CN108462477B - 功率放大电路 - Google Patents

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Abstract

本发明实现高效率以及电路规模的削减。功率放大电路具备：第一差动放大器，对从输入信号分配的第一信号进行放大并输出第二信号；第二差动放大器，对从输入信号分配且相位比第一信号超前了大致2φ度(45≤φ＜90)的第三信号进行放大并输出第四信号；第一变压器，包含被输入第二信号的第一输入侧绕组和第一输出侧绕组；第二变压器，包含被输入第四信号的第二输入侧绕组和第二输出侧绕组；第一相位变换元件，与第一输出侧绕组并联连接，输出相位超前了大致φ度的第五信号；以及第二相位变换元件，与第二输出侧绕组并联连接，输出相位延迟了大致φ度的第六信号，第一以及第二输出侧绕组串联连接，输出将第五信号和第六信号的电压相加的输出信号。

Description

功率放大电路
技术领域
本发明涉及功率放大电路。
背景技术
作为高效率的功率放大电路，已知有多尔蒂放大器(Doherty amplifier)。多尔蒂放大器一般是并联地连接了载波放大器和峰值放大器的结构，载波放大器与输入信号的功率电平(power level)无关地进行动作，峰值放大器在输入信号的功率电平小的情况下截止(OFF)，在输入信号的功率电平大的情况下导通(ON)。而且，在输入信号的功率电平大的情况下，载波放大器一边在饱和输出功率电平下维持饱和一边动作。由此，多尔蒂放大器与通常的功率放大电路相比能够使效率提高。
作为这种多尔蒂放大器的变形例，例如，在专利文献1公开了一种不使用在一般的多尔蒂放大器中使用的λ/4线路而构成的多尔蒂放大器。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2016-19228号公报
专利文献1公开的多尔蒂放大器由于不使用λ/4线路而构成，所以与一般的多尔蒂放大器相比能够谋求电路规模的削减。但是，在该结构中，为了抑制起因于电源电路的噪声的产生，设置了电源用的扼流线圈、旁路电容器。因此，在应用于电路规模的削减的要求近年来日益苛刻的便携式电话机等时，需要进一步的改良。
发明内容
发明要解决的课题
本发明是鉴于这种情况而完成的，其目的在于，提供一种实现高效率以及电路规模的削减的功率放大电路。
用于解决课题的技术方案
本发明的一个侧面涉及的功率放大电路具备：第一差动放大器，在输入信号的功率电平为第一电平以上的区域中，对从输入信号分配的第一信号进行放大并输出第二信号；第二差动放大器，在输入信号的功率电平为比第一电平高的第二电平以上的区域中，对从输入信号分配的第三信号进行放大并输出第四信号，其中，第三信号的相位比第一信号超前了大致2φ度，φ是满足45≤φ＜90的实数；第一变压器，包含被输入第二信号的第一输入侧绕组和与第一输入侧绕组进行电磁场耦合的第一输出侧绕组；第二变压器，包含被输入第四信号的第二输入侧绕组和与第二输入侧绕组进行电磁场耦合的第二输出侧绕组；第一相位变换元件，与第一输出侧绕组并联连接，并输出相位比从第一输出侧绕组输出的信号超前了大致φ度的第五信号；以及第二相位变换元件，与第二输出侧绕组并联连接，并输出相位比从第二输出侧绕组输出的信号延迟了大致φ度的第六信号，第一输出侧绕组与第二输出侧绕组串联连接，输出将第五信号的电压和第六信号的电压相加的输出信号。
发明效果
根据本发明，能够提供一种实现高效率以及电路规模的削减的功率放大电路。
附图说明
图1是示出作为本发明的一个实施方式的功率放大电路100的结构例的图。
图2是示出载波放大器以及峰值放大器的动作特性的一个例子的图。
图3是等效地示出了功率放大电路100的一部分结构的图。
图4是示出载波放大器以及峰值放大器均为导通的状态的图。
图5是示出载波放大器导通、峰值放大器截止的状态的图。
图6A是示出功率放大电路100中的功率增益的仿真结果的一个例子的曲线图。
图6B是示出功率放大电路100中的功率附加效率的仿真结果的一个例子的曲线图。
图7是示出作为本发明的一个实施方式的功率放大电路100的另一个结构例的图。
图8是等效地示出了考虑了寄生电感的变压器130以及电容器C4、C5的结构的图。
图9A是示出峰值时的从载波放大器的输出端观察的负载侧的阻抗ZL的轨迹的说明图。
图9B是示出回退(back off)时的从载波放大器的输出端观察的负载侧的阻抗ZL的轨迹的说明图。
图10是示出峰值时以及回退时的从载波放大器的输出端观察的负载侧的阻抗ZL的轨迹的说明图。
图11是示出作为本发明的一个实施方式的功率放大电路100的另一个结构例的图。
图12是示出作为本发明的一个实施方式的功率放大电路100的另一个结构例的图。
附图标记说明
100、100A-100C：功率放大电路，110：分配器，120：载波放大器，122：峰值放大器，130、132、170、172、174、176：变压器，140、142、160、162：移相器，180、182：放大器，L1～L4、Lpara1、Lpara2：电感器，C1～C8：电容器。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。另外，对相同的要素标注相同的附图标记，并省略重复的说明。
图1是示出作为本发明的一个实施方式的功率放大电路100的结构例的图。功率放大电路100例如搭载于便携式电话机，用于放大向基站发送的信号的功率。功率放大电路100例如能够对2G(第二代移动通信系统)、3G(第三代移动通信系统)、4G(第四代移动通信系统)、5G(第五代移动通信系统)、LTE(Long Term Evolution，长期演进)-FDD(FrequencyDivision Duplex，频分双工)、LTE-TDD(Time Division Duplex，时分双工)、LTE-Advanced、LTE-Advanced Pro等通信标准的信号的功率进行放大。另外，功率放大电路100放大的信号的通信标准不限于这些。
功率放大电路100具备分配器110、载波放大器120、峰值放大器122、变压器130、132以及移相器140、142。功率放大电路100对输入信号RFin进行放大，并对输出信号RFout进行输出。输入信号是无线频率(RF：Radio-Frequency)信号，输入信号的频率例如是几GHz程度。以下，对各结构要素进行说明。
分配器110将输入的输入信号RFin分配为信号RFin-a(第一信号)和相位比信号RFin-a超前了大致90度的信号RFin-b(第三信号)。另外，如后所述，载波放大器120以及峰值放大器122是差动放大器，因此信号RFin-a、RFin-b进一步分别分配为相位相差180度的两个输入信号。
载波放大器120(第一差动放大器)对输入的信号RFin-a(第一信号)进行放大，并输出放大信号RFamp-a(第二信号)。此外，峰值放大器122(第二差动放大器)对输入的信号RFin-b(第三信号)进行放大，并输出放大信号RFamp-b(第四信号)。在本实施方式中，例如，载波放大器120被偏置为成为AB级，峰值放大器122被偏置为成为C级。由此，载波放大器120与输入信号RFin的功率电平无关地导通，峰值放大器122仅在输入信号RFin的功率电平比较大的情况下导通。
图2是示出载波放大器120以及峰值放大器122的动作特性的一个例子的图。在图2中，横轴示出输入信号RFin的电压，纵轴示出各放大器的电流。如图2所示，载波放大器120与输入信号RFin的电压电平无关地进行动作。即，载波放大器120与输入信号RFin的功率电平无关地在功率电平为零(第一电平)以上的区域中进行动作。另一方面，峰值放大器122在输入信号RFin的电压电平为比最大电平VMAX低给定电平的电平VBACK(第二电平)(以下，也称为回退。)以上的区域中进行动作。即，峰值放大器122在输入信号RFin的功率电平为比最大电平低给定电平(例如，6dB程度)且比零(第一电平)高的电平(第二电平)以上的区域中进行动作。像这样，通过根据输入信号的功率电平对两个放大器的动作进行组合，从而载波放大器120在饱和输出功率附近进行动作的区域扩大。因此，与仅由一个放大器构成的功率放大电路相比，电力效率提高。
回到图1，载波放大器120以及峰值放大器122由差动放大器构成。差动放大器一般具备成对的两个放大元件，对输入到该两个放大元件各自的振幅相同、相位相反的信号的电位差进行放大并输出。因此，在两个放大元件各自同时输入振幅相同、相位相同的信号(例如，噪声等)的情况下，该振幅相同、相位相同的信号被抵消。即，通过对载波放大器120以及峰值放大器122使用差动放大器，从而能够抑制噪声、输入信号的高次谐波的产生。另外，差动放大器具备的放大元件没有特别限定，例如，可以是异质结双极晶体管(HBT：Heterojunction Bipolar Transistor)等双极晶体管或MOSFET(Metal-oxide-semiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)等场效应晶体管。
变压器130(第一变压器)、132(第二变压器)分别具备进行电磁场耦合的输入侧绕组和输出侧绕组，将输入到输入侧绕组的信号传输到输出侧绕组。具体地，在变压器130中，从载波放大器120输出的放大信号RFamp-a(第二信号)输入到输入侧绕组(第一输入侧绕组)，并从输出侧绕组(第一输出侧绕组)输出。同样地，在变压器132中，从峰值放大器122输出的放大信号RFamp-b(第四信号)输入到输入侧绕组(第二输入侧绕组)，并从输出侧绕组(第二输出侧绕组)输出。此外，变压器130和变压器132被级联连接。即，变压器130的输出侧绕组与变压器132的输出侧绕组串联连接。由此，从载波放大器120输出的放大信号RFamp-a和从峰值放大器122输出的放大信号RFamp-b进行电压相加，输出合成后的输出信号RFout。另外，关于放大信号RFamp-a、RFamp-b的合成时的两个信号的相位变换，将在后面叙述。
对变压器130、132的输入侧绕组的中点g1、g2分别供给电源电压Vcc。在此，对中点g1、g2分别从载波放大器120或峰值放大器122供给相位相反的两个输出信号，因此中点g1、g2成为虚拟接地点。因此，通过对中点g1、g2供给电源电压Vcc，从而能够抑制起因于电源电路的噪声。即，功率放大电路100无需具备电源用的扼流线圈、旁路电容器。由此，与像在专利文献1公开的那样具备电源用的扼流线圈、旁路电容器的结构(以下，也称为以往例。)相比，功率放大电路100能够谋求电路规模的削减。
进而，变压器130、132通过调整输入侧绕组与输出侧绕组的绕组比，从而能够兼具阻抗匹配的功能。具体地，若将输入侧绕组的绕组数设为n1，将输出侧绕组的绕组数设为n2，将输入侧的阻抗设为Z1，将输出侧的阻抗设为Z2，则在(n1/n2)2＝Z1/Z2成立时，输入输出的阻抗匹配。因此，在本实施方式中，能够对载波放大器120或峰值放大器122的输出阻抗和设置在功率放大电路100的后级的负载150的输入阻抗进行匹配。例如，如果将变压器130、132的绕组比分别设为n1∶n2＝1∶2，则从载波放大器120或峰值放大器122的输出端观察的负载侧的阻抗成为大致四分之一倍。由此，能够在不在芯片之外形成输出匹配电路的情况下通过形成在芯片上的变压器130、132对阻抗进行匹配。因此，功率放大电路100与以往例相比能够谋求电路规模的削减。
接着，参照图3对从载波放大器120以及峰值放大器122输出的放大信号的相位变换进行说明。
图3是等效地示出了功率放大电路100的一部分结构的图。图3所示的等效电路200具备信号源210、212、移相器220、222以及负载230。信号源210对应于载波放大器120，信号源212对应于峰值放大器122，负载230对应于负载150。
移相器220是具备与信号线路串联连接的电容器C2和与信号线路并联的电感器L2的LC电路。此外，移相器222是具备与信号线路串联连接的电感器L3和与信号线路并联的电容器C3的LC电路。即，通过电容器C2、C3以及电感器L2、L3的常数的设计，移相器220成为使信号的相位超前大致45度的电路，移相器222成为使信号的相位延迟大致45度的电路。在此，与信号线路串联连接的电容器C2以及电感器L3在输入信号的中心频率进行谐振，因此能够省略。
回到图1，在功率放大电路100中，具备与变压器130的输出侧绕组连接的移相器140和与变压器132的输出侧绕组连接的移相器142。具体地，移相器140具备与变压器130的输出侧绕组并联连接的电感器L1(第一相位变换元件：第一电感器)(对应于图3中的电感器L2)。由此，移相器140输出相位比从变压器130的输出侧绕组输出的信号超前了大致45度的信号(第五信号)。此外，移相器142具备与变压器132的输出侧绕组并联连接的电容器C1(第二相位变换元件：第一电容器)(对应于图3中的电容器C3)。由此，移相器142输出相位比从变压器132的输出侧绕组输出的信号延迟了大致45度的信号(第六信号)。
如上所述，功率放大电路100通过具备移相器140、142，从而错开了大致90度的放大信号RFamp-a、RFamp-b的相位被对齐。另外，通过电感器L1以及电容器C1的常数的设计，能够调整相位差。接着，参照图4以及图5，对载波放大器120的负载阻抗的变化进行说明。
图4是示出载波放大器120以及峰值放大器122均导通且电流相等的状态，即，输入信号RFin的电压电平为VMAX的状态(以下，也称为峰值时。)的图。另外，在图4以及图5中，假定变压器130、132是没有寄生电感的影响的理想变压器，且在变压器130、132中不产生阻抗变换。在该情况下，将从载波放大器120以及峰值放大器122的输出端观察的负载侧的阻抗设为RL，将ω设为与输入信号RFin的中心频率对应的角频率。电感器L1的电感被设定为L＝RL/ω，电容器C1的电容被设定为C＝1/ωRL。
图5是示出载波放大器120导通、峰值放大器122截止的状态，即，输入信号RFin的电压电平为VBACK以下的区域中的状态(以下，也称为回退时。)的图。在该情况下，因为峰值放大器122截止，所以变压器132的输出侧绕组短路。因此，从载波放大器120的输出端观察的负载侧的阻抗成为{RL×jω×(RL/ω)}/{RL+jω×(RL/ω)}＝(RL+jRL)/2。即，可知，通过根据输入信号的功率电平来切换峰值放大器122的导通以及截止，从而从载波放大器120的输出端观察的负载侧的阻抗变化。由此，在输入信号的电压电平小于回退的区域中，能够达到高效率。
如上所述，在功率放大电路100中，载波放大器120以及峰值放大器122由差动放大器构成。此外，对变压器130、132的中点g1、g2供给电源电压Vcc。由此，功率放大电路100能够在不具备高次谐波终端电路、电源用的扼流线圈以及旁路电容器的情况下，与多尔蒂放大器同样地进行高效率的动作。因此，功率放大电路100能够谋求高效率并且与以往例相比能够谋求电路规模的削减。此外，在功率放大电路100中，通过调整变压器130、132的绕组比，从而能够在不在芯片之外形成输出匹配电路的情况下对功率放大电路100与负载的阻抗进行匹配。由此，功率放大电路100与以往例相比也能够谋求电路规模的削减。
另外，虽然在图1中示出了放大器为一级的结构，但是放大器也可以连接有多级。具体地，例如可以是，初级(驱动器级)由一个放大器构成，并对输出级(功率级)应用上述的多尔蒂放大器的结构，也可以像后述的那样，在输出级(功率级)的载波放大器和峰值放大器各自，作为初级(驱动器级)而连接放大器。
图6A是示出功率放大电路100中的功率增益的仿真结果的一个例子的曲线图，图6B是示出功率放大电路100中的功率附加效率的仿真结果的一个例子的曲线图。在图6A所示的曲线图中，横轴表示输出功率(dBm)，纵轴表示功率增益(dB)。此外，在图6B所示的曲线图中，横轴表示输出功率(dBm)，纵轴表示功率附加效率(％)。
如图6B所示，可知伴随着输出功率的增大，效率提高，在输出功率大于26dBm(即，比峰值时的输出功率32dBm小6dB程度时)的区域中维持了高效率。即，可知功率放大电路100能够进行与一般的多尔蒂放大器同样的动作。
在上述的说明中，设想了功率放大电路100中的变压器130、132为理想变压器的情况。但是，在实际的变压器中，寄生电感可能会对特性产生影响。因此，参照图7～图10，对考虑了变压器130、132的寄生电感的情况下的实施方式进行说明。
图7是示出作为本发明的一个实施方式的功率放大电路100的另一个结构例(功率放大电路100A)的图。另外，对于与图1所示的功率放大电路100相同的结构标注相同的附图标记，并省略说明。此外，以下省略关于与第一实施方式共同的事项的记述，仅对不同点进行说明。特别是，关于基于同样的结构的同样的作用效果，将不在每个实施方式中逐次提及。
功率放大电路100A除了功率放大电路100的结构以外还具备电容器C4～C7。具体地，电容器C4(第二电容器)与变压器130的输入侧绕组并联连接，电容器C5(第三电容器)与变压器130的输出侧绕组并联连接，电容器C6(第四电容器)与变压器132的输入侧绕组并联连接，电容器C7(第五电容器)与变压器132的输出侧绕组并联连接。电容器C4～C7为了在考虑了变压器130、132的寄生电感的影响的情况下的变压器130、132的阻抗匹配而设置。
图8是等效地示出了考虑了寄生电感的变压器130以及电容器C4、C5的结构的图。图8中的变压器130由理想变压器130X和与该理想变压器130X的输入侧绕组以及输出侧绕组分别串联连接的电感器Lpara1、Lpara2来表示。即，电感器Lpara1、Lpara2表示变压器130的寄生电感。在功率放大电路100A中，为了补偿由电感器Lpara1、Lpara2造成的阻抗变换的影响，设置有电容器C4、C5。
图9A是示出峰值时的从载波放大器120的输出端观察的负载侧的阻抗ZL的轨迹的说明图。此外，图9B是示出回退时的从载波放大器120的输出端观察的负载侧的阻抗ZL的轨迹的说明图。首先，在峰值时，阻抗ZL自从电容器C5观察的负载侧的阻抗RL起依次经由电容器C5、电感器Lpara2、电感器Lpara1以及电容器C4，成为ZL＝RL(参照图8以及图9A)。另一方面，在回退时，阻抗ZL自从电容器C5观察的负载侧的阻抗(RL+jRL)/2起依次经由电容器C5、电感器Lpara2、电感器Lpara1以及电容器C4，成为大于RL的值(参照图8以及图9B)。即，可知通过变压器130的寄生电感以及电容器C4、C5，回退时的阻抗ZL增大。另外，例如通过变更变压器130的尺寸，从而能够调整寄生电感的大小，使阻抗ZL为所希望的值。
图10是示出峰值时以及回退时的从载波放大器120的输出端观察的负载侧的阻抗ZL的轨迹的说明图。具体地，示出了使输入信号的频率从100MHz变化为20GHz的情况下的、峰值时的阻抗ZL的轨迹300和回退时的阻抗ZL的轨迹310，点A以及点B对应于2GHz。另外，轨迹300、310利用峰值时的点A处的阻抗进行了归一化。
如图10所示，例如在输入信号为2GHz的情况下，伴随着从峰值时向回退时的切换，阻抗ZL从点A转移到点B(参照图10箭头)。此外，点B是点A的大致两倍的阻抗。像这样，在功率放大电路100A中，通过阻抗ZL变化，从而回退时的效率提高。
通过这种结构，功率放大电路100A也能够得到与功率放大电路100同样的效果。此外，在功率放大电路100A中，即使变压器130、132受到寄生电感的影响，通过具备电容器C4～C7，从而变压器130、132的前级以及后级的阻抗也可匹配。另外，虽然在图7中示出了在变压器130、132的输入侧绕组以及输出侧绕组均并联连接了电容器的结构，但是也可以不具备电容器C4～C7中的一部分。
图11是示出作为本发明的一个实施方式的功率放大电路100的另一个结构例(功率放大电路100B)的图。功率放大电路100B是连接了多级放大器的结构，输出级(功率级)的放大器由与功率放大电路100同样的多尔蒂放大器构成。
初级的电路具备移相器160、162、变压器170、172、174、176、放大器180、182。初级的电路对输入信号RFin进行放大，并对输出级的载波放大器120以及峰值放大器122供给信号RFdr-a、RFdr-b。
移相器160具备与变压器170的输入侧绕组并联连接的电容器C8(第三相位变换元件：第六电容器)。移相器160输出相位比输入信号RFin延迟了大致45度的信号(第七信号)。此外，移相器162具备与变压器172的输入侧绕组并联连接的电感器L4(第四相位变换元件：第二电感器)。移相器162输出相位比输入信号RFin超前了大致45度的信号(第八信号)。由此，从移相器162输出的信号的相位比从移相器160输出的信号超前大致90度。即，这些移相器160、162和变压器170、172相当于图1所示的分配器110。另外，关于图11所示的移相器160、162的结构，因为与移相器140、142相同，所以省略详细的说明。此外，通过电容器C8以及电感器L4的常数的设计，能够调整相位差。
从移相器160输出的信号经由变压器170(第三变压器)的输入侧绕组(第三输入侧绕组)以及输出侧绕组(第三输出侧绕组)，供给到放大器180。此外，从移相器162输出的信号经由变压器172(第四变压器)的输入侧绕组(第四输入侧绕组)以及输出侧绕组(第四输出侧绕组)，供给到放大器182。
从初级的放大器180(第三差动放大器)输出的信号(第九信号)经由变压器174(第五变压器)的输入侧绕组(第五输入侧绕组)以及输出侧绕组(第五输出侧绕组)，供给到输出级的载波放大器120。同样地，从初级的放大器182(第四差动放大器)输出的信号(第十信号)经由变压器176(第六变压器)的输入侧绕组(第六输入侧绕组)以及输出侧绕组(第六输出侧绕组)，供给到输出级的峰值放大器122。
在初级的放大器中，也与输出级的放大器同样地，对变压器174、176的输入侧绕组的中点g3、g4供给电源电压Vcc。由此，能够抑制起因于电源电路的噪声。即，功率放大电路100B能够在不具备电源用的扼流线圈、旁路电容器的情况下实现连接了多级放大器的结构。因此，功率放大电路100B与以往例相比能够削减电路规模，同时与功率放大电路100、100A相比能够使功率增益增大。
此外，在功率放大电路100B中，与变压器130、132同样地，通过调整变压器170、172、174、176的绕组比，从而能够在不形成匹配电路的情况下对该变压器的前级和后级的阻抗进行匹配。因此，功率放大电路100B与以往例相比能够谋求电路规模的削减。
另外，虽然在图11中示出了放大器为两级的结构，但是放大器也可以为3级以上。
图12是示出作为本发明的一个实施方式的功率放大电路100的另一个结构例(功率放大电路100C)的图。另外，对于与图1所示的功率放大电路100相同的结构标注相同的附图标记，并省略说明。功率放大电路100C是如下情况下的结构例，即，功率放大电路100中的输入到载波放大器120的信号RFin-a与输入到峰值放大器122的信号RFin-b的相位差不限于90度，而是扩展至2φ度(φ是满足45≤φ＜90的实数)。
将移相器140以及移相器142的阻抗变换比设为n(n是满足n＞1的实数)。即，设从变压器130、132的输出观察的负载侧的阻抗由于经由移相器140、142而成为1/n倍。此时，输入到载波放大器120的信号RFin-a与输入到峰值放大器122的信号RFin-b的相位差由2φ＝2×tan-1{√(n-1)}来表示。此外，电感器L1的电感被设定为L＝RL/{ω√(n-1)}。由此，移相器140输出相位比从变压器130的输出侧绕组输出的信号超前了大致tan-1{√(n-1)}度的信号。此外，电容器C1的电容被设定为C＝√(n-1)/ωRL。由此，移相器142输出相位比从变压器132的输出侧绕组输出的信号延迟了大致tan-1{√(n-1)}度的信号。
通过这种结构，功率放大电路100C也能够得到与功率放大电路100同样的效果。具体地，例如在n＝4的情况下，输入到载波放大器120的信号RFin-a与输入到峰值放大器122的信号RFin-b的相位差为120度，在移相器140、142中相位分别各变换60度。
另外，在上述的任一实施方式中，例如在回退时(即，仅载波放大器120导通的区域)，也可以通过电源电压的振幅根据输入信号的包络线的振幅而变化的包络线跟踪(ET：Envelope Tracking)方式来控制电源电压。由此，能够进一步提高功率放大电路的效率。
此外，在功率放大电路100、100A～100C中，载波放大器120、峰值放大器122、变压器130、132以及移相器140、142也可以形成在同一基板上。进而，在功率放大电路100B中，移相器160、162、变压器170、172、174、176以及放大器180、182也可以与构成输出级的放大器的元件形成在同一基板上。通过将这些要素形成在同一基板上，从而能够谋求电路规模的削减。
以上，对本发明的例示性的实施方式进行了说明。功率放大电路100、100A～100C具备由差动放大器构成的载波放大器120以及峰值放大器122，在变压器130、132中，放大信号进行电压相加。由此，在功率放大电路100、100A～100C中，能够在不具备高次谐波终端电路、电源用的扼流线圈以及旁路电容器的情况下，实现多尔蒂放大器的动作。因此，功率放大电路100、100A～100C能够实现高效率，且与以往例相比能够谋求电路规模的削减。
此外，功率放大电路100、100A～100C具备与变压器130的输出侧绕组并联连接的电感器L1和与变压器132的输出侧绕组并联连接的电容器C1，作为相位变换元件。由此，错开了大致90度的放大信号RFamp-a、RFamp-b的相位被对齐。
此外，在功率放大电路100、100A～100C中，对变压器130、132的输入侧绕组的中点g1、g2供给电源电压Vcc。由此，在功率放大电路100、100A～100C中，无需具备电源用的扼流线圈、旁路电容器。因此，功率放大电路100、100A-100C与以往例相比能够谋求电路规模的削减。
此外，变压器130、132通过绕组比的调整对载波放大器120与负载、或者峰值放大器122与负载的阻抗进行匹配。由此，能够在不在芯片之外形成输出匹配电路的情况下通过形成在芯片上的变压器130、132对阻抗进行匹配。因此，功率放大电路100、100A～100C与以往例相比能够谋求电路规模的削减。
此外，功率放大电路100A具备与变压器130的输入侧绕组并联连接的电容器C4以及与输出侧绕组并联连接的电容器C5、与变压器132的输入侧绕组并联连接的电容器C6以及与输出侧绕组并联连接的电容器C7。由此，在功率放大电路100A中，即使变压器130、132受到寄生电感的影响，也可对变压器130、132的前级与后级的阻抗进行匹配。
此外，在功率放大电路100B中，初级以及输出级均由差动放大器构成。由此，功率放大电路100B能够在不具备电源用的扼流线圈、旁路电容器的情况下实现高效率，且实现功率增益的增大。因此，功率放大电路100B与以往例相比能够削减电路规模，同时与功率放大电路100、100A相比能够使功率增益增大。
此外，功率放大电路100B具备与变压器170的输入侧绕组并联连接的电容器C8和与变压器172的输入侧绕组并联连接的电感器L4，作为相位变换元件。由此，能够使输入信号RFin的相位错开大致90度而供给到放大器180、182。
此外，在功率放大电路100B中，对变压器174、176的输入侧绕组的中点g3、g4供给电源电压Vcc。由此，在功率放大电路100B中，无需具备电源用的扼流线圈、旁路电容器。因此，功率放大电路100B与以往例相比能够谋求电路规模的削减。
另外，输入到载波放大器120和峰值放大器122的信号的相位差没有特别限定，例如可以为90度。
此外，在功率放大电路100、100A～100C中，载波放大器120、峰值放大器122、变压器130、132、电感器L1以及电容器C1也可以形成在同一基板上。通过将这些要素形成在同一基板上，从而能够谋求电路规模的削减。
另外，以上说明的各实施方式用于使本发明容易理解，并非用于对本发明进行限定解释。本发明能够在不脱离其主旨的情况下进行变更/改良，并且在本发明中还包括其等价物。即，只要具备本发明的特征，本领域技术人员对各实施方式适当地施加了设计变更的实施方式也包含于本发明的范围。例如，各实施方式具备的各要素及其配置、材料、条件、形状、尺寸等，并不限定于例示的各要素及其配置、材料、条件、形状、尺寸等，能够适当地进行变更。此外，各实施方式是例示，能够进行在不同的实施方式中示出的结构的部分置换或组合，这是不言而喻的，只要包含本发明的特征，这些也包含于本发明的范围。

Claims (10)

1.一种功率放大电路，具备：
第一差动放大器，在输入信号的功率电平为第一电平以上的区域中，对从所述输入信号分配的第一信号进行放大并输出第二信号；
第二差动放大器，在所述输入信号的功率电平为比所述第一电平高的第二电平以上的区域中，对从所述输入信号分配的第三信号进行放大并输出第四信号，其中，所述第三信号的相位比所述第一信号超前了大致2φ度，φ是满足45≤φ＜90的实数；
第一变压器，包含被输入所述第二信号的第一输入侧绕组和与所述第一输入侧绕组进行电磁场耦合的第一输出侧绕组，通过调整输入侧绕组与输出侧绕组的绕组比从而具有阻抗匹配的功能；
第二变压器，包含被输入所述第四信号的第二输入侧绕组和与所述第二输入侧绕组进行电磁场耦合的第二输出侧绕组，通过调整输入侧绕组与输出侧绕组的绕组比从而具有阻抗匹配的功能；
第一相位变换元件，与所述第一输出侧绕组并联连接，并输出相位比从所述第一输出侧绕组输出的信号超前了大致φ度的第五信号，其中，该第一相位变换元件仅包含第一电感器；以及
第二相位变换元件，与所述第二输出侧绕组并联连接，并输出相位比从所述第二输出侧绕组输出的信号延迟了大致φ度的第六信号，其中，该第二相位变换元件仅包含第一电容器，
所述第一输出侧绕组与所述第二输出侧绕组串联连接，输出将所述第五信号的电压和所述第六信号的电压相加的输出信号。
2.一种功率放大电路，具备：
第一差动放大器，在输入信号的功率电平为第一电平以上的区域中，对从所述输入信号分配的第一信号进行放大并输出第二信号；
第二差动放大器，在所述输入信号的功率电平为比所述第一电平高的第二电平以上的区域中，对从所述输入信号分配的第三信号进行放大并输出第四信号，其中，所述第三信号的相位比所述第一信号超前了大致2φ度，φ是满足45≤φ＜90的实数；
第一变压器，包含被输入所述第二信号的第一输入侧绕组和与所述第一输入侧绕组进行电磁场耦合的第一输出侧绕组，通过调整输入侧绕组与输出侧绕组的绕组比从而具有阻抗匹配的功能；
第二变压器，包含被输入所述第四信号的第二输入侧绕组和与所述第二输入侧绕组进行电磁场耦合的第二输出侧绕组，通过调整输入侧绕组与输出侧绕组的绕组比从而具有阻抗匹配的功能；
第一相位变换元件，与所述第一输出侧绕组并联连接，并输出相位比从所述第一输出侧绕组输出的信号超前了大致φ度的第五信号，其中，该第一相位变换元件包含第一电感器；以及
第二相位变换元件，与所述第二输出侧绕组并联连接，并输出相位比从所述第二输出侧绕组输出的信号延迟了大致φ度的第六信号，其中，该第二相位变换元件包含第一电容器，
所述第一输出侧绕组与所述第二输出侧绕组串联连接，输出将所述第五信号的电压和所述第六信号的电压相加的输出信号。
3.根据权利要求1或2所述的功率放大电路，其中，
对所述第一输入侧绕组与所述第二输入侧绕组的中点供给电源电压。
4.根据权利要求1或2所述的功率放大电路，其中，
所述第一变压器对所述第一差动放大器的输出阻抗和设置在所述功率放大电路的后级的负载的输入阻抗进行匹配，
所述第二变压器对所述第二差动放大器的输出阻抗和设置在所述功率放大电路的后级的负载的输入阻抗进行匹配。
5.根据权利要求1或2所述的功率放大电路，其中，
所述功率放大电路还具备：
第二电容器，与所述第一输入侧绕组并联连接；
第三电容器，与所述第一输出侧绕组并联连接；
第四电容器，与所述第二输入侧绕组并联连接；以及
第五电容器，与所述第二输出侧绕组并联连接。
6.根据权利要求1或2所述的功率放大电路，其中，
所述功率放大电路还具备：
第三变压器，包含被输入所述输入信号的第三输入侧绕组和与所述第三输入侧绕组进行电磁场耦合的第三输出侧绕组；
第四变压器，包含被输入所述输入信号的第四输入侧绕组和与所述第四输入侧绕组进行电磁场耦合的第四输出侧绕组；
第三相位变换元件，与所述第三输入侧绕组并联连接，输出相位比所述输入信号延迟了大致φ度的第七信号；
第四相位变换元件，与所述第四输入侧绕组并联连接，输出相位比所述输入信号超前了大致φ度的第八信号；
第三差动放大器，对所述第七信号进行放大并输出第九信号；
第四差动放大器，对所述第八信号进行放大并输出第十信号；
第五变压器，包含被输入所述第九信号的第五输入侧绕组和与所述第五输入侧绕组进行电磁场耦合且输出所述第一信号的第五输出侧绕组；以及
第六变压器，包含被输入所述第十信号的第六输入侧绕组和与所述第六输入侧绕组进行电磁场耦合且输出所述第三信号的第六输出侧绕组。
7.根据权利要求6所述的功率放大电路，其中，
所述第三相位变换元件包含第六电容器，
所述第四相位变换元件包含第二电感器。
8.根据权利要求6所述的功率放大电路，其中，
对所述第五输入侧绕组与所述第六输入侧绕组的中点供给电源电压。
9.根据权利要求1或2所述的功率放大电路，其中，
所述φ为45。
10.根据权利要求1或2所述的功率放大电路，其中，
所述第一差动放大器和所述第二差动放大器、所述第一变压器和所述第二变压器、以及所述第一相位变换元件和所述第二相位变换元件形成在同一基板上。
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