CN112332806B - 一种高增益低噪声射频移相器 - Google Patents
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- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims abstract description 36
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims abstract description 23
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 claims abstract description 23
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 49
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 46
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 24
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 19
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 19
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 19
- 238000009966 trimming Methods 0.000 claims description 12
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 claims description 7
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 7
- 101100280063 Drosophila melanogaster E(spl)malpha-BFM gene Proteins 0.000 claims description 3
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000009467 reduction Effects 0.000 claims description 3
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 10
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 10
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 8
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 4
- 238000013461 design Methods 0.000 description 3
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 3
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 3
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 3
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 2
- 238000003491 array Methods 0.000 description 2
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 2
- 238000006386 neutralization reaction Methods 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- JBRZTFJDHDCESZ-UHFFFAOYSA-N AsGa Chemical compound [As]#[Ga] JBRZTFJDHDCESZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- JMASRVWKEDWRBT-UHFFFAOYSA-N Gallium nitride Chemical compound [Ga]#N JMASRVWKEDWRBT-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- GPXJNWSHGFTCBW-UHFFFAOYSA-N Indium phosphide Chemical compound [In]#P GPXJNWSHGFTCBW-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 238000005513 bias potential Methods 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 150000001875 compounds Chemical class 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 1
- 239000012212 insulator Substances 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000001308 synthesis method Methods 0.000 description 1
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/16—Networks for phase shifting
Landscapes
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Abstract
本发明公开了一种高增益低噪声射频移相器，包括同相分配电路、两路低相移线性可变增益放大器、两路幅度微调电路、两路级间匹配网络和宽带正交合成网络；同相分配电路的输入为高增益低噪声射频移相器的输入信号，其输出与两路低相移线性可变增益放大器的输入端连接，两路幅度微调电路连接两路低相移线性可变增益放大器的输出端，两路级间匹配网络的输入端连接两路幅度微调电路的输出端，宽带正交合成网络的输入端连接两路级间匹配网络的输出端，宽带正交合成网络的输出为高增益低噪声射频移相器的输出。本发明通过在两路低相移线性可变增益放大器中设置共源极差分晶体管对和尾电流开关管，提高了幅度控制精度，实现高增益、低噪声。
Description
技术领域
本发明涉及电子电路设计领域，尤其涉及一种高增益低噪声射频移相器。
背景技术
移相器是相控阵系统中最关键的功能模块之一，它通过控制天线阵列中每个独立天线单元接收或发射信号的相位来实现波束扫描。为了面向毫米波通信和高性能雷达应用，要求移相器具有更多的移相位数，更高的移相精度和更低的幅度偏差。有源移相器的关键结构包括正交信号发生器和幅度控制器，采用正交矢量合成方法实现移相，因此其性能受限于正交信号的精度和幅度控制的精度。在现有的CMOS工艺下，为实现信号的正交，主要结构有延迟线、L-C谐振全通网络、耦合器和多相滤波器。其中，延迟线会引入两路信号的幅度不平衡；多级级联的多相滤波器可以产生高精度的正交信号，但是会引入很大的损耗；L-C谐振全通网络和传统耦合器难以在较宽的频带实现高精度的正交信号。另一方面，为实现幅度控制，常见结构主要有偏置电流控制的放大器和电流开关阵列。其中，传统偏置电流控制的放大器通过改变偏置电流大小调整晶体管的增益，然而，晶体管的寄生参数同时发生变化，导致附加相移和端口失配等问题，从而恶化合成矢量的精度，难以提高移相位数；电流开关阵列通过按比例切换输出电流的大小来调整增益，然而，晶体管的开关特性不理想，尤其在毫米波频段，断开的晶体管存在明显的漏电流，也会导致幅度偏差、附加相移和端口失配等问题，限制了可实现的移相位数和精度。
在微波/毫米波前端链路中，常见移相器结构还存在增益低和噪声大的问题。无源移相器天然具有衰减；有源移相器中，电流开关结构中关断的晶体管会造成大损耗并引入噪声。同时，对采用正交合成原理的移相器来说，正交产生电路前置的结构噪声性能更差。这些问题导致链路中需要额外的放大器进行补偿，浪费了功耗和面积。
综上所述，现有集成电路工艺下的移相器结构，幅度偏差和相移大，噪声高，难以满足毫米波5G通信和高性能雷达应用对移相位数、精度和芯片集成度的更高要求。
发明内容
技术目的：针对现有技术中移相器幅度偏差和相移大、噪声高的缺陷，本发明公开了一种高增益低噪声射频移相器，通过在两路低相移线性可变增益放大器中设置共源极差分晶体管对和尾电流开关管，消除了晶体管开关状态不理想的影响，提高了幅度控制精度，同时保持了共源极放大器高增益低噪声的优点。
技术方案： 为实现上述技术目的，本发明采用以下技术方案。
一种高增益低噪声射频移相器，包括主要由传输线构成的同相分配电路、主要由放大器阵列单元构成的两路低相移线性可变增益放大器、主要由开关晶体管阵列单元构成的两路幅度微调电路、主要由变压器构成的两路级间匹配网络和主要由耦合器构成的宽带正交合成网络；
所述同相分配电路的输入为所述高增益低噪声射频移相器的输入信号，同相分配电路用于将高增益低噪声射频移相器的输入信号分为两路同相信号，同相分配电路的输出信号为第一差分信号和第二差分信号；所述两路同相信号在分配过程中损耗相等；
所述两路低相移线性可变增益放大器的输入端分别连接同相分配电路输出的第一差分信号和第二差分信号，两路低相移线性可变增益放大器用于对输入的信号进行高增益放大并压制后级噪声，同时控制信号幅度实现低附加相移的线性步进，两路低相移线性可变增益放大器的输出信号分别为第一差分放大信号和第二差分放大信号；所述两路低相移线性可变增益放大器设有共源极差分晶体管对和尾电流开关管，用于消除晶体管开关状态不理想的影响；
所述两路幅度微调电路分别连接两路低相移线性可变增益放大器输出的第一差分放大信号和第二差分放大信号；两路幅度微调电路用于对两路输入的信号进行独立的幅度微调；
所述两路级间匹配网络的输入端分别连接两路幅度微调电路的输出端，即两路低相移线性可变增益放大器输出的第一差分放大信号和第二差分放大信号；两路级间匹配网络用于实现对输入的信号进行宽带阻抗匹配，两路级间匹配网络的输出信号分别为第一差分输出信号和第二差分输出信号；
所述宽带正交合成网络的输入端分别连接两路级间匹配网络输出的第一差分输出信号和第二差分输出信号；宽带正交合成网络用于将输入的信号进行宽带正交合成，合成后的输出为所述高增益低噪声射频移相器的输出信号。
优选地，所述两路低相移线性可变增益放大器结构相同，各包括并联组合的n个放大器阵列单元和n路数字控制信号，其中数字控制信号与放大器阵列单元一一对应连接。
优选地，所述两路低相移线性可变增益放大器的增益步进范围与n正相关，n取偶数值，单个放大器阵列单元的增益为A，则n个放大器阵列单元的可变增益范围为-nA到+nA，步长为2A。
优选地，所述n个放大器阵列单元结构相同，在第一路低相移线性可变增益放大器中，每个放大器阵列单元包括第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管、第四晶体管、第五晶体管、第六晶体管、第一反相器和第二反相器；所述第一晶体管和第三晶体管的栅极连接第一路低相移线性可变增益放大器输入的第一差分信号正极端，所述第二晶体管和第四晶体管的栅极连接第一路低相移线性可变增益放大器输入的第一差分信号负极端；
第一晶体管和第二晶体管、第三晶体管和第四晶体管分别构成共源极差分晶体管对，所述第五晶体管构成第一晶体管和第二晶体管共源极差分晶体管对的尾电流开关，第五晶体管的漏极连接第一晶体管和第二晶体管的源极，第五晶体管的栅极连接第一反相器的输出端，源极接地；所述第六晶体管构成第三晶体管和第四晶体管共源极差分晶体管对的尾电流开关，第六晶体管的漏极连接第三晶体管和第四晶体管的源极，第六晶体管的栅极连接第二反相器的输出端，源极接地，第一反相器的输入端与对应的数字控制信号连接，输出端与第二反相器的输入端连接；
所述第一晶体管和第四晶体管的漏极输出第一路低相移线性可变增益放大器的第一差分放大信号正极端，所述第二晶体管和第三晶体管的漏极输出第一路低相移线性可变增益放大器的第一差分放大信号负极端。
优选地，所述第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管和第四晶体管尺寸相同，所述第五晶体管和第六晶体管尺寸相同；所述第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管、第四晶体管、第五晶体管和第六晶体管为N型晶体管或P型晶体管。
优选地，所述两路幅度微调电路结构相同，各包括并联组合的m个开关晶体管阵列单元和m路数字控制信号，其中数字控制信号与开关晶体管阵列单元一一对应连接。
优选地，所述两路幅度微调电路实现对幅度的近似线性减小，m的值为任意正整数，单个开关晶体管阵列单元减小的电流幅度为α，开关晶体管阵列单元幅度调整范围为0到mα。
优选地，所述m个开关晶体管阵列单元结构相同，在第一路幅度微调电路中，每个开关晶体管阵列单元包括第七晶体管、第八晶体管、第三反相器和第四反相器；所述第七晶体管和第八晶体管的漏极分别连接第一路低相移线性可变增益放大器输出信号的第一差分放大信号，第七晶体管和第八晶体管的源极接地，第七晶体管和第八晶体管的栅极连接第四反相器的输出端，第四反相器的输入端与第三反相器的输出端连接，第三反相器的输入端与对应的数字控制信号连接。
优选地，所述第七晶体管、第八晶体管尺寸相同；第七晶体管、第八晶体管为N型晶体管或P型晶体管。
优选地，所述同相分配网络包括第一传输线、第二传输线、第三传输线、第四传输线、第一电阻、第二电阻、第三电阻和第四电阻组成，所述第一传输线和第二传输线形成差分对，第一传输线和第二传输线的输入端连接所述高增益低噪声射频移相器的输入信号正极端，第一传输线输出第一差分信号正极端，第二传输线输出第一差分信号负极端；所述第三传输线和第四传输线结构相同，其输入信号为所述高增益低噪声射频移相器的输入信号负极端，其输出信号为第二差分信号；所述第一电阻和第二电阻的一端分别连接第一差分信号正极端和第一差分信号负极端，另一端连接偏置电压；所述第三电阻和第四电阻的一端分别连接第二差分信号正极端和第二差分信号负极端，另一端连接偏置电压。
优选地，所述两路级间匹配网络结构相同，第一路级间匹配网络包括第一变压器、第一电容和第二电容，第一变压器的输入端连接第一路低相移线性可变增益放大器输出信号的第一差分放大信号，输出端输出的信号为第一差分输出信号，所述第一电容和第二电容分别并联在第一变压器的输入端和输出端，所述第一变压器的中心抽头连接电源。
优选地，所述宽带正交合成网络包括第一电感、第二电感、第五电容、第六电容、第三电感、第四电感、第七电容、第八电容、第五电阻和第六电阻，所述第一电感和第二电感形成耦合，第五电容和第六电容分别跨接在相互耦合的第一电感和第二电感的两组同名端，所述第三电感和第四电感形成耦合，第七电容和第八电容分别跨接在相互耦合的第三电感和第四电感的两组同名端，第一电感和第四电感形成差分对，一端连接第一路级间匹配网络输出的第一差分输出信号，另一端直通所述高增益低噪声射频移相器的输出信号，所述第二电感和第三电感形成差分对，一端连接第二路级间匹配网络输出的第二差分输出信号，另一端分别通过第五电阻和第六电阻接地。
优选地，所述第一电感和第二电感的磁耦合系数小，第三电感和第四电感的磁耦合系数小；磁耦合系数范围为0.3~0.6。
有益效果：
1、本发明通过在两路低相移线性可变增益放大器中设置共源极差分晶体管对和尾电流开关管，消除了晶体管开关状态不理想的影响，提高了幅度控制精度，同时保持了共源极放大器高增益低噪声的优点；
2、本发明适用于CMOS工艺，实现了360度相位调节范围、6比特相移、宽带宽、高精度、低幅度偏差、高增益、低噪声和低成本的有源移相器结构。
附图说明
图1为本发明的总结构示意图；
图2为本发明的总电路示意图；
图3为放大器阵列单元的电路工作原理示意图；
图4为图3的电路组态图；
图5A为本发明应用在20GHz-34 GHz频段时的绝对相位值的相移图；
图5B为本发明应用在20GHz-34 GHz频段时的相对相位值的相移图；
图6为本发明应用在20GHz-34 GHz频段时的移相误差均方根图；
图7为本发明应用在20GHz-34 GHz频段时的幅度误差均方根图；
图8为本发明应用在20GHz-34 GHz频段时的功率增益图；
图9为本发明应用在20GHz-34 GHz频段时的最小噪声系数示意图；
100为同相分配电路，101为第一传输线，102为第二传输线，103为第三传输线，104为第四传输线，105为第一电阻，106为第二电阻，107为第三电阻，108为第四电阻，VIN+为输入信号正极端，VIN-为输入信号负极端，VI,IN+为第一差分信号正极端，VI,IN-为第一差分信号负极端，VQ,IN+为第二差分信号正极端，VQ,IN-为第二差分信号负极端，VB为偏置电压；
200为第一路低相移线性可变增益放大器，300为第二路低相移线性可变增益放大器，201为第一晶体管，202为第二晶体管，203为第三晶体管，204为第四晶体管，205为第五晶体管，206为第六晶体管，207为第一反相器，208为第二反相器；VI,M+为第一差分放大信号正极端，VI,M-为第一差分放大信号负极端，VQ,M+为第二差分放大信号正极端，VQ,M-为第二差分放大信号负极端；
400为第一路幅度微调电路，500为第二路幅度微调电路，401为第七晶体管，402为第八晶体管，403为第三反相器，404为第四反相器；
600为第一路级间匹配网络，601为第一变压器，602为第一电容，603为第二电容；700为第二路级间匹配网络，701为第二变压器，702为第三电容，703为第四电容；VI,OUT+为第一差分输出信号正极端，VI,OUT-为第一差分输出信号负极端，VQ,OUT+为第二差分输出信号正极端，VQ,OUT-为第二差分输出信号负极端，VDD为电源；
800为宽带正交合成网络，801为第一电感，802为第二电感，803为第五电容，804为第六电容，805为第三电感，806为第四电感，807为第七电容，808为第八电容，809为第五电阻，810为第六电阻，VOUT+为输出信号正极端，VOUT-为输出信号负极端。
具体实施方式
为了进一步的说明本发明公开的技术方案，下面结合说明书附图和具体实施例作详细的阐述。本领域的技术人员应得知，在不违背本发明精神前提下所做出的优选和改进均落入本发明的保护范围，对于本领域的惯用技术在本具体实施例中不做详细记载和说明。
本发明公开了一种高增益低噪声射频移相器，属于有源移相器，可应用于发射机/接收机系统以及相控阵系统等领域中。以下对本文中出现的专业词汇进行解释：
传输线：以横电磁 （TEM）模的方式传送电能和（或）电信号的导波结构，其特点是其横向尺寸远小于工作波长，可借助简单的双导线模型进行电路分析。
偏置电阻：调节基极偏置电流，使晶体管有一个适合的工作点；以常用的共射放大电路为例，主流是从发射极到集电极的，偏流就是从发射极到基极的。相对于主电路而言，为基极提供电流的电路就是所谓的偏置电路。偏置电路往往有若干元件，其中有一重要电阻，往往要调整阻值，以调整基极电流，在三极管的放大区，确定的基极电流保证了需要的集电极电流在设计规范内。这要调整基极电流的电阻就是偏置电阻。它放大电路的主要作用是提供大小适当的基极电流，以使放大电路获得合适的工作点，并使发射结处于正向偏置。
寄生电容：寄生电容一般是指电感、电阻、芯片引脚等在高频情况下表现出来的电容特性，分布在导线之间、线圈与机壳之间以及某些元件之间的分布电容等，寄生电容的数值虽小，但是却是引起干扰的重要原因。
实施例
本发明公开了一种高增益低噪声射频移相器，包括同相分配电路100、两路低相移线性可变增益放大器200、300、两路幅度微调电路400、500、两路级间匹配网络600、700和宽带正交合成网络800，如附图1所示。
同相分配电路100的输入为高增益低噪声射频移相器的输入信号VIN+、VIN-，同相分配电路100用于将高增益低噪声射频移相器的输入信号VIN+、VIN-分为两路同相信号，同相分配电路100的输出信号为第一差分信号VI,IN+、VI,IN-和第二差分信号VQ,IN+、VQ,IN-；两路同相信号在分配过程中损耗相等；
两路低相移线性可变增益放大器200、300的输入端分别连接同相分配电路100输出的第一差分信号VI,IN+、VI,IN-和第二差分信号VQ,IN+、VQ,IN-，两路低相移线性可变增益放大器200、300用于对输入的信号进行高增益放大并压制后级噪声，同时控制信号幅度实现低附加相移的线性步进，两路低相移线性可变增益放大器200、300的输出信号分别为第一差分放大信号VI,M+、VI,M-和第二差分放大信号VQ,M+、VQ,M-；两路低相移线性可变增益放大器200、300设有共源极差分晶体管对和尾电流开关管，通过切换共源极差分晶体管实现“1”和“-1”逻辑，替代传统的“1”和“0”逻辑，消除晶体管开关状态不理想的影响；
两路幅度微调电路400、500分别连接两路低相移线性可变增益放大器200、300输出的第一差分放大信号VI,M+、VI,M-和第二差分放大信号VQ,M+、VQ,M-；两路幅度微调电路400、500用于对两路输入的信号进行独立的幅度微调；
两路级间匹配网络600、700的输入端分别连接两路幅度微调电路400、500的输出端，即两路低相移线性可变增益放大器200、300输出的第一差分放大信号VI,M+、VI,M-和第二差分放大信号VQ,M+、VQ,M-；两路级间匹配网络600、700用于实现对输入的信号进行宽带阻抗匹配，两路级间匹配网络600、700的输出信号分别为第一差分输出信号VI,OUT+、VI,OUT-和第二差分输出信号VQ,OUT+、VQ,OUT-；
宽带正交合成网络800的输入端分别连接两路级间匹配网络600、700输出的第一差分输出信号VI,OUT+、VI,OUT-和第二差分输出信号VQ,OUT+、VQ,OUT-；宽带正交合成网络800用于将输入的信号进行宽带正交合成，合成后的输出为高增益低噪声射频移相器的输出信号VOUT+、VOUT-。
在本发明的同相分配电路100中，如附图2所示，包括第一传输线101、第二传输线102、第三传输线103、第四传输线104、第一电阻105、第二电阻106、第三电阻107和第四电阻108组成，第一传输线101和第二传输线102形成差分对，第一传输线101和第二传输线102的输入端连接高增益低噪声射频移相器的输入信号正极端VIN+，第一传输线101输出第一差分信号正极端VI,IN+，第二传输线102输出第一差分信号负极端VI,IN-；第三传输线103和第四传输线104结构相同，其输入信号为高增益低噪声射频移相器的输入信号负极端VIN-，其输出信号为第二差分信号VQ,IN+、VQ,IN-；第一电阻105和第二电阻106的一端分别连接第一差分信号正极端VI,IN+和第一差分信号负极端VI,IN-，另一端连接偏置电压VB；第三电阻107和第四电阻108的一端分别连接第二差分信号正极端VQ,IN+和第二差分信号负极端VQ,IN-，另一端连接偏置电压VB。
其中，第一传输线101和第二传输线102构成一组差分传输线，第三传输线103和第四传输线104构成另一组差分传输线，第一电阻105、第二电阻106、第三电阻107和第四电阻108均作为偏置电阻，偏置电压VB通过第一电阻105、第二电阻106、第三电阻107和第四电阻108这四个偏置电阻，为四路信号提供直流偏置电位。
在本发明的两路低相移线性可变增益放大器200、300中，两路低相移线性可变增益放大器200、300结构相同，各包括并联组合的n个放大器阵列单元和n路数字控制信号，其中数字控制信号与放大器阵列单元一一对应连接。两路低相移线性可变增益放大器的增益步进范围与n正相关，n取偶数值，单个放大器阵列单元的增益为A，则n个放大器阵列单元的可变增益范围为-nA到+nA，步长为2A。
在一些实施例中，n的取值为20，单个放大器阵列单元的增益计为A，所述的低相移线性可变增益放大器的增益范围为-20A到+20A，步长为2A。6比特移相器的最小相位为5.625°，其正切值接近1/10，第一路低相移线性可变增益放大器增益设为20A，第二路增益设为2A，可实现近似5.625°，合成幅度近似为20.1A；同理，第一路、第二路增益设为14A，可实现45°，合成幅度近似为19.8A；其余相位依此类推。须要说明的是，n值也可以为其他偶数值，但不一定取值越大精度越高，须要能实现5.625°的1到63倍中任意值且合成幅度误差小，且取值越大，阵列单元数越多，消耗更多的功耗和面积。
所有的放大器阵列单元结构相同，如附图2所示，以第一路低相移线性可变增益放大器200中的一个放大器阵列单元为例，该放大器阵列单元包括第一晶体管201、第二晶体管202、第三晶体管203、第四晶体管204、第五晶体管205、第六晶体管206、第一反相器207和第二反相器208；
第一晶体管201和第三晶体管203的栅极连接第一路低相移线性可变增益放大器200输入的第一差分信号正极端VI,IN+，第二晶体管202和第四晶体管204的栅极连接第一路低相移线性可变增益放大器200输入的第一差分信号负极端VI,IN-；
第一晶体管201和第二晶体管202、第三晶体管203和第四晶体管204分别构成共源极差分晶体管对，第五晶体管205构成第一晶体管201和第二晶体管202共源极差分晶体管对的尾电流开关，第五晶体管205的漏极连接第一晶体管201和第二晶体管202的源极，第五晶体管205的栅极连接第一反相器207的输出端，源极接地；第六晶体管206构成第三晶体管203和第四晶体管204共源极差分晶体管对的尾电流开关，第六晶体管206的漏极连接第三晶体管203和第四晶体管204的源极，第六晶体管206的栅极连接第二反相器208的输出端，源极接地，第一反相器207的输入端与对应的数字控制信号连接，输出端与第二反相器208的输入端连接；通过反相逻辑，第五晶体管205和第六晶体管206的开关状态保持不同，使得第一晶体管201和第二晶体管202、第三晶体管203和第四晶体管204这两个共源极差分晶体管对分别处于放大和关闭两种工作状态。
第一晶体管201和第四晶体管204的漏极输出第一路低相移线性可变增益放大器200的第一差分放大信号正极端VI,M+，第二晶体管202和第三晶体管203的漏极输出第一路低相移线性可变增益放大器200的第一差分放大信号负极端VI,M-。
从上述的连接中可以看出，由于第五晶体管205和第六晶体管206的开关逻辑相反，第一晶体管201和第四晶体管204的输出为一个放大状态晶体管的输出电流和一个关断晶体管的漏电流的矢量和，同理，第二晶体管202和第三晶体管203的输出同样为一个放大状态晶体管的输出电流和一个关断晶体管的漏电流的矢量和。
以下结合附图3对上述的一个放大器阵列单元的第一晶体管201至第六晶体管206的工作原理进行说明。第一晶体管201和第二晶体管202组成第一个差分对，第三晶体管203和第四晶体管204组成第二个差分对，两个差分对分别由第五晶体管205和第六晶体管206控制，开关逻辑相反，总有一个差分对工作在共源极放大状态，输出差分电流ION；另一个差分对处于关断状态，由于高频晶体管版图的寄生参数Cds、Cgs、Cgd等的影响，其漏极仍然输出漏电流IOFF。经过电流合成，放大器阵列单元的输出端输出的差分电流为ION−IOFF。同理，如果放大器阵列单元的控制逻辑与附图3中所示相反，则输出差分电流−(ION−IOFF)。两个控制逻辑相反的放大器阵列单元合成电流为零，相比传统的单管开关结构，完全抵消了漏电流的影响。通过设计20个放大器阵列单元的控制逻辑，能够对第一路低相移线性可变增益放大器200的输出电流实现电流幅度步长为2(ION−IOFF)、范围从−20(ION−IOFF)到20(ION−IOFF)的线性控制，且理论上附加相移为零，满足6比特移相的要求。作为对比，传统的电流开关调幅结构理论上依赖于关断的晶体管输出零电流这一理想化条件，而实际上漏电流不可避免，因此幅度控制精度差，附加相移明显，直接限制移相位数并恶化移相精度。另外，如附图3所示，放大阵列单元中的两组共源极差分对总是一对工作在放大状态、另一对处于关断状态，因此附图2中所示的两路低相移线性可变增益放大器200、300的直流偏置电流和输入输出阻抗恒定，与控制逻辑无关，不影响同相分配网络100的功率分配和宽带正交合成网络800的正交性。
本发明将共源极放大器作为可变增益放大器的核心结构，传统的采用电流开关或衰减单元级联结构的幅度调节电路增益低、噪声大，共源极放大器在高增益、低噪声方面具有极大的优势；传统的通过偏置调节实现的可变增益共源放大器则会引入很大的相位偏差，本发明配合以尾电流开关和上述控制逻辑，在保留共源极放大器优点的同时，实现了高精度的线性幅度调节和理论上的零相位偏差。
此外，本发明的放大器阵列单元的设计还能中和寄生电容，如附图4所示。第一晶体管201、第二晶体管202组成的差分对处于共源极放大状态。第三晶体管203、第四晶体管204处于关断状态，第三晶体管203的栅极与第一晶体管201的栅极相连，第三晶体管203的漏极与第二晶体管202的漏极相连；第四晶体管204的栅极与第二晶体管202的栅极相连，第四晶体管204的漏极与第一晶体管201的漏极相连，第三晶体管203、第四晶体管204的栅-漏寄生电容形成第一晶体管201、第二晶体管202的栅-漏寄生电容的中和，进一步提高了差分共源极放大器的增益。
需要说明的是，第一晶体管201、第二晶体管202、第三晶体管203和第四晶体管204尺寸相同，第五晶体管205和第六晶体管206尺寸相同。两路低相移线性可变增益放大器200、300中运用的各晶体管优选了CMOS工艺的N型晶体管，但是采用P型晶体管同样可行。此外，本发明的两路低相移线性可变增益放大器200、300中运用的各晶体管同样可采用其他半导体工艺，如BiCMOS（Bipolar-CMOS）工艺、SOI（Silicon-on-Insulator）工艺、III-IV族元素化合物半导体工艺（氮化镓（GaN）、砷化镓（GaAs）、磷化铟（InP）等）等。
数字控制信号与放大器阵列单元一一对应连接，通过数字控制信号实现电流幅度的调节，控制信号幅度实现低附加相移的线性步进，两路低相移线性可变增益放大器200、300中的晶体管连接方式，第一，放大、关闭两种状态下的晶体管输出电流做矢量合成，代替单管开关，解决了逻辑关断的晶体管存在漏电流的问题，理论上能够完全实现宽带宽下的等步长线性幅度控制且不引入相位偏差；第二，在任意相位状态下，晶体管阵列中放大、关闭两种状态的晶体管数量始终保持一致，总偏置电流一致，输入端和输出端看到的寄生参数一致，消除了不同相位状态下端口阻抗的变化；第三，关闭状态下的差分对与放大状态下的差分对形成寄生电容中和，提高了放大器增益。
如附图2所示，本发明中的两路低相移线性可变增益放大器200、300结构相同。本发明设定64个数字控制状态，分别控制两路低相移线性可变增益放大器200、300，实现对两路信号的线性幅度调节，经过正交合成后实现360°范围的6比特移相。64个数字控制状态对应6比特（26），数字控制状态理论上和放大器阵列单元无直接关系，放大器阵列单元数目对应幅度调节位数（20个单元的幅度从-20到20；也可以换成18个，幅度从-18到+18，只是移相精度的理论误差变大）。无论幅度位数多少，6比特都要64个数字控制状态。具体地，当n优选20时，状态0下，第一路低相移线性可变增益放大器200的增益控制为20A，第二路低相移线性可变增益放大器300的增益控制为0，此时实现0°；状态1下，第一路低相移线性可变增益放大器200的增益控制为20A，第二路低相移线性可变增益放大器300的增益控制为2A，此时实现近似5.625°；依此类推，状态63下，第一路低相移线性可变增益放大器200的增益控制为20A，第二路低相移线性可变增益放大器300的增益控制为-2A，此时实现近似354.375°，进而完成360°范围6比特移相。
数字控制的正交矢量合成移相器存在理论误差，例如，当同相信号和正交信号的幅度比为7/8时，合成矢量幅度偏差6.3%，相位误差1.8°。因此当精度要求极高时，需要对理论误差进行修正。如附图2所示，本发明中的两路幅度微调电路400、500为结构相同的正交校准模块，各包括并联组合的m个开关晶体管阵列单元和m路数字控制信号，其中数字控制信号与开关晶体管阵列单元一一对应连接，通过分别小幅度调节两路信号的幅度实现对合成矢量的修正。两路幅度微调电路400、500实现对幅度的近似线性减小，m的值为任意正整数，单个开关晶体管阵列单元减小的电流幅度为α，开关晶体管阵列单元幅度调整范围为0到mα。
在一些实施例中，m的值为7，单个开关晶体管单元减小的电流幅度为α，幅度微调电路的幅度调整范围为0到7α。
以第一路幅度微调电路400为例，其由7个开关管阵列单元并联组成，每个开关晶体管阵列单元包括第七晶体管401、第八晶体管402、第三反相器403和第四反相器404；第七晶体管401和第八晶体管402的漏极分别连接第一路低相移线性可变增益放大器200输出信号的第一差分放大信号VI,M+、VI,M-，第七晶体管401和第八晶体管402的源极接地，第七晶体管401和第八晶体管402的栅极连接第四反相器404的输出端，第四反相器404的输入端与第三反相器403的输出端连接，第三反相器403的输入端与对应的数字控制信号连接。每个开关晶体管阵列单元中的第三反相器输入端连接对应的数字控制信号，进而实现小幅度电流分流，实现小幅度电流调节。
当第七晶体管401和第八晶体管402导通时，部分电流流向地，减小了第一路低相移线性可变增益放大器200的输出电流；当第七晶体管401和第八晶体管402断开时，仅有非常小的漏电流分流。开关晶体管阵列单元导通越多，电流分流越大，第一路低相移线性可变增益放大器200的输出电流越小。相比第一路低相移线性可变增益放大器200，第一路幅度微调电路400的总尺寸很小，因此对电流幅度和相位的影响有限。两路幅度微调电路400、500的结构和功能相同。通过数字控制，幅度微调电路400、500能够实现对两路电流的微调，减小合成矢量的理论误差。
需要说明的是，尽管在一些实施例中根据需求优选了7阵列的校准模块，根据实际应用场景，只要不对主信号产生过大影响，采用不同数目的开关晶体管阵列单元，或者不同尺寸的晶体管同样可行。甚至于，即使不使用幅度校准模块，本发明的一种高增益低噪声射频移相器所能实现的精度仍然明显超过其他现有结构。
在本发明的两路级间匹配网络600、700中，如附图2所示，两路级间匹配网络600、700结构相同。
第一路级间匹配网络600包括第一变压器601、第一电容602和第二电容603，第一变压器601的输入端连接第一路低相移线性可变增益放大器200输出信号的第一差分放大信号VI,M+、VI,M-，输出端输出的信号为第一差分输出信号VI,OUT+、VI,OUT-，第一电容602和第二电容603分别并联在第一变压器601的输入端和输出端，第一变压器601的中心抽头连接电源VDD。
第二路级间匹配网络700包括第二变压器701、第三电容702和第四电容703，第二变压器701的输入端连接第二路低相移线性可变增益放大器300输出信号的第二差分放大信号VQ,M+、VQ,M-，输出端输出的信号为第二差分输出信号VQ,OUT+、VQ,OUT-，第三电容702和第四电容703分别并联在第二变压器701的输入端和输出端，第二变压器701的中心抽头连接电源VDD。通过两路级间匹配网络600、700实现两路低相移线性可变增益放大器200、300和宽带正交合成网络800输入端之间的宽带匹配，保证第一差分输出信号VI,OUT+、VI,OUT-和第二差分输出信号VQ,OUT+、VQ,OUT-能在宽频带内实现正交合成。因为两路低相移线性可变增益放大器200、300的输出阻抗恒定相同，所以两路级间匹配网络600、700的结构和元件取值相同。第一变压器601和第二变压器701的初级线圈中心抽头连接电源VDD，为本发明的一种高增益低噪声射频移相器提供电源VDD。
为实现将两路经过幅度调节的信号作正交合成，在本发明的宽带正交合成网络800中，如附图2所示，包括第一电感801、第二电感802、第五电容803、第六电容804、第三电感805、第四电感806、第七电容807、第八电容808、第五电阻809和第六电阻810，第一电感801和第二电感802形成耦合，第五电容803和第六电容804分别跨接在相互耦合的第一电感801和第二电感802的两组同名端，第三电感805和第四电感806形成耦合，第七电容807和第八电容808分别跨接在相互耦合的第三电感805和第四电感806的两组同名端，第一电感801和第四电感806形成差分对，一端连接第一路级间匹配网络600输出的第一差分输出信号VI,OUT+、VI,OUT-，另一端直通高增益低噪声射频移相器的输出信号VOUT+、VOUT-，第二电感802和第三电感805形成差分对，一端连接第二路级间匹配网络700输出的第二差分输出信号VQ,OUT+、VQ,OUT-，另一端分别通过第五电阻809和第六电阻810接地。输出信号VOUT+、VOUT-为合成矢量信号。
此外，第一电感和第二电感磁耦合系数小，第三电感和第四电感磁耦合系数小；磁耦合系数范围为0.3~0.6，提高了正交输出信号的宽带特性。须要说明的是，所述电感的磁耦合系数在带宽较窄的应用中也可以取大值。耦合器设计成电感磁耦合较弱，而同名端跨接电容使得电耦合较强，扩展了正交合成电路的带宽。跨接电容增大了耦合器的电耦合，能够减小所需要的电感值，进而减小了宽带正交合成网络800的面积。本发明采用正交合成网络后置的结构，由于正交合成网络有插入损耗，将其置于放大电路之后有利于压制其噪声，减小移相器的噪声系数。正交耦合电路后置减小了电路的整体噪声系数。
需要说明的是，为应对单端输出的情况，正交耦合器也可以采用单端结构，其匹配网络须改为巴伦以将差分信号转为单端信号。
同时，为减小高增益低噪声射频移相器整体的噪声系数，本发明将两路低相移线性可变增益放大器200、300前置，两路级间匹配网络600、700和宽带正交合成网络800等有损耗电路后置的结构。
本发明通过在两路低相移线性可变增益放大器中设置共源极差分晶体管对和尾电流开关管，消除了晶体管开关状态不理想的影响，提高了幅度控制精度，同时保持了共源极放大器高增益低噪声的优点，同时，本发明适用于CMOS工艺，实现了360度相位调节范围、6比特相移、宽带宽、高精度、低幅度偏差、高增益、低噪声和低成本的有源移相器结构。
为对本发明的一种高增益低噪声射频移相器带来的效果做验证，将上述实施例应用在20GHz-34 GHz频段，结合附图5至附图9的示意图进行说明。
附图5A和附图5B分别给出了高增益低噪声射频移相器在未经校准情况下的移相测试结果，共有63条相位曲线，分别为0°到354.375°的绝对相位值和相对相位值。从附图5A和附图5B中可以看出，在20−34GHz带宽范围内，移相器可实现360°范围的移相，相位状态无重叠。
附图6给出了高增益低噪声射频移相器在未经校准情况下的移相精度测试结果，中心频率为27 GHz，在33%（9 GHz）的相对带宽下，移相精度优于3°，在25.6%（6.9 GHz）的相对带宽下，移相精度优于2°。
附图7给出了高增益低噪声射频移相器在未经校准情况下的幅度偏差测试结果，中心频率为27 GHz，在40%（10.8 GHz）的相对带宽下，幅度偏差小于0.6 dB，在29.6%（8GHz）的相对带宽下，幅度偏差小于0.4 dB。
附图8给出了高增益低噪声射频移相器在未经校准情况下的功率增益的平均值，在23GHz–31 GHz频段内最大值约为6 dB。
附图9给出了高增益低噪声射频移相器在未经校准情况下的最小噪声系数的平均值，在23GHz–31 GHz频段内最大值约为5 dB。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。
Claims (13)
1.一种高增益低噪声射频移相器，其特征在于：包括主要由传输线构成的同相分配电路（100）、主要由放大器阵列单元构成的两路低相移线性可变增益放大器（200、300）、主要由开关晶体管阵列单元构成的两路幅度微调电路（400、500）、主要由变压器构成的两路级间匹配网络（600、700）和主要由耦合器构成的宽带正交合成网络（800）；
所述同相分配电路（100）的输入为所述高增益低噪声射频移相器的输入信号（VIN+、VIN-），同相分配电路（100）用于将高增益低噪声射频移相器的输入信号（VIN+、VIN-）分为两路同相信号，同相分配电路（100）的输出信号为第一差分信号（VI,IN+、VI,IN-）和第二差分信号（VQ,IN+、VQ,IN-）；所述两路同相信号在分配过程中损耗相等；
所述两路低相移线性可变增益放大器（200、300）的输入端分别连接同相分配电路（100）输出的第一差分信号（VI,IN+、VI,IN-）和第二差分信号（VQ,IN+、VQ,IN-），两路低相移线性可变增益放大器（200、300）用于对输入的信号进行高增益放大并压制后级噪声，同时控制信号幅度实现低附加相移的线性步进，两路低相移线性可变增益放大器（200、300）的输出信号分别为第一差分放大信号（VI,M+、VI,M-）和第二差分放大信号（VQ,M+、VQ,M-）；所述两路低相移线性可变增益放大器（200、300）设有共源极差分晶体管对和尾电流开关管，用于消除晶体管开关状态不理想的影响；
所述两路幅度微调电路（400、500）分别连接两路低相移线性可变增益放大器（200、300）输出的第一差分放大信号（VI,M+、VI,M-）和第二差分放大信号（VQ,M+、VQ,M-）；两路幅度微调电路（400、500）用于对两路输入的信号进行独立的幅度微调；
所述两路级间匹配网络（600、700）的输入端分别连接两路幅度微调电路（400、500）的输出端，即两路低相移线性可变增益放大器（200、300）输出的第一差分放大信号（VI,M+、VI,M-）和第二差分放大信号（VQ,M+、VQ,M-）；两路级间匹配网络（600、700）用于实现对输入的信号进行宽带阻抗匹配，两路级间匹配网络（600、700）的输出信号分别为第一差分输出信号（VI,OUT+、VI,OUT-）和第二差分输出信号（VQ,OUT+、VQ,OUT-）；
所述宽带正交合成网络（800）的输入端分别连接两路级间匹配网络（600、700）输出的第一差分输出信号（VI,OUT+、VI,OUT-）和第二差分输出信号（VQ,OUT+、VQ,OUT-）；宽带正交合成网络（800）用于将输入的信号进行宽带正交合成，合成后的输出为所述高增益低噪声射频移相器的输出信号（VOUT+、VOUT-）。
2.根据权利要求1所述的一种高增益低噪声射频移相器，其特征在于：所述两路低相移线性可变增益放大器（200、300）结构相同，各包括并联组合的n个放大器阵列单元和n路数字控制信号，其中数字控制信号与放大器阵列单元一一对应连接。
3.根据权利要求2所述的一种高增益低噪声射频移相器，其特征在于：所述两路低相移线性可变增益放大器（200、300）的增益步进范围与n正相关，n取偶数值，单个放大器阵列单元的增益为A，则n个放大器阵列单元的可变增益范围为-nA到+nA，步长为2A。
4.根据权利要求2所述的一种高增益低噪声射频移相器，其特征在于：所述n个放大器阵列单元结构相同，在第一路低相移线性可变增益放大器（200）中，每个放大器阵列单元包括第一晶体管（201）、第二晶体管（202）、第三晶体管（203）、第四晶体管（204）、第五晶体管（205）、第六晶体管（206）、第一反相器（207）和第二反相器（208）；所述第一晶体管（201）和第三晶体管（203）的栅极连接第一路低相移线性可变增益放大器（200）输入的第一差分信号正极端（VI,IN+），所述第二晶体管（202）和第四晶体管（204）的栅极连接第一路低相移线性可变增益放大器（200）输入的第一差分信号负极端（VI,IN-）；
第一晶体管（201）和第二晶体管（202）、第三晶体管（203）和第四晶体管（204）分别构成共源极差分晶体管对，所述第五晶体管（205）构成第一晶体管（201）和第二晶体管（202）共源极差分晶体管对的尾电流开关，第五晶体管（205）的漏极连接第一晶体管（201）和第二晶体管（202）的源极，第五晶体管（205）的栅极连接第一反相器（207）的输出端，源极接地；所述第六晶体管（206）构成第三晶体管（203）和第四晶体管（204）共源极差分晶体管对的尾电流开关，第六晶体管（206）的漏极连接第三晶体管（203）和第四晶体管（204）的源极，第六晶体管（206）的栅极连接第二反相器（208）的输出端，源极接地，第一反相器（207）的输入端与对应的数字控制信号连接，输出端与第二反相器（208）的输入端连接；
所述第一晶体管（201）和第四晶体管（204）的漏极输出第一路低相移线性可变增益放大器（200）的第一差分放大信号正极端（VI,M+），所述第二晶体管（202）和第三晶体管（203）的漏极输出第一路低相移线性可变增益放大器（200）的第一差分放大信号负极端（VI,M-）。
5.根据权利要求4所述的一种高增益低噪声射频移相器，其特征在于：所述第一晶体管（201）、第二晶体管（202）、第三晶体管（203）和第四晶体管（204）尺寸相同，所述第五晶体管（205）和第六晶体管（206）尺寸相同；所述第一晶体管（201）、第二晶体管（202）、第三晶体管（203）、第四晶体管（204）、第五晶体管（205）和第六晶体管（206）为N型晶体管或P型晶体管。
6.根据权利要求1所述的一种高增益低噪声射频移相器，其特征在于：所述两路幅度微调电路（400、500）结构相同，各包括并联组合的m个开关晶体管阵列单元和m路数字控制信号，其中数字控制信号与开关晶体管阵列单元一一对应连接。
7.根据权利要求6所述的一种高增益低噪声射频移相器，其特征在于：所述两路幅度微调电路（400、500）实现对幅度的近似线性减小，m的值为任意正整数，单个开关晶体管阵列单元减小的电流幅度为α，开关晶体管阵列单元幅度调整范围为0到mα。
8.根据权利要求6所述的一种高增益低噪声射频移相器，其特征在于：所述m个开关晶体管阵列单元结构相同，在第一路幅度微调电路（400）中，每个开关晶体管阵列单元包括第七晶体管（401）、第八晶体管（402）、第三反相器（403）和第四反相器（404）；所述第七晶体管（401）和第八晶体管（402）的漏极分别连接第一路低相移线性可变增益放大器（200）输出信号的第一差分放大信号（VI,M+、VI,M-），第七晶体管（401）和第八晶体管（402）的源极接地，第七晶体管（401）和第八晶体管（402）的栅极连接第四反相器（404）的输出端，第四反相器（404）的输入端与第三反相器（403）的输出端连接，第三反相器（403）的输入端与对应的数字控制信号连接。
9.根据权利要求8所述的一种高增益低噪声射频移相器，其特征在于：所述第七晶体管（401）、第八晶体管（402）尺寸相同；第七晶体管（401）、第八晶体管（402）为N型晶体管或P型晶体管。
10.根据权利要求1所述的一种高增益低噪声射频移相器，其特征在于：所述同相分配电路（100）包括第一传输线（101）、第二传输线（102）、第三传输线（103）、第四传输线（104）、第一电阻（105）、第二电阻（106）、第三电阻（107）和第四电阻（108）组成，所述第一传输线（101）和第二传输线（102）形成差分对，第一传输线（101）和第二传输线（102）的输入端连接所述高增益低噪声射频移相器的输入信号正极端（VIN+），第一传输线（101）输出第一差分信号正极端（VI,IN+），第二传输线（102）输出第一差分信号负极端（VI,IN-）；所述第三传输线（103）和第四传输线（104）结构相同，其输入信号为所述高增益低噪声射频移相器的输入信号负极端（VIN-），其输出信号为第二差分信号（VQ,IN+、VQ,IN-）；所述第一电阻（105）和第二电阻（106）的一端分别连接第一差分信号正极端（VI,IN+）和第一差分信号负极端（VI,IN-），另一端连接偏置电压（VB）；所述第三电阻（107）和第四电阻（108）的一端分别连接第二差分信号正极端（VQ,IN+）和第二差分信号负极端（VQ,IN-），另一端连接偏置电压（VB）。
11.根据权利要求1所述的一种高增益低噪声射频移相器，其特征在于：所述两路级间匹配网络（600、700）结构相同，第一路级间匹配网络（600）包括第一变压器（601）、第一电容（602）和第二电容（603），第一变压器（601）的输入端连接第一路低相移线性可变增益放大器（200）输出信号的第一差分放大信号（VI,M+、VI,M-），输出端输出的信号为第一差分输出信号（VI,OUT+、VI,OUT-），所述第一电容（602）和第二电容（603）分别并联在第一变压器（601）的输入端和输出端，所述第一变压器（601）的中心抽头连接电源（VDD）。
12.根据权利要求1所述的一种高增益低噪声射频移相器，其特征在于：所述宽带正交合成网络（800）包括第一电感（801）、第二电感（802）、第五电容（803）、第六电容（804）、第三电感（805）、第四电感（806）、第七电容（807）、第八电容（808）、第五电阻（809）和第六电阻（810），所述第一电感（801）和第二电感（802）形成耦合，第五电容（803）和第六电容（804）分别跨接在相互耦合的第一电感（801）和第二电感（802）的两组同名端，所述第三电感（805）和第四电感（806）形成耦合，第七电容（807）和第八电容（808）分别跨接在相互耦合的第三电感（805）和第四电感（806）的两组同名端，第一电感（801）和第四电感（806）形成差分对，一端连接第一路级间匹配网络（600）输出的第一差分输出信号（VI,OUT+、VI,OUT-），另一端直通所述高增益低噪声射频移相器的输出信号（VOUT+、VOUT-），所述第二电感（802）和第三电感（805）形成差分对，一端连接第二路级间匹配网络（700）输出的第二差分输出信号（VQ,OUT+、VQ,OUT-），另一端分别通过第五电阻（809）和第六电阻（810）接地。
13.根据权利要求12所述的一种高增益低噪声射频移相器，其特征在于：所述第一电感（801）和第二电感（802）的磁耦合系数小，第三电感（805）和第四电感（806）的磁耦合系数小；磁耦合系数范围为0.3~0.6。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202011306697.7A CN112332806B (zh) | 2020-11-19 | 2020-11-19 | 一种高增益低噪声射频移相器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202011306697.7A CN112332806B (zh) | 2020-11-19 | 2020-11-19 | 一种高增益低噪声射频移相器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN112332806A CN112332806A (zh) | 2021-02-05 |
| CN112332806B true CN112332806B (zh) | 2024-02-02 |
Family
ID=74321580
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202011306697.7A Active CN112332806B (zh) | 2020-11-19 | 2020-11-19 | 一种高增益低噪声射频移相器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN112332806B (zh) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN113783537A (zh) * | 2021-08-12 | 2021-12-10 | 上海华虹宏力半导体制造有限公司 | 低噪声放大器 |
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| CN106877828A (zh) * | 2017-01-03 | 2017-06-20 | 复旦大学 | 变压器正交合成功率放大器 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN1541448B (zh) * | 2001-08-16 | 2010-11-24 | Nxp股份有限公司 | 可调正交移相器 |
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2020
- 2020-11-19 CN CN202011306697.7A patent/CN112332806B/zh active Active
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN112332806A (zh) | 2021-02-05 |
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| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |