2k±1次的奇次电压谐波;且当非线性调制模型的谐波次数n为奇数2k+1时,变流器直流侧产生2k、2k+2次的偶次电压谐波。
在一种可选的实施方式中,所述S13中“由所述变流器直流侧电压各次谐波分量与开关管的非线性调制函数频域表达式之间的关系,计算变流器直流侧电压谐波”,具体包括:
在确定所述变流器直流侧电压各次谐波分量与开关管的非线性调制函数频域表达式之间的关系的基础上,将变流器直流侧电压谐波看成直流分量、基波分量、偶次谐波分量和奇次谐波分量叠加的形式进行表示。
具体的,变流器直流侧电压谐波表达公式如下:
式中,表示变流器直流侧电压的直流分量,其由在n=1时构成;表示变流器直流侧电压的基波分量,其由和在n=2时共同叠加而成;表示变流器直流侧电压的偶次谐波分量,其由在n=2k-1和在n=2k+1时共同叠加而成;表示变流器直流侧电压的奇次谐波分量,其由在n=2k和在n=2k+2时共同叠加而成。
相应地,本发明实施例还提供一种不对称触发下的变流器直流侧谐波分析装置,所述变流器为电流源型大功率变流器,电流源型大功率变流器主要由三相桥式整流电路构成;三相桥式整流电路主要由开关管构成;所述装置包括:
改进模块,用于对于非正常开关管,基于三相统一电压开关函数,引入导通延迟参数,建立非正常开关管的非线性调制模型;其中,所述非正常开关管包括延迟开关管和导通时间延长的开关管,所述延迟开关管为滞后导通的开关管、所述导通时间延长的开关管为在所述延迟开关管之前导通的开关管;
频谱分析模块,用于分别对所述非正常开关管的非线性调制模型和正常开关管的非线性调制模型进行频谱分析,得到所述变流器中各开关管的非线性调制函数频域表达式;所述正常开关管为所述变流器中除所述非正常开关管之外的开关管;
计算模块,用于结合电网、变流器的电路参数和所述各开关管的非线性调制函数频域表达式,分析变流器直流侧电压各次谐波分量与开关管的非线性调制函频域表达式之间的关系,并由所述变流器直流侧电压各次谐波分量与开关管的非线性调制函数频域表达式之间的关系,计算变流器直流侧电压谐波。
需说明的是,本发明实施例提供的不对称触发下的变流器直流侧谐波分析装置用于执行上述实施例的不对称触发下的变流器直流侧谐波分析方法的全部步骤和流程,两者的工作原理和有益效果一一对应,这里不再作过多的赘述。
相应地,本发明实施例还提供一种计算机可读存储介质,包括存储的计算机程序,其中,在所述计算机程序运行时控制所述计算机可读存储介质所在设备执行如上述实施例提供的不对称触发下的变流器直流侧谐波分析方法,例如图5的S11~S13。
其中,所述计算机程序包括计算机程序代码,所述计算机程序代码可以为源代码形式、对象代码形式、可执行文件或某些中间形式等。所述计算机可读介质可以包括:能够携带所述计算机程序代码的任何实体或装置、记录介质、U盘、移动硬盘、磁碟、光盘、计算机存储器、只读存储器(ROM,Read-OnlyMemory)、随机存取存储器(RAM,RandomAccessMemory)、电载波信号、电信信号以及软件分发介质等。
为了检验本申请的准确性,将采用本申请实施例的直流侧电压谐波公式分析得到的电压数据与直接傅里叶分析得到的直流侧电压数据对比。
把电网、变流器的电路参数代入本发明实施例的直流侧电压谐波计算公式中,在MATLAB中计算出谐波频谱数据理论值。将其与直接傅里叶分析直流侧端电压数据得出的频谱数据进行对比,验证所提谐波分析方法的准确性。
以EAST装置极向场PS9号电源为例,电网输入的三相相电压有效值为259.3V,幅值U m 为366.7V,频率为工频50Hz。以超导磁体变流器系统在电流快速上升和变化的需求下仍能稳态运行为参考,当变流器工作于逆变状态时,若触发角延迟过大,易导致换相失败。因此晶闸管的触发角范围一般在[20°,130°]之间,相应的换相重叠角范围一般在[8°,18°]之间,延迟角范围一般在[0°,40°]之间。因此如表1所示,根据以上范围等间隔的选取运行参数,设置8个算例对所提谐波分析进行验证。
表1
基于式(9)、式(10)可求得对称触发条件下变流器直流侧的电压谐波,表2给出了算例1至算例4条件下,直流侧谐波公式(所述方法)与直接傅里叶分解(传统方法)计算结果对比。
表2
从表2可见,在对称触发条件下变流器输出电压只包含6k次特征谐波,且各次谐波电压幅值等高,由此表明,对称触发情况下两种方法的计算结果相互吻合。
基于式(18)可求得触发不对称条件下变流器直流侧电压谐波,表3给出了算例5至算例8下,直流侧电压谐波公式(所述方法)与直接傅里叶分解(传统方法)计算结果对比。
表3
从表3可见,在触发不对称条件下变流器直流侧输出电压中除了包含6k次特征谐波还包含各次非特征谐波,且各次谐波电压幅值等高。由此表明,触发不对称情况下两种方法的计算结果也相互吻合,故所述方法能够对变流器直流侧电压谐波分量进行准确计算,验证了分析的准确性。
本申请的有益效果在于:
(1)建立了适用于触发不对称情况下的非线性调制模型、提出了非线性调制函数法,使得具有能简化分析过程、减小计算量等优点,可以完成超导磁体变流器在不对称触发时的直流侧电压谐波分析。
(2)阐明了变流器直流侧电压谐波与非线性调制模型谐波之间的关系:触发对称情况下变流器直流侧电压只包含6k次谐波,其是由非线性调制模型的6k+1和6k-1次谐波叠加组合而成。不对称情况下变流器直流侧电压的奇次谐波由非线性调制模型的偶次谐波叠加组合而成,直流侧的偶次谐波由非线性调制模型的奇次谐波叠加组合而成;
(3)推导出了变流器直流侧电压谐波的计算公式,明晰了各次谐波电压值与交流侧电压值U m 、触发角、换相重叠角和延迟角之间的定量关系。将该公式的计算结果与直接傅里叶分析直流侧端电压数据得出的频谱数据进行对比,验证了所提谐波分析的准确性。
(4)本申请为简便地、准确地分析计算变流器直流侧电压谐波提供了新方法,为针对性的进行滤波提供理论指导,有利于抑制谐振和减小失超检测误报和失超保护误动作的风险,助力超导磁体安全稳定运行。
以上所述是本发明的优选实施方式,应当指出,对于本技术领域的普通技术人员来说,在不脱离本发明原理的前提下,还可以做出若干改进和润饰,这些改进和润饰也视为本发明的保护范围。
Claims (8)
1.一种不对称触发下的变流器直流侧谐波分析方法,其特征在于,所述变流器为电流源型大功率变流器,电流源型大功率变流器主要由三相桥式整流电路构成;三相桥式整流电路主要由开关管构成;所述方法包括:
对于非正常开关管,基于三相统一电压开关函数,引入导通延迟参数,建立非正常开关管的非线性调制模型;其中,所述非正常开关管包括延迟开关管和导通时间延长的开关管,所述延迟开关管为滞后导通的开关管、所述导通时间延长的开关管为在所述延迟开关管之前导通的开关管;
分别对所述非正常开关管的非线性调制模型和正常开关管的非线性调制模型进行频谱分析,得到所述变流器中各开关管的非线性调制函数频域表达式;所述正常开关管为所述变流器中除所述非正常开关管之外的开关管;
结合电网、变流器的电路参数和所述各开关管的非线性调制函数频域表达式,分析变流器直流侧电压各次谐波分量与开关管的非线性调制函数频域表达式之间的关系,并由所述变流器直流侧电压各次谐波分量与开关管的非线性调制函数频域表达式之间的关系,计算变流器直流侧电压谐波。
2.如权利要求1所述的不对称触发下的变流器直流侧谐波分析方法,其特征在于,所述对于非正常开关管,基于三相统一电压开关函数,引入导通延迟参数,建立非正常开关管的非线性调制模型,具体为:
在触发角对称情况下,在三相统一电压开关函数模型基础上将自然换相点作为计算各开关管触发角的起点,得到各开关管在触发角对称情况下的非线性调制模型;
4.如权利要求1所述的不对称触发下的变流器直流侧谐波分析方法,其特征在于,所述分别对所述非正常开关管的非线性调制模型和正常开关管的非线性调制模型进行频谱分析,得到所述变流器中各开关管的非线性调制函数频域表达式,具体包括:
根据非线性调制函数法原理,分别对所述非正常开关管的非线性调制模型和正常开关管的非线性调制模型进行傅里叶分解,并将相同频率的正弦项和余弦项合并,得到各开关管的非线性调制函数频域表达式。
5.如权利要求1所述的不对称触发下的变流器直流侧谐波分析方法,其特征在于,所述变流器直流侧电压各次谐波分量与开关管的非线性调制函数频域表达式之间的关系为:
在触发对称时,非线性调制模型的谐波次数n为6k-1次时,变流器直流侧产生n+1次电压谐波;非线性调制模型的谐波次数n为6k+1次时,变流器直流侧产生n-1次电压谐波;其中,k、n为正整数;
当不对称触发时,非线性调制模型的谐波次数n为偶数2k时,变流器直流侧产生2k±1次的奇次电压谐波;且当非线性调制模型的谐波次数n为奇数2k+1时,变流器直流侧产生2k、2k+2次的偶次电压谐波。
6.如权利要求5所述的不对称触发下的变流器直流侧谐波分析方法,其特征在于,所述由所述变流器直流侧电压各次谐波分量与开关管的非线性调制函数频域表达式之间的关系,计算变流器直流侧电压谐波,具体包括:
在确定所述变流器直流侧电压各次谐波分量与开关管的非线性调制函数频域表达式之间的关系的基础上,将变流器直流侧电压谐波看成直流分量、基波分量、偶次谐波分量和奇次谐波分量叠加的形式进行表示。
7.一种不对称触发下的变流器直流侧谐波分析装置,其特征在于,所述变流器为电流源型大功率变流器,电流源型大功率变流器主要由三相桥式整流电路构成;三相桥式整流电路主要由开关管构成,所述装置包括:
改进模块,用于对于非正常开关管,基于三相统一电压开关函数,引入导通延迟参数,建立非正常开关管的非线性调制模型;其中,所述非正常开关管包括延迟开关管和导通时间延长的开关管,所述延迟开关管为滞后导通的开关管、所述导通时间延长的开关管为在所述延迟开关管之前导通的开关管;
频谱分析模块,用于分别对所述非正常开关管的非线性调制模型和正常开关管的非线性调制模型进行频谱分析,得到所述变流器中各开关管的非线性调制函数频域表达式;所述正常开关管为所述变流器中除所述非正常开关管之外的开关管;
计算模块,用于结合电网、变流器的电路参数和所述各开关管的非线性调制函数频域表达式,分析变流器直流侧电压各次谐波分量与开关管的非线性调制函数频域表达式之间的关系,并由所述变流器直流侧电压各次谐波分量与开关管的非线性调制函数频域表达式之间的关系,计算变流器直流侧电压谐波。
8.一种计算机可读存储介质,其特征在于,所述计算机可读存储介质包括存储的计算机程序,其中,在所述计算机程序运行时控制所述计算机可读存储介质所在设备执行如权利要求1至6中任意一项所述的不对称触发下的变流器直流侧谐波分析方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN202211478959.7A CN115524535B (zh) | 2022-11-24 | 2022-11-24 | 不对称触发下的变流器直流侧谐波分析方法、装置及介质 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN202211478959.7A CN115524535B (zh) | 2022-11-24 | 2022-11-24 | 不对称触发下的变流器直流侧谐波分析方法、装置及介质 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN115524535A CN115524535A (zh) | 2022-12-27 |
CN115524535B true CN115524535B (zh) | 2023-03-10 |
Family
ID=84705414
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN202211478959.7A Active CN115524535B (zh) | 2022-11-24 | 2022-11-24 | 不对称触发下的变流器直流侧谐波分析方法、装置及介质 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN115524535B (zh) |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20080052301A (ko) * | 2006-12-05 | 2008-06-11 | 한국전자통신연구원 | 저조파 혼합기 |
CN101674023A (zh) * | 2009-07-13 | 2010-03-17 | 华南理工大学 | 一种交直流互联系统谐波求解方法 |
CN108808669A (zh) * | 2018-06-30 | 2018-11-13 | 合肥工业大学 | 高压直流输电系统换流器的动态相量建模方法 |
CN110376471A (zh) * | 2019-08-08 | 2019-10-25 | 西南交通大学 | 一种基于电压残差的级联h桥变换器故障诊断方法 |
CN111913067A (zh) * | 2020-07-31 | 2020-11-10 | 中国南方电网有限责任公司超高压输电公司广州局 | 三相不对称换流器运行参数测定方法、系统、装置及介质 |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN101135662B (zh) * | 2006-08-30 | 2010-11-10 | 梅特勒-托利多仪器(上海)有限公司 | 电位分析电极测量的方法及装置 |
-
2022
- 2022-11-24 CN CN202211478959.7A patent/CN115524535B/zh active Active
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20080052301A (ko) * | 2006-12-05 | 2008-06-11 | 한국전자통신연구원 | 저조파 혼합기 |
CN101674023A (zh) * | 2009-07-13 | 2010-03-17 | 华南理工大学 | 一种交直流互联系统谐波求解方法 |
CN108808669A (zh) * | 2018-06-30 | 2018-11-13 | 合肥工业大学 | 高压直流输电系统换流器的动态相量建模方法 |
CN110376471A (zh) * | 2019-08-08 | 2019-10-25 | 西南交通大学 | 一种基于电压残差的级联h桥变换器故障诊断方法 |
CN111913067A (zh) * | 2020-07-31 | 2020-11-10 | 中国南方电网有限责任公司超高压输电公司广州局 | 三相不对称换流器运行参数测定方法、系统、装置及介质 |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
考虑交直流谐波交互影响的高压直流开关函数建模;丁天皓等;《电网技术》;20210731;全文 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN115524535A (zh) | 2022-12-27 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN108616141B (zh) | 微电网中lcl并网逆变器功率非线性的控制方法 | |
CN108023352B (zh) | 抑制分布式发电谐振的电网高频阻抗重塑装置及方法 | |
Karuppanan et al. | Active harmonic current compensation to enhance power quality | |
CN105048463B (zh) | 基于电容电流反馈的hapf谐振抑制方法 | |
CN112532025B (zh) | 一种用于在电网受干扰时优化Vienna整流器输入电流的方法 | |
CN103441488A (zh) | 一种兼具电能质量控制功能的柔性直流输电系统控制方法 | |
CN115524535B (zh) | 不对称触发下的变流器直流侧谐波分析方法、装置及介质 | |
Ye et al. | Shunt active power filter based on proportional integral and multi vector resonant controllers for compensating nonlinear loads | |
Karania et al. | Developed AC/DC/AC Converter Structure Based on Shunt Active Filter and Advanced Modulation Approach for Asymmetrical Cascade H-Bridge Multi-Level Inverters | |
Cao et al. | An improved current-limiting strategy for shunt active power filter (SAPF) using particle swarm optimization (PSO) | |
Padungsin et al. | The Comparison Study of Harmonic Detection Algorithms for Single-Phase Power Systems | |
Varaprasad et al. | An improved three level Hysteresis Current Controller for single phase shunt active power filter | |
CN104701865A (zh) | 一种基于电池储能系统的电压闪变检测控制方法 | |
Marinescu et al. | Aspects of power quality improvement in a driving system using an active filter | |
Wang et al. | An unbalanced component detection method and compensation strategy based on second-order generalized integrator (SOGI) | |
Dobariya et al. | Simulation and comparison between hybrid active power filter and shunt active power filter | |
CN113589216A (zh) | 基于直流和偶次谐波的电能表误差补偿方法、设备和系统 | |
Miao et al. | Multiobjective Coordinated Control Strategy for Grid-Connected Inverter under Unbalanced Voltage Conditions | |
CN106169883A (zh) | 一种三相电压源变流器零序电流计算方法 | |
Huang et al. | An adaptive phase‐locked loop‐less control strategy for LCL‐filtered grid‐connected inverter under complex grid conditions | |
Antar et al. | Treating the Impacts of Connecting HVDC Link Converters with AC Power System Using Real-Time Active Power Quality Unit | |
Wu et al. | Optimisation of switching frequency of three-phase four-wire inverter under different dead time | |
Dehestani Kolagar et al. | A new matrix converter‐based feeding system for DC electric arc furnaces and a comprehensive comparison between different types of feeding topologies | |
Fang et al. | Mechanism Analysis of the Harmonic of Static Frequency Converter in Pumped Storage Power Station | |
Xiaodong et al. | Research on SPLL of Three-Phase PWM Rectifier Based on Improved DSOGI |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
PB01 | Publication | ||
PB01 | Publication | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
GR01 | Patent grant | ||
GR01 | Patent grant |