CN113765484A - 功率放大电路 - Google Patents

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Abstract

一种功率放大电路，在多赫蒂放大器中不使用1/4波长线路而产生适当的负载调制效果。功率放大电路具备：第一放大器，其在输入信号的功率电平为第一电平以上的区域，将从所述输入信号分配的第一信号放大，输出第二信号；第一转换器，其与所述第一放大器的输出侧连接，转换所述第一放大器的输出侧的阻抗；以及至少一个以上的第二放大器，其在所述输入信号的功率电平为比所述第一电平高的第二电平以上的区域，将从所述输入信号分配的第三信号放大，输出第四信号，所述第二放大器各自的输出侧与所述第一转换器的输出侧串联连接，所述第一转换器具有使所述第一放大器的输出侧的阻抗的绝对值比所述第二放大器各自的输出侧的阻抗的绝对值大的结构。

Description

功率放大电路
技术领域
本公开涉及功率放大电路。
背景技术
多赫蒂(Doherty)放大器是一种高效的功率放大器(power amplifier)。多赫蒂放大器通常并联地连接有与输入信号的功率电平无关地进行动作的载波放大器、以及在输入信号的功率电平较小的情况下成为截止且在输入信号的功率电平较大的情况下成为导通的峰值放大器。而且，在输入信号的功率电平较大的情况下，载波放大器一边以饱和输出功率电平维持饱和一边进行动作。即，在仅载波放大器进行放大动作的退避状态下，由于仅载波放大器进行动作，因此，峰值放大器不消耗不需要的电流，效率变高。另外，在从峰值放大器进行动作的最小的功率到成为饱和状态为止的输入功率的范围内，具有载波放大器的阻抗下降到一半的负载调制的效果。需要说明的是，本发明中的负载调制是指，载波放大器的负载阻抗伴随着峰值放大器的输出功率增加而下降，在峰值放大器与载波放大器的尺寸相同的情况下，载波放大器的负载阻抗成为一半是理想的。根据载波放大器的饱和输出功率与负载阻抗成反比这样的性质，通过负载调制的效果，载波放大器的饱和功率伴随着峰值放大器的输出的输出功率增加而增加。换言之，可以说在峰值放大器进行动作的功率范围内，载波放大器始终在饱和功率附近进行动作而高效地进行动作。即，为了得到多赫蒂放大器的高效动作，负载调制的效果是重要的效果。
但是，多赫蒂放大器需要将载波放大器的输出与峰值放大器的输出合成的合成器。在该合成器中使用1/4波长线路的情况下，1/4波长线路不适于实现小型化、宽频特性。对此，公开了不使用1/4波长线路的多赫蒂放大器(例如参照非专利文献1)。
在先技术文献
非专利文献
非专利文献1：Ercan Kaymaksut，Patrick Reynaert著，“A 2.4 GHz fullyintegrated Doherty power amplifier using series combining transformer”，Proceedings of ESSCIRC，2010年，pp.302-305
发明内容
发明要解决的课题
非专利文献1所记载的多赫蒂放大器不使用1/4波长线路，而使用两个变压器构成。由此，能够实现多赫蒂放大器的小型化、宽频特性。但是，在非先行文献1所公开的多赫蒂放大器的结构中，可能产生如下问题：在从退避状态向饱和状态转移时，得不到载波放大器的负载成为一半的负载调制效果。由此，在非专利文献1所公开的多赫蒂放大器中，可能产生无法提高效率的问题。
对此，本公开的目的在于，提供一种在多赫蒂放大器中不使用1/4波长线路而产生适当的负载调制效果的功率放大电路。
用于解决课题的手段
本发明的一方面的功率放大电路具备：第一放大器，其在输入信号的功率电平为第一电平以上的区域，将从所述输入信号分配的第一信号放大，输出第二信号；第一转换器，其与所述第一放大器的输出侧连接，转换所述第一放大器的输出侧的阻抗；以及至少一个以上的第二放大器，其在所述输入信号的功率电平为比所述第一电平高的第二电平以上的区域，将从所述输入信号分配的第三信号放大，输出第四信号，所述第二放大器各自的输出侧与所述第一转换器的输出侧串联连接，所述第一转换器具有使所述第一放大器的输出侧的阻抗的绝对值比所述第二放大器各自的输出侧的阻抗的绝对值大的结构。
本发明的一方面的功率放大电路具备：第三放大器，其在输入信号的功率电平为第三电平以上的区域，将从所述输入信号分配的第五信号放大，输出第六信号；第三转换器，其与所述第三放大器的输出侧连接，转换所述第三放大器的输出侧的阻抗；以及至少一个以上的第四放大器，其在所述输入信号的功率电平为比所述第三电平高的第四电平以上的区域，将从所述输入信号分配的第七信号放大，输出第八信号，所述第四放大器各自的输出侧与所述第三转换器的输出侧并联连接，所述第三转换器具有使所述第三放大器的输出侧的阻抗的绝对值比所述第四放大器各自的输出侧的阻抗的绝对值小的结构。
本发明的一方面的功率放大电路具备：第五放大器，其在输入信号的功率电平为第五电平以上的区域，将从所述输入信号分配的第九信号放大，输出第十信号；至少一个以上的第六放大器，其在所述输入信号的功率电平为比所述第五电平高的第六电平以上的区域，将从所述输入信号分配的第十一信号放大，输出第十二信号；以及第五转换器，其与所述第六放大器各自的输出侧连接，转换所述第六放大器各自的输出侧的阻抗，所述第五转换器各自的输出侧与所述第五放大器的输出侧串联连接，所述第五转换器分别具有使所述第五放大器的输出侧的阻抗的绝对值比所述第六放大器各自的输出侧的阻抗的绝对值小的结构。
发明效果
根据本公开，能够提供在多赫蒂放大器中不使用1/4波长线路而产生适当的负载调制效果的功率放大电路。
附图说明
图1是示出第一实施方式的功率放大电路的概要结构的结构图。
图2是示出第一实施方式的功率放大电路的变形例的结构图。
图3是示出被视为电流源的转换器的一例的结构图。
图4是示出被视为电压源的转换器的一例的结构图。
图5是示出第一实施方式的功率放大电路的结构的一例的结构图。
图6是示出第二实施方式的功率放大电路的概要结构的结构图。
图7是示出第二实施方式的功率放大电路的变形例的结构图。
图8是示出第二实施方式的功率放大电路的结构的一例的结构图。
图9是示出第三实施方式的功率放大电路的结构的一例的结构图。
附图标记说明
100、200、300…功率放大电路，110…分配器，120、220、320…载波放大器，130、230、330…峰值放大器，140、240、340…转换器，141…第一变压器，142…第一电容器，143…第二电容器，150、250、350…转换器，151…第二变压器，152…第三电容器，153…第四电容器。
具体实施方式
以下，参照各图对本公开的各实施方式进行说明。这里，相同标记的电路元件表示相同的电路元件，省略重复的说明。
＝＝＝第一实施方式的功率放大电路100的结构＝＝＝
参照图1～图5对第一实施方式的功率放大电路100的结构进行说明。图1是示出第一实施方式的功率放大电路100的概要结构的结构图。图2是示出第一实施方式的功率放大电路100的变形例的结构图。图3是示出被视为电流源的转换器140的一例的结构图。图4是示出被视为电压源的转换器150的一例的结构图。图5是示出第一实施方式的功率放大电路100的结构的一例的结构图。
功率放大电路100例如搭载于便携电话机，用于放大向基站发送的信号的功率。功率放大电路100例如能够放大2G(第二代移动通信系统)、3G(第三代移动通信系统)、4G(第四代移动通信系统)、5G(第五代移动通信系统)、LTE(Long Term Evolution，长期演进)-FDD(Frequency Division Duplex，频分双工)、LTE-TDD(Time Division Duplex，时分双工)、LTE-Advanced、LTE-Advanced Pro等通信标准的信号的功率。需要说明的是，功率放大电路100所放大的信号的通信标准不限于此。
功率放大电路100将输入信号RFin放大并将输出信号RFout输出。输入信号是无线电频率(RF：Radio-Frequency)信号，输入信号的频率例如是几GHz左右。
如图1所示，功率放大电路100例如具备分配器110、载波放大器120、峰值放大器130、转换器140、转换器150。以下对各构成要素进行说明。
分配器110例如将被输入的输入信号RFin分配为信号RFin_a(第一信号、第五信号、第九信号)和相位比信号RFin_a超前大致90度的信号RFin_b(第三信号、第七信号、第十一信号)。需要说明的是，在本实施方式中，如后所述，载波放大器120及峰值放大器130是差动放大器，因此，信号RFin_a、RFin_b还分别被分配为相位相差180度的两个输入信号。
载波放大器120(第一放大器)例如将被输入的信号RFin_a放大，并输出放大信号RFamp_a(第二信号、第六信号、第十信号)。另外，峰值放大器130(第二放大器)将被输入的信号RFin_b放大，并输出放大信号RFamp_b(第四信号、第八信号、第十二信号)。在本实施方式中，例如，载波放大器120被偏置使得成为AB级，峰值放大器130被偏置使得成为C级。
即，载波放大器120与输入信号RFin的功率电平无关地，在功率电平为零(第一电平)以上的区域进行动作。另一方面，峰值放大器130在输入信号RFin的电压电平为比最大电平Vmax低规定电平的电平Vback(第二电平)(以下也称为“退避”)以上的区域进行动作。换言之，峰值放大器130在输入信号RFin的功率电平为比最大电平低规定电平(例如，6dB左右)且比零(第一电平)高的电平(第二电平)以上的区域进行动作。这样，通过根据输入信号的功率电平对两个放大器的动作进行组合，从而载波放大器120以饱和输出进行动作的区域扩宽。因此，与仅包括一个放大器的功率放大电路相比，功率效率提高。
载波放大器120及峰值放大器130包括差动放大器。差动放大器具备成对的两个放大元件，放大并输出向该两个放大元件分别输入的同振幅反相位的信号的电位差。因此，在向两个放大元件分别同时输入同振幅同相位的信号(例如，噪声等)的情况下，该同振幅同相位的信号被抵消。即，通过在载波放大器120及峰值放大器130使用差动放大器，能够抑制噪声、输入信号的高次谐波的产生。
需要说明的是，差动放大器具备的放大元件没有特别限定，但例如也可以是异质结双极晶体管(HBT：Heterojunction Bipolar Trnsistor)等双极晶体管、或者MOSFET(Metal-oxide-semiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)等场效应晶体管。
转换器140、150分别与载波放大器120及峰值放大器130的输出侧连接。转换器140、150例如对与各放大器120、130相关的特性(阻抗、相位等)进行转换，并且，将放大后的功率向负载1000传递。以下，如图1所示，说明与一个峰值放大器130连接的转换器150与负载1000串联连接的情况。需要说明的是，如图2所示，也可以是与多个峰值放大器130连接的转换器150分别与负载1000串联连接。
通过转换器140、150，使与构成各放大器120、130的放大元件相关的特性(阻抗、相位等)实质上转换，由此，调整了在从负载1000侧观察各放大器120、130时，将各放大器120、130视为电流源还是视为电压源。需要说明的是，将各放大器120、130视为电流源还是视为电压源通过各放大器120、130的输出阻抗的绝对值的相对比较来决定。这里，也可以基于在各放大器120、130的晶体管中不流动无功电流的状态下偏置了时根据从负载1000侧测定出的行进波和反射波求出的反射系数来计算输出阻抗。
在第一实施方式的功率放大电路100中，转换器140及转换器150构成为，通过转换器140将载波放大器120侧视为电流源，通过转换器150将峰值放大器130侧视为电压源。换言之，转换器140及转换器150具有使载波放大器120的输出侧(转换器140的输出侧)的阻抗的绝对值比峰值放大器130的输出侧(转换器150的输出侧)的阻抗的绝对值大的结构。
以下，参照图3、图4对转换器140、转换器150的结构的一例进行说明。
如图3所示，视为电流源的转换器140例如包括第一变压器141、第一电容器142、第二电容器143。
第一变压器141例如是包括输入侧绕组141a和输出侧绕组141b的绕组变压器，将输入到输入侧绕组141a的信号向输出侧绕组141b传播。具体而言，第一变压器141向输入侧绕组141a(第一输入侧绕组)输入从载波放大器120输出的放大信号RFamp_a(电流Ia)，并将该放大信号RFamp_a从输出侧绕组141b(第一输出侧绕组)输出。
向第一变压器141的输入侧绕组141a的中点g1供给电源电压Vcc。这里，从载波放大器120向中点g1供给反相位的两个输入信号，因此，中点g1成为假想接地点。因此，通过向中点g1供给电源电压Vcc，能够抑制由电源电路引起的噪声。即，功率放大电路100无需具备电源用的扼流线圈和旁路电容器。由此，能够削减电路规模。
需要说明的是，第一变压器141通过调整输入侧绕组141a及输出侧绕组141b的绕组比，能够兼顾阻抗匹配的功能。由此，不用在芯片外形成输出匹配电路，能够通过形成在芯片上的第一变压器141来匹配阻抗。因此，功率放大电路100能够削减电路规模。
第一电容器142例如与输入侧绕组141a并联连接。第二电容器143例如与输出侧绕组141b直接连接。第一电容器142及第二电容器143例如是为了考虑了第一变压器141的寄生电感的影响的情况下的第一变压器141的阻抗匹配而设置的。需要说明的是，第一电容器142也能够用寄生于载波放大器120的电容来代替，因此，也可以省略。
如图4所示，视为电压源的转换器150例如包括第二变压器151、第三电容器152、第四电容器153。转换器150的各构成要素的特性与转换器140的各构成要素的特性相同，代替转换器140的第二电容器143，将第四电容器153与输出侧绕组串联连接。这里，为了方便说明，针对与转换器140相同的构成要素省略说明。
根据上述的图3、图4可知，功率放大电路100构成为从负载1000侧观察时的转换器140的输出阻抗大于从负载1000侧观察时的转换器150的输出阻抗。因此，在功率放大电路100中，转换器140相对地被视为电流源，转换器150相对地被视为电压源。
即，在功率放大电路100中，通过将载波放大器120侧视为电流源，将峰值放大器130侧视为电压源，从而在负载1000流动的电流仅由电流源决定。因此，在功率放大电路100中，在不使用1/4波长线路的情况下，伴随着载波放大器120中的从小信号状态向饱和状态的转移，能够将从载波放大器120的放大元件观察到的输出阻抗适当地减少到一半。因此，能够小型且宽频地实现多赫蒂放大器，并且，能够实现其高效。
进一步说，通过在功率放大电路100使用差动的放大器，能够实现相对于电源噪声较强的电路。另外，能够实现偏置电路变得简单且示出优异的线性度的电路。
需要说明的是，在图1中，概要地示出了功率放大电路100的各放大器120、130，但功率放大电路100例如也可以是，初级(驱动级)由一个放大器构成，在输出级(功率级)应用上述的多赫蒂放大器的结构。另外，功率放大电路100也可以在输出级(功率级)的载波放大器120和峰值放大器130分别连接有成为初级(驱动级)的放大器。
以下，参照图3～图5，对构成转换器140、转换器150的各元件的参数的决定方法的一例进行说明。在图5中，示出载波放大器120及峰值放大器130为差动对且输出为单端的功率放大电路100的结构的一例。
如图5所示，功率放大电路100例如包括由差动对构成的载波放大器120、与载波放大器120连接的转换器140、由差动对构成的峰值放大器130、以及与峰值放大器130连接的转换器150。
首先，参照图3对构成转换器140的元件的参数进行说明。在功率放大电路100中，通过适当地选定构成转换器140的元件的参数，能够将转换器140在从负载1000侧观察时视为电流源。具体而言，在图3所示的转换器140中，当将参数选定为满足以下的式(1)、(2)的条件时，能够将转换器140视为电流源。
ω0 2×La×Ca＝1…(1)
ω0 2×Lb×Cb＝1/(1-Kab 2)…(2)
在式(1)、式(2)中，ω0表示角频率(2πf)。La表示输入侧绕组141a的电感。Lb表示输出侧绕组141b的电感。Ca表示第一电容器142的电容。Cb表示第二电容器143的电容。Kab表示第一变压器141的耦合系数。
上述的条件是求出图3的转换器140所示的电路的级联矩阵且该级联矩阵的非对角成分成为0的条件。图3所示的转换器140在满足式(1)、(2)这样的电容器及电感器被选定后，进行式(3)所示的级联矩阵所表示的动作。
[数式1]
Figure BDA0003098980250000081
在式(3)中，Va是转换器140的输入电压。Vb是转换器140的输出电压。Ia是与放大信号RFamp_a对应的转换器140的输入电流。Ib是从转换器140向负载1000输出的输出电流。
具有式(3)所示的级联矩阵的特性的转换器140是将电压和电流分别设为常数倍而输出的电路。即，如果在转换器140的输入侧连接载波放大器120这样的电流源，则在从转换器140的输出侧(负载1000侧)观察时，能够将转换器140视为电流源。
接着，参照图4对构成转换器150的元件的参数进行说明。在功率放大电路100中，通过适当地选定构成转换器150的元件的参数，能够将转换器150在从负载1000侧观察时视为电压源。具体而言，在图4所示的转换器150中，当将参数选定为满足以下的式(4)、(5)的条件时，能够将转换器150视为电压源。
ω0 2×La×Ca＝1/(1-Kab 2)…(4)
ω0 2×Lb×Cb＝1/(1-Kab 2)…(5)
上述的条件是求出图4的转换器150所示的电路的级联矩阵且该级联矩阵的对角成分成为0的条件。图4所示的转换器150在满足式(4)、(5)这样的电容器及电感器被选定后，进行式(6)所示的级联矩阵所表示的动作。
[数式2]
Figure BDA0003098980250000091
具有式(6)所示的级联矩阵的特性的转换器150是将电压与电流分别交换并设为常数倍而输出的电路。即，如果在转换器150的输入侧连接峰值放大器130这样的电压源，则在从转换器150的输出侧观察时，能够将转换器150视为电压源。
需要说明的是，构成载波放大器120及峰值放大器130的放大元件有时表示为与电容器并联连接，但在该情况下，也可以将该电容器的电容认为是转换器140及转换器150的初级侧的电容的一部分来选择参数。
在满足式(3)、式(6)所示的参数的条件中，如图5所示，在载波放大器120连接转换器140，在峰值放大器130连接转换器150。在该状态下，从载波放大器120观察到的输出阻抗ZC以式(7)示出，从峰值放大器130观察到的输出阻抗ZP以式(8)示出。
[数式3]
Figure BDA0003098980250000101
[数式4]
Figure BDA0003098980250000102
在式(7)、式(8)中，RL表示负载1000的阻抗。KCL是第一变压器141的耦合系数。KPL是第二变压器151的耦合系数。LC是转换器140的输入侧绕组141a的电感。LLc是转换器140的输出侧绕组141b(负载1000侧)的电感。LP是转换器150的输入侧绕组151a的电感。LLP是转换器150的输出侧绕组151b(负载1000侧)的电感。IC是从载波放大器120输出的复数交流电流。IP是从峰值放大器130输出的复数交流电流。
需要说明的是，当分别构成载波放大器120及峰值放大器130的放大元件的大小相同时，电流振幅的最大值变得相等，因此，(IP/IC)的绝对值成为1。此外，最适于各放大器120、130的放大元件的负载1000的阻抗ROPT也被视为大致相等。因此，当图5所示的功率放大电路100处于饱和状态时，为了使输出阻抗ZC、ZP与负载1000侧的阻抗ROPT匹配，将各元件选定为针对第一变压器141满足式(9)的条件，针对第二变压器151满足式(10)的条件。
(1/KCL 2)×(LC/LLC)＝ROPT/RL…(9)
(ω0 2×LP×LPL)×(1-KPL 2)2/KPL…(10)
此外，具体叙述的话，在高频的系统中，负载1000的阻抗RL为50Ω。另外，在便携电话这样的移动体通信终端中，必须以几V左右的电源电压输出最大几W级的功率。因此，最佳的负载1000的阻抗ROPT成为几Ω。因此，ROPT/RL小于1。
另外，由于变压器的耦合系数的绝对值小于1，因此，转换器140的第一变压器141的输入侧的电感LC比输出侧的电感LLC小。即，输入侧绕组141a的线路长度被设计为比输出侧绕组141b的线路长度短。
另一方面，在高频区域内的变压器的设计中，难以抑制寄生成分的影响，难以设计电感。因此，针对耦合系数的设计也产生制约。
考虑到这些情况，需要在大约0.28至0.99之间设计耦合系数KPL。进一步说，在高频区域内即便要得到0.99的耦合系数也不是容易的，因此，可知不考虑上限而考虑耦合系数KPL的下限0.28来设计变压器即可。
＝＝＝第二实施方式的功率放大电路200＝＝＝
参照图6～图8对第二实施方式的功率放大电路200进行说明。图6是示出第二实施方式的功率放大电路200的概要结构的结构图。图7是示出第二实施方式的功率放大电路200的变形例的结构图。图8是示出第二实施方式的功率放大电路200的结构的一例的结构图。在第二实施方式的功率放大电路200中，省略针对与上述实施方式共同的事项的记述，仅对不同点进行说明。尤其是针对同样的结构所带来的同样的作用效果，不再逐次提及。
如图6所示，功率放大电路200与第一实施方式的功率放大电路100相比，与一个峰值放大器230(第四放大器)连接的转换器250(第四转换器)与负载1000并联连接。另外，如图7所示，也可以是与多个峰值放大器230连接的转换器250分别与负载1000并联连接。此外，如图8所示，也可以排除峰值放大器230侧的转换器而构成。
功率放大电路200与第一实施方式的功率放大电路100相比，转换器240及转换器250构成为，通过转换器240(第三转换器)将载波放大器220(第三放大器)侧视为电压源，通过转换器250将峰值放大器230侧视为电流源。换言之，转换器240及转换器250具有使载波放大器220的输出侧(转换器240的输出侧)的阻抗的绝对值比峰值放大器230(在大多情况下为各个峰值放大器230)的输出侧(转换器250的输出侧)的阻抗的绝对值小的结构。在功率放大电路200中，由于电压源与电流源并联连接，因此，通过电压源和电流源来决定向电阻流动的电流。然后，从电压源输出的电流成为减去从电流源输出的电流而得到的值。
需要说明的是，转换器240与第一实施方式的转换器150相同，转换器250与第一实施方式的转换器140相同，因此，省略其说明。
以下，参照图8，对排除了峰值放大器230侧的转换器250的功率放大电路200进行说明。如图8所示，功率放大电路200使用不平衡变压器260，使负载1000的阻抗RL与从峰值放大器230观察到的输出阻抗匹配。不平衡变压器260例如包括匹配用变压器261、输入用电容器262、输出用电容器263。
匹配用变压器261例如是包括输入侧绕组261a和与接地连接的输出侧绕组261b的绕组变压器，将输入到输入侧绕组261a的信号向输出侧绕组261b传播。具体而言，匹配用变压器261向输入侧绕组261a输入将从载波放大器220输出的放大信号与从峰值放大器230输出的放大信号合成后的放大信号，进行阻抗转换并从输出侧绕组261b输出。向匹配用变压器261的输入侧绕组261a的中点g0供给电源电压Vcc。
输入用电容器262例如与输入侧绕组261a并联连接。输出用电容器263例如与输出侧绕组261b直接连接。输入用电容器262及输出用电容器263例如是为了考虑了输入侧变压器的寄生电感的影响的情况下的匹配用变压器261的阻抗匹配而设置的。
需要说明的是，在功率放大电路200中，也可以代替不平衡变压器260而具备能够进行阻抗匹配的元件。
在功率放大电路200中，排除了峰值放大器230用的转换器250，因此，不再需要考虑上述的耦合系数KPL的下限0.28。因此，即便在难以实现耦合系数高的变压器的设计条件的情况下，也能够实现适当的多赫蒂放大器。另外，在功率放大电路200中，排除了转换器250，因此，通过转换器240的变压器241的次级漏电感或者不平衡变压器260的匹配用变压器261的初级漏电感来吸收电容，使得提高构成峰值放大器230的放大元件的输出阻抗。另外，也可以在适当的部位并联连接电感来吸收电容。
＝＝＝第三实施方式的功率放大电路300＝＝＝
参照图9对第三实施方式的功率放大电路300进行说明。图9是示出第三实施方式的功率放大电路300的结构的一例的结构图。在第三实施方式的功率放大电路300中，省略针对与上述实施方式共同的事项的记述，仅对不同点进行说明。尤其是针对同样的结构所带来的同样的作用效果，不再逐次提及。
如图9所示，功率放大电路300与第一实施方式的功率放大电路100相比，构成为由单端构成载波放大器320(第五放大器)，排除了载波放大器320侧的转换器(与功率放大电路100的转换器140对应的转换器)。
功率放大电路300具有阻抗匹配电路360，使得负载1000的阻抗(RL)与峰值放大器330(第六放大器)的输出侧的阻抗匹配。在图9中，作为一例，阻抗匹配电路360示出了由电感器361及电容器362形成的一级的低通滤波器，但也可以是多级的低通滤波器、高通滤波器、将它们组合而成的带通滤波器、或者使用了变压器的匹配电路等，没有特别限定。
另外，功率放大电路300具有向由单端构成的载波放大器320的后级供给针对载波放大器320的偏置的偏置电路370。偏置电路370的结构没有特别限定。但是，偏置电路370所包含的电感器371期望被选定为成为与构成载波放大器320的放大元件的输出导纳的虚部相同的电纳。由此，能够提高载波放大器320的输出阻抗的绝对值，因此，能够进行转换器140这样的动作。
功率放大电路300与第一实施方式的功率放大电路100相比，能够省略载波放大器320的转换器，因此，能够减小电路的尺寸。另外，由于载波放大器320由单端构成，因此，其测定变得容易。
＝＝＝总结＝＝＝
本公开的例示的实施方式的功率放大电路100具备：载波放大器120(第一放大器)，其在输入信号RFin(输入信号)的功率电平为第一电平以上的区域，将从输入信号分配的信号RFin_a(第一信号)放大，输出放大信号RFamp_a(第二信号)；转换器140(第一转换器)，其与载波放大器120(第一放大器)的输出侧连接，转换载波放大器120(第一放大器)的输出侧的阻抗；至少一个以上的峰值放大器130(第二放大器)，其在输入信号RFin(输入信号)的功率电平为比第一电平高的第二电平以上的区域，将从输入信号RFin(输入信号)分配的信号RFin_b(第三信号)放大，输出放大信号RFamp_b(第四信号)，峰值放大器130(第二放大器)各自的输出侧与转换器140(第一转换器)的输出侧串联连接，转换器140(第一转换器)具有使载波放大器120(第一放大器)的输出侧的阻抗的绝对值比峰值放大器130(第二放大器)各自的输出侧的阻抗的绝对值大的结构。由此，能够不使用1/4波长线路而产生适当的负载调制效果。
另外，本公开的例示的实施方式的功率放大电路100的转换器140(第一转换器)包括：第一变压器141，其包括被输入放大信号RFamp_a(第二信号)的输入侧绕组141a(第一输入侧绕组)和与输入侧绕组141a(第一输入侧绕组)电磁场耦合的输出侧绕组141b(第一输出侧绕组)；第一电容器142，其与输入侧绕组141a(第一输入侧绕组)并联连接；以及第二电容器143，其与输出侧绕组141b(第一输出侧绕组)串联连接。由此，能够以简单的结构实现转换器140。
另外，本公开的例示的实施方式的功率放大电路100还具备转换器150(第二转换器)，该转换器150(第二转换器)与峰值放大器130(第二放大器)各自的输出侧连接，转换与峰值放大器130(第二放大器)相关的特性，峰值放大器130(第二放大器)各自的输出侧通过转换器150(第二转换器)而与转换器140(第一转换器)的输出侧串联连接，转换器140(第一转换器)及转换器150(第二转换器)具有使载波放大器120(第一放大器)的输出侧的阻抗的绝对值比峰值放大器130(第二放大器)各自的输出侧的阻抗的绝对值大的结构。由此，能够更加适当地进行阻抗匹配。
另外，本公开的例示的实施方式的功率放大电路100的转换器150(第二转换器)包括：第二变压器151，其包括被输入第四信号的输入侧绕组151a(第二输入侧绕组)和与输入侧绕组151a(第二输入侧绕组)电磁场耦合的输出侧绕组151b(第二输出侧绕组)；第三电容器152，其与输入侧绕组151a(第二输入侧绕组)并联连接；以及第四电容器153，其与输出侧绕组151b(第二输出侧绕组)并联连接。由此，能够以简单的结构实现转换器150。
另外，本公开的例示的实施方式的功率放大电路100的载波放大器120(第一放大器)是差动的放大器。由此，能够实现相对于电源噪声较强的电路，此外，能够实现偏置电路变得简单且示出优异的线性度的电路。
另外，本公开的例示的实施方式的功率放大电路100的峰值放大器130(第二放大器)是差动的放大器。由此，能够实现相对于电源噪声较强的电路，此外，能够实现偏置电路变得简单且示出优异的线性度的电路。
本公开的例示的实施方式的功率放大电路200具备：载波放大器220(第三放大器)，其在输入信号的功率电平为第三电平以上的区域，将从输入信号RFin(输入信号)分配的信号RFin_a(第五信号)放大，输出放大信号RFamp_a(第六信号)；转换器240(第三转换器)，其与载波放大器220(第三放大器)的输出侧连接，转换载波放大器220(第三放大器)的输出侧的阻抗；以及至少一个以上的峰值放大器230(第四放大器)，其在输入信号RFin(输入信号)的功率电平为比第三电平高的第四电平以上的区域，将从输入信号RFin(输入信号)分配的信号RFin_b(第七信号)放大，输出放大信号RFamp_b(第八信号)，峰值放大器230(第四放大器)各自的输出侧与转换器240(第三转换器)的输出侧并联连接，转换器240(第三转换器)具有使载波放大器220(第三放大器)的输出侧的阻抗的绝对值比峰值放大器230(第四放大器)各自的输出侧的阻抗的绝对值小的结构。由此，能够不使用1/4波长线路而产生适当的负载调制效果。
本公开的例示的实施方式的功率放大电路200的转换器240(第三转换器)包括：变压器241(第三变压器)，其包括被输入放大信号RFamp_a(第六信号)的输入侧绕组241a(第三输入侧绕组)和与输入侧绕组241a(第三输入侧绕组)电磁场耦合的输出侧绕组241b(第三输出侧绕组)；电容器242(第五电容器)，其与输入侧绕组241a(第三输入侧绕组)并联连接；以及电容器243(第六电容器)，其与输出侧绕组241b(第三输出侧绕组)并联连接。由此，能够以简单的结构实现转换器240。
本公开的例示的实施方式的功率放大电路200还具备转换器250(第四转换器)，该转换器250(第四转换器)与峰值放大器230(第四放大器)各自的输出侧连接，转换与峰值放大器230(第四放大器)相关的特性，峰值放大器230(第四放大器)分别通过转换器250(第四转换器)而与转换器240(第三转换器)的输出侧并联连接，转换器240(第三转换器)及转换器250(第四转换器)具有使载波放大器220(第三放大器)的输出侧的阻抗的绝对值比峰值放大器230(第四放大器)各自的输出侧的阻抗的绝对值小的结构。由此，能够更加适当地进行阻抗匹配。
本公开的例示的实施方式的功率放大电路200的转换器250(第四转换器)包括：变压器251(第四变压器)，其包括被输入第八信号的输入侧绕组251a(第四输入侧绕组)和与输入侧绕组251a(第四输入侧绕组)电磁场耦合的输出侧绕组251b(第四输出侧绕组)；电容器252(第七电容器)，其与输入侧绕组251a(第四输入侧绕组)并联连接；以及电容器253(第八电容器)，其与输出侧绕组251b(第四输出侧绕组)串联连接。由此，能够以简单的结构实现转换器250。
本公开的例示的实施方式的功率放大电路200的载波放大器220(第三放大器)是差动的放大器。由此，能够实现相对于电源噪声较强的电路，此外，能够实现偏置电路变得简单且示出优异的线性度的电路。
本公开的例示的实施方式的功率放大电路200的峰值放大器230(第四放大器)是差动的放大器。由此，能够实现相对于电源噪声较强的电路，此外，能够实现偏置电路变得简单且示出优异的线性度的电路。
本公开的例示的实施方式的功率放大电路300具备：载波放大器320(第五放大器)，其在输入信号的功率电平为第五电平以上的区域，将从输入信号RFin(输入信号)分配的信号RFin_a(第九信号)放大，输出放大信号RFamp_a(第十信号)；至少一个以上的峰值放大器330(第六放大器)，其在输入信号RFin(输入信号)的功率电平为比第五电平高的第六电平以上的区域，将从输入信号RFin(输入信号)分配的信号RFin_b(第十一信号)放大，输出放大信号RFamp_b(第十二信号)；以及转换器350(第五转换器)，其与峰值放大器330(第六放大器)各自的输出侧连接，转换峰值放大器330(第六放大器)的输出侧的阻抗，转换器350(第五转换器)各自的输出侧与载波放大器320(第五放大器)的输出侧串联连接，转换器350(第五转换器)分别具有使载波放大器320(第五放大器)的输出侧的阻抗的绝对值比峰值放大器330(第六放大器)的输出侧的阻抗的绝对值小的结构。由此，能够不使用1/4波长线路而产生适当的负载调制效果。
本公开的例示的实施方式的功率放大电路300的转换器350(第五转换器)包括：变压器351(第五变压器)，其包括被输入放大信号RFamp_b(第十二信号)的输入侧绕组351a(第五输入侧绕组)和与输入侧绕组351a(第五输入侧绕组)电磁场耦合的输出侧绕组351b(第五输出侧绕组)；电容器352(第九电容器)，其与输入侧绕组351a(第五输入侧绕组)并联连接；以及电容器353(第十电容器)，其与输出侧绕组351b(第五输出侧绕组)并联连接。由此，能够以简单的结构实现转换器350。
本公开的例示的实施方式的功率放大电路300的峰值放大器330(第六放大器)是差动的放大器。由此，能够实现相对于电源噪声较强的电路，此外，能够实现偏置电路变得简单且示出优异的线性度的电路。
以上说明的实施方式用于容易理解本公开，并非用于限定性地解释本公开。本公开在不脱离其主旨的范围内能够进行变更或改良，并且，本公开中也包括其等效物。即，本领域技术人员对实施方式加以适当设计变更而得到的方式只要具备本公开的特征，则也包含在本公开的范围内。实施方式具备的元件及其配置等不限定于例示的情况，能够适当变更。

Claims (15)

1.一种功率放大电路，具备：
第一放大器，其在输入信号的功率电平为第一电平以上的区域，将从所述输入信号分配的第一信号放大，输出第二信号；
第一转换器，其与所述第一放大器的输出侧连接，转换所述第一放大器的输出侧的阻抗；以及
至少一个以上的第二放大器，其在所述输入信号的功率电平为比所述第一电平高的第二电平以上的区域，将从所述输入信号分配的第三信号放大，输出第四信号，
所述第二放大器各自的输出侧与所述第一转换器的输出侧串联连接，
所述第一转换器具有使所述第一放大器的输出侧的阻抗的绝对值比所述第二放大器各自的输出侧的阻抗的绝对值大的结构。
2.根据权利要求1所述的功率放大电路，其中，
所述第一转换器包括：
第一变压器，其包括被输入所述第二信号的第一输入侧绕组和与所述第一输入侧绕组电磁场耦合的第一输出侧绕组；
第一电容器，其与所述第一输入侧绕组并联连接；以及
第二电容器，其与所述第一输出侧绕组串联连接。
3.根据权利要求1或2所述的功率放大电路，其中，
所述功率放大电路还具备第二转换器，该第二转换器与所述第二放大器各自的输出侧连接，转换所述第二放大器各自的输出侧的阻抗，
所述第二放大器各自的输出侧通过所述第二转换器而与所述第一转换器的输出侧串联连接，
所述第一转换器及所述第二转换器具有使所述第一放大器的输出侧的阻抗的绝对值比所述第二放大器各自的输出侧的阻抗的绝对值大的结构。
4.根据权利要求3所述的功率放大电路，其中，
所述第二转换器包括：
第二变压器，其包括被输入所述第四信号的第二输入侧绕组和与所述第二输入侧绕组电磁场耦合的第二输出侧绕组；
第三电容器，其与所述第二输入侧绕组并联连接；以及
第四电容器，其与所述第二输出侧绕组并联连接。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的功率放大电路，其中，
所述第一放大器是差动的放大器。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的功率放大电路，其中，
所述第二放大器是差动的放大器。
7.一种功率放大电路，具备：
第三放大器，其在输入信号的功率电平为第三电平以上的区域，将从所述输入信号分配的第五信号放大，输出第六信号；
第三转换器，其与所述第三放大器的输出侧连接，转换所述第三放大器的输出侧的阻抗；以及
至少一个以上的第四放大器，其在所述输入信号的功率电平为比所述第三电平高的第四电平以上的区域，将从所述输入信号分配的第七信号放大，输出第八信号，
所述第四放大器各自的输出侧与所述第三转换器的输出侧并联连接，
所述第三转换器具有使所述第三放大器的输出侧的阻抗的绝对值比所述第四放大器各自的输出侧的阻抗的绝对值小的结构。
8.根据权利要求7所述的功率放大电路，其中，
所述第三转换器包括：
第三变压器，其包括被输入所述第六信号的第三输入侧绕组和与所述第三输入侧绕组电磁场耦合的第三输出侧绕组；
第五电容器，其与所述第三输入侧绕组并联连接；以及
第六电容器，其与所述第三输出侧绕组并联连接。
9.根据权利要求7或8所述的功率放大电路，其中，
所述功率放大电路还具备第四转换器，该第四转换器与所述第四放大器各自的输出侧连接，转换所述第四放大器各自的输出侧的阻抗，
所述第四放大器分别通过所述第四转换器而与所述第三转换器的输出侧并联连接，
所述第三转换器及所述第四转换器具有使所述第三放大器的输出侧的阻抗的绝对值比所述第四放大器各自的输出侧的阻抗的绝对值小的结构。
10.根据权利要求9所述的功率放大电路，其中，
所述第四转换器包括：
第四变压器，其包括被输入所述第八信号的第四输入侧绕组和与所述第四输入侧绕组电磁场耦合的第四输出侧绕组；
第七电容器，其与所述第四输入侧绕组并联连接；以及
第八电容器，其与所述第四输出侧绕组串联连接。
11.根据权利要求7至10中任一项所述的功率放大电路，其中，
所述第三放大器是差动的放大器。
12.根据权利要求7至11中任一项所述的功率放大电路，其中，
所述第四放大器是差动的放大器。
13.一种功率放大电路，具备：
第五放大器，其在输入信号的功率电平为第五电平以上的区域，将从所述输入信号分配的第九信号放大，输出第十信号；
至少一个以上的第六放大器，其在所述输入信号的功率电平为比所述第五电平高的第六电平以上的区域，将从所述输入信号分配的第十一信号放大，输出第十二信号；
以及第五转换器，其与所述第六放大器各自的输出侧连接，转换所述第六放大器各自的输出侧的阻抗，
所述第五转换器各自的输出侧与所述第五放大器的输出侧串联连接，
所述第五转换器分别具有使所述第五放大器的输出侧的阻抗的绝对值比所述第六放大器各自的输出侧的阻抗的绝对值小的结构。
14.根据权利要求13所述的功率放大电路，其中，
所述第五转换器包括：
第五变压器，其包括被输入所述第十二信号的第五输入侧绕组和与所述第五输入侧绕组电磁场耦合的第五输出侧绕组；
第九电容器，其与所述第五输入侧绕组并联连接；以及
第十电容器，其与所述第五输出侧绕组并联连接。
15.根据权利要求13或14所述的功率放大电路，其中，
所述第六放大器是差动的放大器。
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