CN116800223A - 宽带高精度有源移相器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开一种宽带高精度有源移相器，应用于无线通信领域，针对目前从S波段开始的宽带有源移相器的设计总是不能很好的平衡指标和面积，且大多数的有源移相器在频段内的低频出性能往往是最差的问题；本发明正交信号发生器结构在传统的RC‑RC‑RC多相滤波网络的基础上将RL一级加入到结构中，改善了其RC两级之间的阻抗失配问题，改善了该传统结构插损较大的问题；并且采用输出巴伦替代可变增益放大器的负载，改善了电路的低频特性，且增加了带宽。
Description
技术领域
本发明属于无线通信领域，特别涉及一种移相器技术。
背景技术
移相器作为相控阵雷的主要器件。移相器作为相控阵雷达的主要器件，初期的移相器是由分立元件构建的，由于集成化、低成本的需求，移相器发展越来越成熟，目前主要分为有源移相器和无源移相器。
随着通信技术的迅猛发展，宽带化的无线通信系统愈发受到重视，移相器自然也需要沿着宽带化的趋势进行研究。对于无源移相器，相较于传统电感电容作为延时单元，耦合电感式无源移相器技术常用于扩大带宽，但其也带来了更大的插损和占用更大的面积，但无源移相器架构简单，且无功耗，目前也大量用于低功耗的产品中。有源移相器是利用矢量合成网络来完成移相功能，它较无源移相器具有更小的插损，更宽的带宽，拥有更高的移相精度、更小的移相附加衰减值和更小的面积，但其带来了一定的功耗。总的来说。基于有源移相器的特点。目前宽带有源移相器的研究更为广泛。
目前有源移相器的基本结构包括正交信号(IQ，in-phase quadrature)信号发生器，可变增益放大器(VGA，Variable Gain Amplifier)，矢量网络合成器。正交信号发生器常包括利用RC-CR网络的多相滤波网络、基于RLC的正交全通滤波器；多相滤波器相位值和幅度值随负载变化波动较小，虽然随着其级数的增加其工作带宽更宽，但带来了更大的损耗。正交全通网络较多相滤波网络具有更小的插损，但因为电感的引入增大了其面积。可变增益放大器的设计比较多，一般是利用Gilbert单元或者是共源级放大器或其他类型的放大器结构，Gilbert单元是以差分放大器为基础，它具有很好的共模抑制比。共源级放大器是典型的放大器结构，它具有较高的增益。矢量网络合成器一般是利用巴伦来实现。在有源移相器中，每个单元的设计都与设计指标息息相关，在不同的频段设计方案选择都不同，对于宽带的有源移相器，一般是利用RC-CR多相滤波网络和Gilbert单元来实现移相功能。
现有技术一“A6-bit 38GHz SiGe BiCMOS phase shifter for 5G phased arraycommunications[J].IEICE Electronics Express.”，如图1所示，输入单端信号经过无源巴伦转化为差分信号，将差分信号馈送给正交信号发生器以产生4路正交信号，用两个VGA控制相应幅度以合成相应的相移量，最后输入给输出巴伦生成相应的移相单端信号。正交信号发生器采用正交全通滤波器，如图2所示，它是利用RLC串联谐振网络产生的正交信号。它的相位误差较好，且有较低的插损，常用作Ka波段正交信号发生器。
但是正交全通网络适用于频率较高的设计，对于低频的宽带网络是不适用的；且它引入了电感，带来了更大的面积，最重要的是其输出相位和幅度随负载变化波动较大，这就导致在设计VGA时，一般会引入线性化技术，增加了系统的复杂程度和带来了一定的功耗。
现有技术二“T.-W.Li,J.S.Park and H.Wang,"A 2–24GHz 360°full-spandifferential vector modulator phase rotator with transformer-based poly-phasequadrature network,"2015IEEE Custom Integrated Circuits Conference(CICC).”，如图3所示，该系统是差分输入差分输出，其具体结构如图4所示，现有技术二中正交信号发生器是采用三级变压器多相网络；变压器单元级的展开结构示意图如图5所示，它巧妙的将变压器集成在一起，利用电感耦合产生正交信号，相对于传统的变压器，其在面积上减小了一些，也有效的增加了带宽，运用频率可以从S波段到K波段；在VGA的设计上，它利用后级的差分串联-并联-串联电感峰值负载吸收VGA输出寄生电容和输入寄生电容，用于扩展带宽。
但是现有技术二存在以下缺点：
1：需要注意的是，变压器产生正交信号，会存在IQ信号幅度不匹配的问题。它主要是由于变压器混合器的耦合(CPL)路径和通过(THRU)路径之间(图5)的固有路径不匹配。要解决这个问题，只能是增加阶数来平衡IQ的幅度误差，但是级数的增加也带来了更大的面积和更大的插损，而且本身变压器的设计就较多相滤波网络占用更大的面积，这对于芯片的小型化是很不利的。
2：该系统是差分输入差分输出的，限制了它的前后级的结构，若后级是单端信号，则还需差分转单端的巴伦，这样就是又增加了电路的面积和电路设计的复杂度。其VGA后因为用了较多的电感来参与匹配和增加带宽，所以这个芯片的面积最终是很大的，较于其他同类型的有源移相器来说。
发明内容
为解决上述技术问题，本发明提出一种宽带高精度有源移相器，正交信号发生器结构在传统的RC-RC-RC多相滤波网络的基础上将RL一级加入到结构中，改善了其RC两级之间的阻抗失配问题，改善了该传统结构插损较大的问题。
本发明采用的技术方案为：宽带高精度有源移相器，采用差分输入单端输出的结构，具体包括：正交信号发生器、第一可变增益放大器、第二可变增益放大器、矢量网络合成器、输出巴伦；
差分信号输入到正交信号发生器中，产生四路正交信号，这四路正交信号，分别作为第一可变增益放大器、第二可变增益放大器的输入，第一可变增益放大器与第二可变增益放大器的输出作为矢量网络合成器的输入，矢量网络合成器的输出作为输出巴伦的输入，输出巴伦生成相应的移相单端信号；
所述正交信号发生器采用RC-RC-RL结构。
正交信号发生器所采用RC-RC-RL结构，具体包括：第一阶的RC结构、第二阶的RC结构、第三阶的RL结构；
第一阶的RC结构包括四个电容、四个电阻，分别记为：第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻；正信号输入第一电阻第一端，第一电阻第一端还与第一电容第一端相连，第一电容第二端与第二电阻第一端相连，第二电阻第二端与第二电容第一端相连，第二电容第二端与第三电阻第一端相连，第三电阻第二端与第三电容第一端相连，第三电容第二端与第四电阻第一端相连，第四电阻第二端与第四电容第一端相连，第四电容第二端与第一电阻第二端相连，负信号输入第三电阻第一端；
第二阶的RC结构包括四个电容、四个电阻，分别记为：第五电容、第六电容、第七电容、第八电容、第五电阻、第六电阻、第七电阻、第八电阻；第五电阻第一端与第一电阻第二端连接，第五电阻第一端还与第五电容第一端相连，第五电容第二端与第六电阻第一端相连，第六电阻第二端与第六电容第一端相连，第六电容第二端与第七电阻第一端相连，第七电阻第二端与第七电容第一端相连，第七电容第二端与第八电阻第一端相连，第八电阻第二端与第八电容第一端相连，第八电容第二端与第五电阻第二端相连；
第三阶的RL结构包括四个电感、四个电阻，分别记为：第一电感、第二电感、第三电感、第四电感、第九电阻、第十电阻、第十一电阻、第十二电阻；第九电阻第一端与第五电阻第二端相连，第九电阻第二端与第一电感第一端相连，第一电感第二端与第十电阻第一端相连，第十电阻第二端与第二电感第一端相连，第二电感第二端与第十一电阻第一端相连，第十一电阻第二端与第三电感第一端相连，第三电感第二端与第十二电阻第一端相连，第十二电阻第二端与第四电感第一端相连，第四电感第二端与第九电阻第一端相连，第九电阻第二端作为同相信号正极输出端，第十电阻第二端作为同相信号负极输出端，第十一电阻第二端作为正交信号正极输出端，第十二电阻第二端作为正交信号负极输出端。
第一阶的RC结构中的电阻、第二阶的RC结构中的电阻、第三阶的RL结构中的电阻阻值相等。
本发明的有益效果：本发明针对正交信号发生器在宽带系统中的设计，基于RC多相滤波器结构，引入RL一级，三阶的RC-RC-RL级对于宽带设计是有效的，对于后级是Gilbert的栅极作为输入点时，改善了输入输出阻抗，且减小了插损；
对于有源移相器的VGA设计，不论是电阻式的负载还是有源移相器式的负载都可以用输出巴伦来代替，改善了电路的低频特性。
附图说明
图1为6-bit的38GHz的矢量合成移相器原理框图；
图2为正交全通滤波器电路图；
图3为典型的笛卡尔I/Q向量调制器原理框图；
图4为图3所示调制器具体内部结构图；
图5为图3中采用的变压器单元级的展开结构示意图；
图6为本发明的移相器整体框架图；
图7为本发明所采用滤波器与传统滤波器结构对比图；
其中，(a)为RC-RC-RL全通滤波器,(b)为典型多相滤波器结构；
图8为巴伦作为负载的可变增益放大器的设计图；
图9为不同IQ结构对应插损值；
图10为不同IQ结构对有源移相器幅度RMS误差影响；
图11为不同负载结构对有源移相器相位RMS误差影响。
具体实施方式
目前从S波段开始的宽带有源移相器的设计总是不能很好的平衡指标和面积，且大多数的有源移相器在频段内的低频处性能往往是最差的。这一般是由于IQ信号的失配导相位和幅度的误差较大。且目前方案中一般是单端输入，单端输出，或者是差分输入差分输出。对于在发射机系统中，两种方案没有很优的适配性。
本发明主要是在传统的正交信号发生器上引入了一级RL，很好的解决了宽带的IQ信号发生器的相位和幅度误差问题。在VGA的设计上，将VGA和输出矢量合成单元集成一体，利用输出巴伦作为VGA的负载，该设计有效增加了带宽，减小了电路设计面积。且该方案是差分入单端出，用于发射机系统混频器和功率放大器之间，不用增加多余的转换器件。
本方案是差分输入单端输出的结构，用在发射机中混频器和功率放大器之间，完成移相的功能。首先差分信号输入到正交信号发生器中，产生四路正交信号，然后通过VGA来控制它的幅度合成相位，正交信号发生器采用的是RC-RC-RL结构，如图7(a)所示；相较于传统的三阶多相滤波网络，如图7(b)所示，本发明采用的正交信号发生器结构具有更高的相位精度和更小的幅度误差，且具有更小的插损。
RC-RC-RL网络是基于三阶RC网络的改进，传统的三阶RC多相滤波网络由于其互联的无源反馈而对负载阻抗不敏感，在宽带时运用较多，但是不可忽略其插损较其他正交信号发生器比较大。且其幅度误差因为各级的级联不匹配导致较大的幅度误差。为了解决这一问题，引入电感，因为后级电感的引入，后级阻抗带有电感虚部，前级有一个电容实的虚部，调整了电路的阻抗值，输入阻抗更接近匹配阻抗。设计中取R1、R2、R3的值相等，使得L1C2＝1/w0 2，这改善了阻抗失配的情况，且降低了基频处的I/Q相位幅度差。L1为RL网络结构中电感，C2为第二阶RC网络结构中的电容，w0表示频带的中心频点。
图8中A部分是典型的VGA负载设计，采用有源负载代替了无源电感，改善了电路的频率相应，但是在宽带设计下，由于晶体管的寄生电容和电阻，导致在高频处其增益会下降迅速，这对于IQ信号的幅度控制是不利的，将会导致低频和高频处的相移量偏差较大。若负载采用图8中B部分电路代替，将输出巴伦作为放大器的负载，并联峰化电感的引增大了带宽，且减少了电路的一部分面积。
如图8所示，两个放大器的输出直接接到巴伦的输入端，且放大器的供电也是通过巴伦给电的。然后经过耦合单端输出
本发明正交信号发生器结构在传统的RC-RC-RC多相滤波网络的基础上将RL一级加入到结构中，改善了其RC两级之间的阻抗失配问题，改善了该传统结构插损较大的问题。在2-18GHz频段内，两种结构插损对比如图9所示。
采用RC-RC-RL结构可以改善IQ信号发生器输出幅度误差，正交信号的幅度差和相位精度对移相误差和增益误差会有很大影响，从图10可以看到，在2-18GHz频段内，采用RC-RC-RL结构对高频和低频的输出幅度都有一定改善。图11可以看出，可变增益放大器采用巴伦作为负载改善了低频处的移相误差值，这是较于电阻作为负载来说的，对于负载是有源巴伦结构的或者是二极管连接型器件来说都有这样的改善效果，这里只举了一种情况，因为对于其他接法的负载来看，因为寄生效应，可变增益放大器的增益总是随着频率的上升而下降的。
若随着带宽的不断增加，可以增加RC的阶数，但是本质上还是通过引入RL一级来改善阻抗匹配和相位幅度误差。
本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。
Claims (4)
1.宽带高精度有源移相器，其特征在于，采用差分输入单端输出的结构，具体包括：正交信号发生器、第一可变增益放大器、第二可变增益放大器、矢量网络合成器、输出巴伦；
差分信号输入到正交信号发生器中，产生四路正交信号，这四路正交信号，分别作为第一可变增益放大器、第二可变增益放大器的输入，第一可变增益放大器与第二可变增益放大器的输出作为矢量网络合成器的输入，矢量网络合成器的输出作为输出巴伦的输入，输出巴伦生成相应的移相单端信号；
所述正交信号发生器采用RC-RC-RL结构。
2.根据权利要求1所述的宽带高精度有源移相器，其特征在于，正交信号发生器所采用RC-RC-RL结构，具体包括：第一阶的RC结构、第二阶的RC结构、第三阶的RL结构；
第一阶的RC结构包括四个电容、四个电阻，分别记为：第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻；正信号输入第一电阻第一端，第一电阻第一端还与第一电容第一端相连，第一电容第二端与第二电阻第一端相连，第二电阻第二端与第二电容第一端相连，第二电容第二端与第三电阻第一端相连，第三电阻第二端与第三电容第一端相连，第三电容第二端与第四电阻第一端相连，第四电阻第二端与第四电容第一端相连，第四电容第二端与第一电阻第二端相连，负信号输入第三电阻第一端；
第二阶的RC结构包括四个电容、四个电阻，分别记为：第五电容、第六电容、第七电容、第八电容、第五电阻、第六电阻、第七电阻、第八电阻；第五电阻第一端与第一电阻第二端连接，第五电阻第一端还与第五电容第一端相连，第五电容第二端与第六电阻第一端相连，第六电阻第二端与第六电容第一端相连，第六电容第二端与第七电阻第一端相连，第七电阻第二端与第七电容第一端相连，第七电容第二端与第八电阻第一端相连，第八电阻第二端与第八电容第一端相连，第八电容第二端与第五电阻第二端相连；
第三阶的RL结构包括四个电感、四个电阻，分别记为：第一电感、第二电感、第三电感、第四电感、第九电阻、第十电阻、第十一电阻、第十二电阻；第九电阻第一端与第五电阻第二端相连，第九电阻第二端与第一电感第一端相连，第一电感第二端与第十电阻第一端相连，第十电阻第二端与第二电感第一端相连，第二电感第二端与第十一电阻第一端相连，第十一电阻第二端与第三电感第一端相连，第三电感第二端与第十二电阻第一端相连，第十二电阻第二端与第四电感第一端相连，第四电感第二端与第九电阻第一端相连，第九电阻第二端作为同相信号正极输出端，第十电阻第二端作为同相信号负极输出端，第十一电阻第二端作为正交信号正极输出端，第十二电阻第二端作为正交信号负极输出端。
3.根据权利要求2所述的宽带高精度有源移相器，其特征在于，第一阶的RC结构中的电阻、第二阶的RC结构中的电阻、第三阶的RL结构中的电阻阻值相等。。
4.根据权利要求3所述的宽带高精度有源移相器，其特征在于，将输出巴伦作为第一可变增益放大器、第二可变增益放大器的负载。
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