CN115085744A - 发射器 - Google Patents

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Abstract

本发明披露了一种发射器，其包括有一混波器、一谐波阻抗调谐电路以及一放大器。该混波器使用一第一振荡信号以及一第二震荡信号来分别对一第一基带信号以及一第二基带信号进行混波操作，以产生一第一混波信号至一第一节点、并产生一第二混波信号至一第二节点；该谐波阻抗调谐电路用以降低该第一混波信号以及该第二混波信号的谐波成分，以产生一调整后第一混波信号及一调整后第二混波信号；以及该放大器用以根据该调整后第一混波信号及该调整后第二混波信号以产生一放大信号。

Description

发射器
技术领域
本发明涉及发射器。
背景技术
图1为传统具有正交调制结构的发射器100的示意图。如图1所示，发射器100包括了两个混波器110、120以及一结合电路130。在发射器100的操作中，混波器110对一基带信号BB_I与一振荡信号LO_I进行混波操作，混波器110对另一基带信号BB_Q与另一振荡信号LO_Q进行混波操作，且结合电路130将混波器110、120的输出相加后产生一输出信号Vout，之后传送至后端电路进行处理后再由天线发射出去。在发射器100中，基带信号BB_I可以表示为cos(ωBBt)、基带信号BB_Q可以表示为sin(ωBBt)、振荡信号LO_I可以表示为cos(ωLOt)、振荡信号LO_Q可以表示为sin(ωLOt)，因此输出信号Vout可以使用以下公式来表示：
Figure BDA0002972772740000011
上述公式中的单频输出信号cos(ωLOt-ωBBt)是发射器100在理想上所发送出去的信号，而公式中被消除的cos(ωLOt+ωBBt)则称为镜像信号。
然而，上述公式所描述的仅仅是理想状况，在实际电路上则会存在着非理想因素而使得镜像信号无法被完整的消除。举例来说，非理想因素可能包括了基带信号的直流偏差(DC offset)、混波器110、120的两个路径之间的增益或相位偏差、或是两个振荡信号本身的增益或相位偏差等。
此外，随着电子产品的无线传输速率的提升，对于信号质量及误差矢量幅度(Error Vector Magnitude，EVM)的要求也越来越高，因此，需要进一步对镜像频率抑制以符合更严格的信号质量需求。
发明内容
因此，本发明的目的之一在于提出一种发射器，其可以有效地抑制镜像信号，以解决先前技术的问题。
在本发明的一个实施例中，披露了一种发射器，其包括有一混波器、一谐波阻抗调谐电路以及一放大器。该混波器用以使用一第一振荡信号以及一第二震荡信号来分别对一第一基带信号以及一第二基带信号进行混波操作，以产生一第一混波信号至一第一节点、并产生一第二混波信号至一第二节点；该谐波阻抗调谐电路耦接于该第一节点与该第二节点之间，且用以降低该第一混波信号以及该第二混波信号的谐波成分，以产生一调整后第一混波信号及一调整后第二混波信号；以及该放大器耦接于该谐波阻抗调谐电路，且用以根据该调整后第一混波信号及该调整后第二混波信号以产生一放大信号。
附图说明
图1为传统具有正交调制结构的发射器的示意图；
图2为根据本发明一实施例的发射器的示意图；
图3为根据本发明一实施例的谐波阻抗调谐电路的示意图；
图4为根据本发明另一实施例的谐波阻抗调谐电路的示意图；
图5为根据本发明另一实施例的谐波阻抗调谐电路的示意图。
具体实施方式
图2为根据本发明一实施例的发射器200的示意图。如图2所示，发射器200包括了一混波器210、一谐波阻抗调谐电路220、一变压器230、一放大器240、一谐波阻抗调谐电路250、一变压器260。本实施例的发射器200是可以应用在任何需要进行无线通信的电子装置中，亦即发射器200接收基带信号BB_I、BB_Q后产生对应的输出信号至天线以传播出去。
在发射器200的基本操作中，混波器210使用振荡信号LO_I、LO_Q以分别对基带信号BB_I、BB_Q进行混波操作，以产生混波信号V_I及V_Q，其中V_I及V_Q为差分混波信号。具体来说，混波器210可以使用图1所示的两个混波器110、120来实现，亦即将基带信号BB_I与振荡信号LO_I进行混波操作以产生混波信号V_I，并将基带信号BB_Q与振荡信号LO_Q进行混波操作以产生混波信号V_Q。
在先前技术中提到了发射器200会因为一些非理想因素而使得镜像信号无法被完整的消除，然而，除了先前技术中所提到的三点非理想因素之外，位于混波器210后的组件也有可能会造成谐波混频而影响到了镜像抑制的效果。具体来说，由于混波器210的非理想因素、再加上振荡信号LO_I、LO_Q可能会因为非理想因素而包括了多阶的频率成分，因此混波信号V_I及V_Q会在后续的组件中进行谐波混频而产生的镜像信号，举以下四个例子来说：(1)假设差分混波信号V_I、V_Q分别具有(3*fLO+fBB)与(2*fLO)的谐波成分，再经由后级的放大器而产生谐波混频，会使得后续的信号具有频率为(fLO+fBB)的镜像信号；(2)假设差分混波信号V_I、V_Q分别具有(4*fLO)的谐波成分与(3*fLO-fBB)的谐波成分，再经由后级的放大器而产生谐波混频，会使得后续的信号具有频率为(fLO+fBB)的镜像信号；(3)假设差分混波信号V_I、V_Q分别具有(2*fLO-2*fBB)与(fLO-3*fBB)的谐波成分，再经由后级的放大器而产生谐波混频，会使得后续的信号具有频率为(fLO+fBB)的镜像信号；(4)假设差分混频信号V_I、V_Q分别具有(2*fLO)与(fLO-fBB)的谐波成分，再经由后级的放大器而产生谐波混频，会使得后续的信号具有频率为(fLO+fBB)的镜像信号；其中上述的‘fLO’为振荡信号LO_I、LO_Q的频率、‘fBB’为基带信号BB_I、BB_Q的频率。
因此，为了解决上述谐波混频的问题，本实施例中提出了在混波器210的两个输出节点N1、N2之间设置谐波阻抗调谐电路220，而降低混波信号V_I及V_Q的部分谐波成分，举例来说，谐波阻抗调谐电路220可以降低混波信号V_I及V_Q中对应于2*fLO、3*fLO及/或4*fLO的谐波强度，以降低后续因为谐波混频而产生的镜像信号的强度。
接着，变压器230及放大器240对调整后的混波信号(即，V_I及V_Q经过谐波阻抗调谐电路220后)进行处理以产生放大信号A_I、A_Q，且通过在混波器放大器的两个输出节点N3、N4之间设置谐波阻抗调谐电路250，而降低放大信号A_I、A_Q的部分谐波成分，例如对应于2*fLO、3*fLO及/或4*fLO的谐波强度，可以降低后续因为谐波混频而产生的镜像信号的强度。
最后，放大信号A_I、A_Q在经过变压器260的处理后传送至天线以发送至其他的电子装置。
图3为根据本发明一实施例的谐波阻抗调谐电路300的示意图，其中谐波阻抗调谐电路300可以用来实现图2所示的谐波阻抗调谐电路220、250，为了描述方便起见，以下实施例以谐波阻抗调谐电路300作为谐波阻抗调谐电路220来做为说明。如图3所示，谐波阻抗调谐电路300包括了两个电容310、320，其中电容310耦接于节点N1与接地电压之间，而电容320耦接于节点N2与接地电压之间。在本实施例中，谐波阻抗调谐电路300包括了奇模式(odd mode)与偶模式(even mode)，其中奇模式对应到混波信号V_I及V_Q的主要信号成分(差分信号)，而在奇模式下混波信号V_I及V_Q的主要信号成分的传送路径可称为差分路径；偶模式则对应到混波信号V_I及V_Q的偶数阶谐波成分，而在偶模式下混波信号V_I及V_Q的偶数阶谐波成分的传送路径可称为共模路径。具体来说，假设电容310、320的电容值均为2*C1，则在奇模式中混波信号V_I及V_Q的主要信号成分(差分信号)所看到的可以是一个耦接于节点N1、N2之间具有电容值C1的电容，而在偶模式中混波信号V_I及V_Q的谐波成分所看到的分别是一个具有电容值2*C1的接地电容。通过谐波阻抗调谐电路300，可以使得共模路径上的阻抗大幅缩小，以有效地降低混波信号V_I及V_Q中对应于2*fLO及4*fLO的谐波强度。
图4为根据本发明另一实施例的谐波阻抗调谐电路400的示意图，其中谐波阻抗调谐电路400可以用来实现图2所示的谐波阻抗调谐电路220、250，为了描述方便起见，以下实施例以谐波阻抗调谐电路400作为谐波阻抗调谐电路220来做为说明。如图4所示，谐波阻抗调谐电路400包括了两个电容410、420及一个电感430，其中电容410耦接于节点N1与一节点N5之间，电容420耦接于节点N2与节点N5之间，且电感430耦接于节点N5及接地电压之间。在本实施例中，谐波阻抗调谐电路400包括了奇模式与偶模式，其中奇模式对应到混波信号V_I及V_Q的主要信号成分(差分信号)，而偶模式则对应到混波信号V_I及V_Q的谐波成分。具体来说，假设电容410、420的电容值均为2*C1、电感430的电感值为L1，则在奇模式中混波信号V_I及V_Q的主要信号成分(差分信号)所看到的可以是一个耦接于节点N1、N2之间具有电容值C1的电容，而在偶模式中混波信号V_I及V_Q的谐波成分所看到的分别是一个串联的电容与电感。在本实施例中，由于电容410、420的电容值涉及了混波信号V_I及V_Q的主要信号成分而不适合任意改变，因此，设计者主要可以通过设计电感430的电感值L1，以使得对应到其共振频率上的阻抗大幅缩小，以达到降低特定谐波成分的目的。具体来说，假设设计者通过仿真得知具有频率(2*fLO-2*fBB)的谐波成分会在后续影响到镜像抑制效果，则可以通过设计电感430的电感值L1以降低频率为(2*fLO-2*fBB)的谐波成分，亦即
Figure BDA0002972772740000051
在实作上，由于‘fBB’远小于‘fLO’，因此谐波阻抗调谐电路400可视为降低两倍、三倍或四倍于振荡信号LO_I、LO_Q的频率的谐波成分。
图5为根据本发明另一实施例的谐波阻抗调谐电路500的示意图，其中谐波阻抗调谐电路500可以用来实现图2所示的谐波阻抗调谐电路220、250，为了描述方便起见，以下实施例以谐波阻抗调谐电路500作为谐波阻抗调谐电路220来做为说明。如图5所示，谐波阻抗调谐电路500包括了电容510、520、540、550及电感530、560，其中电容510耦接于节点N1与一节点N6之间，电容520耦接于节点N2与节点N6之间，电感530耦接于节点N6及接地电压之间，电容540耦接于节点N1与一节点N7之间，电容550耦接于节点N2与节点N7之间，电感560耦接于节点N7及接地电压之间。在本实施例中，谐波阻抗调谐电路500包括了奇模式与偶模式，其中奇模式对应到混波信号V_I及V_Q的主要信号成分(差分信号)，而偶模式则对应到混波信号V_I及V_Q的谐波成分。具体来说，假设电容510、520、540、550的电容值均为C1、电感530的电感值为L1、电感560的电感值为L2，则在奇模式中混波信号V_I及V_Q的主要信号成分(差分信号)所看到的可以是一个耦接于节点N1、N2之间具有电容值C1的电容，而在偶模式中混波信号V_I及V_Q的谐波成分所看到的分别是两个串连的电容电感。在本实施例中，由于电容510、520、540、550的电容值涉及了混波信号V_I及V_Q的主要信号成分而不适合任意改变，因此，设计者主要可以通过设计电感430的电感值L1、L2，以使得对应到其共振频率上的阻抗大幅缩小，以达到降低特定谐波成分的目的，例如可以降低两倍、三倍或四倍于振荡信号LO_I、LO_Q的频率的谐波成分。具体来说，假设设计者通过仿真得知具有频率(2*fLO-2*fBB)及(3*fLO-fBB)的谐波成分会在后续影响到镜像抑制效果，则可以通过设计电感530的电感值L1以降低频率为(2*fLO-2*fBB)的谐波成分，并通过设计电感560的电感值L2以降低频率为(3*fLO-fBB)的谐波成分。
在图2的实施例中，其降低谐波成分的步骤是通过耦接在节点N1、N2之间的谐波阻抗调谐电路220、及耦接在节点N3、N4之间的谐波阻抗调谐电路250来达成，而并非另外在混波器210所输出的两个路径上分别设置谐波滤波器，因此可以避免影响到混波信号V_I及V_Q的主要信号成分。
需注意的是，图2所示的发射器200的架构仅为范例说明，而非是本发明的限制。在本发明的其他实施例中，变压器的数量/位置可以有所改变，或是谐波阻抗调谐电路250可以自发射器200中移除。
简要归纳本发明，在本发明的发射器中，通过设置谐波阻抗调谐电路来降低特定谐波成分的强度，可以有效地改善这些谐波信号因为后续的谐波混频而产生镜像信号的问题。
以上所述仅为本发明的优选实施例，凡依本发明权利要求书所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。
附图标记说明：
100：发射器
110，120：混波器
130：结合电路
200：发射器
210：混波器
220：谐波阻抗调谐电路
230：变压器
240：放大器
250：谐波阻抗调谐电路
260：变压器
310，320：电容
410，420：电容
430：电感
510，520，540，550：电容
530，560：电感
BB_I，BB_Q：基带信号
LO_I，LO_Q：振荡信号
V_I，V_Q：混波信号
A_I，A_Q：放大信号
N1，N2，N3，N4，N5，N6，N7：节点
C1：电容值
L1，L2：电感值
Vout：输出信号

Claims (10)

1.一种发射器，包括：
一混波器，用以使用一第一振荡信号以及一第二震荡信号来分别对一第一基带信号以及一第二基带信号进行混波操作，以产生一第一混波信号至一第一节点、并产生一第二混波信号至一第二节点；
一第一谐波阻抗调谐电路，耦接于所述第一节点与所述第二节点之间，用以降低所述第一混波信号以及所述第二混波信号的谐波成分，以产生一调整后第一混波信号及一调整后第二混波信号；以及
一放大器，耦接于所述第一谐波阻抗调谐电路，用以根据所述调整后第一混波信号及所述调整后第二混波信号以产生一放大信号。
2.根据权利要求1所述的发射器，其特征在于，所述第一谐波阻抗调谐电路包括：
一第一电容，耦接于所述第一节点与一接地电压之间；以及
一第二电容，耦接于所述第二节点与所述接地电压之间。
3.根据权利要求1所述的发射器，其特征在于，所述第一谐波阻抗调谐电路包括：
一第一电容，耦接于所述第一节点与一特定节点之间；
一第二电容，耦接于所述第二节点与所述特定节点之间；以及
一电感，耦接于所述特定节点与一接地电压之间。
4.根据权利要求3所述的发射器，其特征在于，所述第一谐波阻抗调谐电路是用来降低所述第一混波信号以及所述第二混波信号中具有两倍于所述第一/第二振荡信号的频率的谐波成份。
5.根据权利要求1所述的发射器，其特征在于，所述第一谐波阻抗调谐电路包括：
一第一电容，耦接于所述第一节点与一特定节点之间；
一第二电容，耦接于所述第二节点与所述特定节点之间；
一第一电感，耦接于所述特定节点与一接地电压之间；
一第三电容，耦接于所述第一节点与另一特定节点之间；
一第四电容，耦接于所述第二节点与所述另一特定节点之间；以及
一第二电感，耦接于所述另一特定节点与所述接地电压之间。
6.根据权利要求5所述的发射器，其特征在于，所述第一电容、所述第二电容以及所述第一电感是用来降低所述第一混波信号以及所述第二混波信号中具有一第一频率的谐波成份，且所述第三电容、所述第四电容以及所述第二电感是用来降低所述第一混波信号以及所述第二混波信号中具有一第二频率的谐波成份。
7.根据权利要求6所述的发射器，其特征在于，所述第一频率为两倍于所述第一/第二振荡信号的频率。
8.根据权利要求6或7所述的发射器，其特征在于，所述第二频率为三倍或四倍于所述第一/第二振荡信号的频率。
9.根据权利要求1所述的发射器，其特征在于，所述放大器根据所述调整后第一混波信号及所述调整后第二混波信号以产生一第一放大信号至一第三节点、并产生一第二放大信号至一第四节点，以及所述发射器包括：
一第二谐波阻抗调谐电路，耦接于所述第三节点与所述第四节点之间，用以降低所述第一放大信号以及所述第二放大信号的谐波成分。
10.根据权利要求9所述的发射器，其特征在于，所述第二谐波阻抗调谐电路包括：
一第一电容，耦接于所述第一节点与一特定节点之间；
一第二电容，耦接于所述第二节点与所述特定节点之间；以及
一电感，耦接于所述特定节点与一接地电压之间。
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YUTONG YING;FUJIANG LIN;XUEFEI BAI;: "Design and analysis of an energy-efficient O-QPSK coherent IR-UWB transceiver with a 0.52° RMS phase-noise fractional synthesizer", JOURNAL OF SEMICONDUCTORS, no. 03, 15 March 2018 (2018-03-15) *
毛燕飞;鄂世举;KLAUS SCHMALZ;J.CHRISTOPH SCHEYTT;: "用于气体频谱分析传感器的245 GHz次谐波接收机", 微电子学, no. 06, 20 December 2019 (2019-12-20) *

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