JP2021192476A - 電力増幅回路 - Google Patents

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Abstract

【課題】 ドハティ増幅器において１／４波長線路を用いず適切な負荷変調効果を生じさせる電力増幅回路を提供することを目的とする。【解決手段】 入力信号の電力レベルが第１レベル以上の領域において、前記入力信号から分配された第１信号を増幅して第２信号を出力する第１増幅器と、前記第１増幅器の出力側に接続される、前記第１増幅器の出力側のインピーダンスを変換させる第１変換器と、前記入力信号の電力レベルが前記第１レベルより高い第２レベル以上の領域において、前記入力信号から分配された第３信号を増幅して第４信号を出力する、少なくとも一つ以上の第２増幅器と、を備え、記第２増幅器それぞれの出力側は、前記第１変換器の出力側と直列に接続され、前記第１変換器は、前記第１増幅器の出力側のインピーダンスの絶対値を、前記第２増幅器それぞれの出力側のインピーダンスの絶対値よりも大きくする構成を有する。【選択図】図５

Description

本開示は、電力増幅回路に関する。
ドハティ増幅器は、高効率な電力増幅器（パワーアンプ）である。ドハティ増幅器は、一般的に、入力信号の電力レベルにかかわらず動作するキャリアアンプと、入力信号の電力レベルが小さい場合はオフとなり、大きい場合にオンとなるピークアンプとが並列に接続されている。そして、入力信号の電力レベルが大きい場合、キャリアアンプが飽和出力電力レベルで飽和を維持しながら動作する。すなわち、キャリアアンプのみが増幅動作しているバックオフ状態では、キャリアアンプのみが動作するのでピークアンプが不要な電流を消費せず効率が高くなる。また、ピークアンプが動作をする最小の電力から飽和状態になるまでの入力電力の範囲で、キャリアアンプのインピーダンスが半分に低下する負荷変調の効果がある。なお、本発明での負荷変調とは、キャリアアンプの負荷インピーダンスが、ピークアンプの出力電力増加にともない低下することを指しており、ピークアンプとキャリアアンプのサイズが同じ場合には，キャリアアンプの負荷インピーダンスが半分になるのが理想とされている。キャリアアンプの飽和出力電力は負荷インピーダンスに反比例するという性質から、負荷変調の効果によってキャリアアンプの飽和電力はピークアンプの出力の出力電力増加に伴い増加する。言い換えると、ピークアンプが動作をしている電力範囲においては、キャリアアンプが常に飽和電力に近いところで動作をしており高効率に動作をしているといえる。つまり，負荷変調の効果はドハティ増幅器の高効率動作を得るために重要な効果である。
しかし、ドハティ増幅器は、キャリアアンプの出力とピークアンプの出力とを合成する合成器を要する。当該合成器には、１／４波長線路が用いられるところ、１／４波長線路は小型化や広帯域特性を得るのに不向きである。そこで、１／４波長線路を用いないドハティ増幅器が開示されている（例えば、非特許文献１参照）。
Ercan Kaymaksut，Patrick Reynaert著，「A 2.4 GHz fully integrated Doherty power amplifier using series combining transformer」，Proceedings of ESSCIRC，2010年，pp. 302-305
非特許文献１に記載のドハティ増幅器は、１／４波長線路を用いず、トランスを二つ用いて構成されている．これにより、ドハティ増幅器の小型化や広帯域特性を得ることができる。しかし、非先行文献１に開示されているドハティ増幅器の構成では、バックオフ状態から飽和状態に遷移するときにキャリアアンプの負荷が半分になる負荷変調効果を得られないという問題が生じる虞があった。これにより、非先行文献１に開示されているドハティ増幅器では効率を向上できない問題が生じる虞があった。
そこで、本開示は、ドハティ増幅器において１／４波長線路を用いず適切な負荷変調効果を生じさせる電力増幅回路を提供することを目的とする。
本発明の一側面に係る電力増幅回路は、入力信号の電力レベルが第１レベル以上の領域において、前記入力信号から分配された第１信号を増幅して第２信号を出力する第１増幅器と、前記第１増幅器の出力側に接続される、前記第１増幅器の出力側のインピーダンスを変換させる第１変換器と、前記入力信号の電力レベルが前記第１レベルより高い第２レベル以上の領域において、前記入力信号から分配された第３信号を増幅して第４信号を出力する、少なくとも一つ以上の第２増幅器と、を備え、前記第２増幅器それぞれの出力側は、前記第１変換器の出力側と直列に接続され、前記第１変換器は、前記第１増幅器の出力側のインピーダンスの絶対値を、前記第２増幅器それぞれの出力側のインピーダンスの絶対値よりも大きくする構成を有する。
本発明の一側面に係る電力増幅回路は、入力信号の電力レベルが第３レベル以上の領域において、前記入力信号から分配された第５信号を増幅して第６信号を出力する第３増幅器と、前記第３増幅器の出力側に接続される、前記第３増幅器の出力側のインピーダンスを変換させる第３変換器と、前記入力信号の電力レベルが前記第３レベルより高い第４レベル以上の領域において、前記入力信号から分配された第７信号を増幅して第８信号を出力する、少なくとも一つ以上の第４増幅器と、を備え、前記第４増幅器それぞれの出力側は、前記第３変換器の出力側と並列に接続され、前記第３変換器は、前記第３増幅器の出力側のインピーダンスの絶対値を、前記第４増幅器それぞれの出力側のインピーダンスの絶対値よりも小さくする構成を有する。
本発明の一側面に係る電力増幅回路は、入力信号の電力レベルが第５レベル以上の領域において、前記入力信号から分配された第９信号を増幅して第１０信号を出力する第５増幅器と、前記入力信号の電力レベルが前記第５レベルより高い第６レベル以上の領域において、前記入力信号から分配された第１１信号を増幅して第１２信号を出力する、少なくとも一つ以上の第６増幅器と、前記第６増幅器それぞれの出力側に接続される、前記第６増幅器それぞれの出力側のインピーダンスを変換させる第５変換器と、を備え、前記第５変換器それぞれの出力側は、前記第５増幅器の出力側と直列に接続され、前記第５変換器それぞれは、前記第５増幅器の出力側のインピーダンスの絶対値を、前記第６増幅器それぞれの出力側のインピーダンスの絶対値よりも小さくする構成を有する。
本開示によれば、ドハティ増幅器において１／４波長線路を用いず適切な負荷変調効果を生じさせる電力増幅回路を提供することができる。
第１実施形態に係る電力増幅回路の構成の概略を示す構成図である。 第１実施形態に係る電力増幅回路の変形例を示す構成図である。 電流源とみなせる変換器の一例を示す構成図である。 電圧源とみなせる変換器の一例を示す構成図である。 第１実施形態に係る電力増幅回路の構成の一例を示す構成図である。 第２実施形態に係る電力増幅回路の構成の概略を示す構成図である。 第２実施形態に係る電力増幅回路の変形例を示す構成図である。 第２実施形態に係る電力増幅回路の構成の一例を示す構成図である。 第３実施形態に係る電力増幅回路の構成の一例を示す構成図である。
以下、各図を参照しながら本開示の各実施形態について説明する。ここで、同一符号の回路素子は、同一の回路素子を示すものとし、重複する説明を省略する。
＝＝＝第１実施形態に係る電力増幅回路１００の構成＝＝＝
図１〜図５を参照して、第１実施形態に係る電力増幅回路１００の構成について説明する。図１は、第１実施形態に係る電力増幅回路１００の構成の概略を示す構成図である。図２は、第１実施形態に係る電力増幅回路１００の変形例を示す構成図である。図３は、電流源とみなせる変換器１４０の一例を示す構成図である。図４は、電圧源とみなせる変換器１５０の一例を示す構成図である。図５は、第１実施形態に係る電力増幅回路１００の構成の一例を示す構成図である。
電力増幅回路１００は、例えば、携帯電話機に搭載され、基地局に送信する信号の電力を増幅するために用いられる。電力増幅回路１００は、例えば、２Ｇ（第２世代移動通信システム）、３Ｇ（第３世代移動通信システム）、４Ｇ（第４世代移動通信システム）、５Ｇ（第５世代移動通信システム）、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）−ＦＤＤ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）、ＬＴＥ−ＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）、ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ、ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｐｒｏなどの通信規格の信号の電力を増幅することができる。なお、電力増幅回路１００が増幅する信号の通信規格はこれらに限られない。
電力増幅回路１００は、入力信号ＲＦｉｎを増幅し、出力信号ＲＦｏｕｔを出力する。入力信号は無線周波数（ＲＦ：Ｒａｄｉｏ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号であり、入力信号の周波数は、例えば数ＧＨｚ程度である。
図１に示すように、電力増幅回路１００は、例えば、分配器１１０、キャリアアンプ１２０、ピークアンプ１３０、変換器１４０、変換器１５０を備える。以下に、各構成要素について説明する。
分配器１１０は、例えば、入力される入力信号ＲＦｉｎを、信号ＲＦｉｎ＿ａ（第１信号，第５信号，第９信号）と、信号ＲＦｉｎ＿ａより位相が略９０度進んだ信号ＲＦｉｎ＿ｂ（第３信号，第７信号，第１１信号）とに分配する。なお、本実施形態においては、後述するようにキャリアアンプ１２０およびピークアンプ１３０が差動アンプであるため、信号ＲＦｉｎ＿ａ，ＲＦｉｎ＿ｂはさらに、それぞれ位相が１８０度異なる２つの入力信号に分配される。
キャリアアンプ１２０（第１増幅器）は、例えば、入力される信号ＲＦｉｎ＿ａを増幅し、増幅信号ＲＦａｍｐ＿ａ（第２信号，第６信号，第１０信号）を出力する。また、ピークアンプ１３０（第２増幅器）は、入力される信号ＲＦｉｎ＿ｂを増幅し、増幅信号ＲＦａｍｐ＿ｂ（第４信号，第８信号，第１２信号）を出力する。本実施形態においては、例えば、キャリアアンプ１２０はＡＢ級となるようにバイアスされ、ピークアンプ１３０はＣ級となるようにバイアスされる。
すなわち、キャリアアンプ１２０は、入力信号ＲＦｉｎの電力レベルにかかわらず、電力レベルがゼロ（第１レベル）以上の領域において動作する。他方、ピークアンプ１３０は、入力信号ＲＦｉｎの電圧レベルが、最大レベルＶｍａｘから所定レベル低いレベルＶｂａｃｋ（第２レベル）（以下「バックオフ」とも呼ぶ。）以上の領域において動作する。換言すると、ピークアンプ１３０は、入力信号ＲＦｉｎの電力レベルが、最大レベルから所定レベル（例えば、６ｄＢ程度）低く、ゼロ（第１レベル）より高いレベル（第２レベル）以上の領域において動作する。このように、入力信号の電力レベルに応じて２つのアンプの動作を組み合わせることにより、キャリアアンプ１２０が飽和出力で動作する領域が広がる。従って、一つのアンプのみから構成される電力増幅回路に比べて、電力効率が向上する。
キャリアアンプ１２０およびピークアンプ１３０は差動アンプにより構成される。差動アンプは、対をなす二つの増幅素子を備え、当該二つの増幅素子の各々に入力される同振幅逆位相の信号の電位差を増幅して出力する。したがって、２つの増幅素子の各々に同振幅同位相の信号（例えば、ノイズ等）が同時に入力される場合、当該同振幅同位相の信号は打ち消される。すなわち、キャリアアンプ１２０及びピークアンプ１３０に差動アンプを用いることにより、ノイズや入力信号の高調波の発生を抑制することができる。
なお、差動アンプが備える増幅素子は特に限定されないが、例えばヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ：Ｈｅｔｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒｎｓｉｓｔｏｒ）等のバイポーラトランジスタ、又はＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅ−ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの電界効果トランジスタであってもよい。
変換器１４０，１５０のそれぞれは、キャリアアンプ１２０およびピークアンプ１３０の出力側に接続されている。変換器１４０，１５０は、例えば、各アンプ１２０，１３０に関する特性(インピーダンスや位相等)を変換するとともに、増幅された電力を負荷１０００に伝達する。以下では、図１に示すように、一つのピークアンプ１３０に接続される変換器１５０が負荷１０００と直列に接続されているものとして説明する。なお、図２に示すように、複数のピークアンプ１３０に接続される変換器１５０のそれぞれが負荷１０００と直列に接続されていてもよい。
変換器１４０，１５０によって、各アンプ１２０，１３０を構成する増幅素子に関する特性(インピーダンスや位相等)を実質的に変換させることで、各アンプ１２０，１３０を負荷１０００側から見たときに、各アンプ１２０，１３０を電流源とみなせる電圧源とみなせるかが調整される。なお、各アンプ１２０，１３０を電流源とみなせるか電圧源とみなせるかは、各アンプ１２０，１３０の出力インピーダンスの絶対値の相対的な比較で決定される。ここで、出力インピーダンスは、各アンプ１２０，１３０のトランジスタにアイドル電流を流さない状態でバイアスしたときに、負荷１０００側から測定した進行波と反射波とから求まる反射係数に基づき算出されてもよい。
第１実施形態に係る電力増幅回路１００では、変換器１４０によってキャリアアンプ１２０側が電流源とみなせるように、変換器１５０によってピークアンプ１３０側が電圧源とみなせるように、変換器１４０および変換器１５０が構成される。換言すると、変換器１４０および変換器１５０は、キャリアアンプ１２０の出力側（変換器１４０の出力側）のインピーダンスの絶対値を、ピークアンプ１３０の出力側（変換器１５０の出力側）のインピーダンスの絶対値よりも大きくする構成を有する。
以下、図３、図４を参照して、変換器１４０、変換器１５０の構成の一例について説明する。
図３に示すように、電流源とみなせる変換器１４０は、例えば、第１トランス１４１、第１コンデンサ１４２、第２コンデンサ１４３を含む。
第１トランス１４１は、例えば、入力側巻線１４１ａと出力側巻線１４１ｂとを含む巻線トランスであり、入力側巻線１４１ａに入力された信号を出力側巻線１４１ｂに伝搬する。具体的には、第１トランス１４１は、入力側巻線１４１ａ（第１入力側巻線）にキャリアアンプ１２０から出力される増幅信号ＲＦａｍｐ＿ａ（電流Ｉａ）が入力され、出力側巻線１４１ｂ（第１出力側巻線）から出力する。
第１トランス１４１の入力側巻線１４１ａの中点ｇ１には、電源電圧Ｖｃｃが供給される。ここで、中点ｇ１には、キャリアアンプ１２０から逆位相の２つの入力信号が供給されるため、中点ｇ１は仮想接地点となる。したがって、中点ｇ１に電源電圧Ｖｃｃが供給されることにより、電源回路に起因するノイズを抑制することができる。すなわち、電力増幅回路１００は、電源用のチョークコイルやバイパスコンデンサを備える必要がない。これにより、電力増幅回路１００は、電源用のチョークコイルやバイパスコンデンサを備える必要がなく、回路規模の削減を図ることができる。
なお、第１トランス１４１は、入力側巻線１４１ａ及び出力側巻線１４１ｂの巻線比を調整することにより、インピーダンス整合の機能を兼ねることができる。これにり、チップの外に出力整合回路を形成することなく、チップ上に形成された第１トランス１４１によりインピーダンスを整合することができる。したがって、電力増幅回路１００は、回路規模の削減を図ることができる。
第１コンデンサ１４２は、例えば入力側巻線１４１ａと並列に接続される。第２コンデンサ１４３は、例えば出力側巻線１４１ｂと直接に接続される。第１コンデンサ１４２および第２コンデンサ１４３は、例えば、第１トランス１４１の寄生インダクタンスの影響を考慮した場合における第１トランス１４１のインピーダンス整合のために設けられている。なお、第１コンデンサ１４２は、キャリアアンプ１２０に寄生する容量で代替えすることもできるため、省略されてもよい。
図４に示すように、電圧源とみなせる変換器１５０は、例えば、第２トランス１５１、第３コンデンサ１５２、第４コンデンサ１５３を含む。変換器１５０の各構成要素の特性は、変換器１４０の各構成要素の特性と同じであり、変換器１４０の第２コンデンサ１４３に替えて、第４コンデンサ１５３を出力用巻線と直列に接続したものである。ここでは、説明の便宜のため、変換器１４０と同じ構成要素については説明を省略する。
上述した図３、図４からわかるように、電力増幅回路１００は、負荷１０００側からみたときの変換器１４０の出力インピーダンスは、負荷１０００側からみたときの変換器１５０の出力インピーダンスよりも大きくなるよう構成される。したがって、電力増幅回路１００において、変換器１４０は相対的に電流源とみなされ、変換器１５０は相対的に電圧源とみなされる。
すなわち、電力増幅回路１００では、キャリアアンプ１２０側を電流源とみなせ、ピークアンプ１３０側を電圧源とみなせることによって、負荷１０００に流れる電流は電流源のみにより決定される。このため、電力増幅回路１００では、１／４波長線路を用いずに、キャリアアンプ１２０における小信号状態から飽和状態への遷移に伴い、キャリアアンプ１２０の増幅素子から見た出力インピーダンスを適切に半分まで減少できる。したがって、小型かつ広帯域にドハティ増幅器が実現できるとともに、その高い効率を実現できる。
さらに言うと、電力増幅回路１００に差動の増幅器を用いることで、電源ノイズに対して強い回路を実現できる。また、バイアス回路が簡単になることや優れた線形性を示す回路を実現できる。
なお、図１においては、電力増幅回路１００の各アンプ１２０，１３０が概略的に示されているが、電力増幅回路１００は、例えば、初段（ドライバ段）が一つのアンプにより構成され、出力段（パワー段）において上述のドハティ増幅器の構成が適用されていてもよい。また、電力増幅回路１００は、出力段（パワー段）のキャリアアンプ１２０とピークアンプ１３０のそれぞれに、初段（ドライバ段）となるアンプが接続されてもよい。
以下、図３〜図５を参照しつつ、変換器１４０、変換器１５０を構成する各素子のパラメータの決定方法の一例について説明する。図５には、キャリアアンプ１２０およびピークアンプ１３０が差動対であり、出力がシングルエンドの電力増幅回路１００の構成の一例が示されている。
図５に示すように、電力増幅回路１００は、例えば、差動対からなるキャリアアンプ１２０と、キャリアアンプ１２０に接続される変換器１４０と、差動対からなるピークアンプ１３０と、ピークアンプ１３０に接続される変換器１５０とを含む。
まず、図３を参照して、変換器１４０を構成する素子のパラメータについて説明する。電力増幅回路１００では、変換器１４０を構成する素子のパラメータを適切に選定することにより、変換器１４０を負荷１０００側からみて電流源とみなすことができる。具体的には、図３に示す変換器１４０において、以下の式（１），（２）の条件を満たすようにパラメータを選定すると、変換器１４０を電流源とみなすことができる。
ω0 2×Ｌa×Ｃa＝１ ・・・ （１）
ω0 2×Ｌb×Ｃb＝１／（１−ｋab 2） ・・・ （２）
式（１），式（２）において、ω0は角周波数（２πｆ）を示す。Ｌaは入力側巻線１４１ａのインダクタンスを示す。Ｌbは出力側巻線１４１ｂのインダクタンスを示す。Ｃaは第１コンデンサ１４２のキャパシタンスを示す。Ｃbは第２コンデンサ１４３のキャパシタンスを示す。ｋabは第１トランス１４１の結合係数を示す。
上記の条件は、図３の変換器１４０が示す回路の従属行列を求め、当該従属行列の非対角成分が０となる条件である。図３に示す変換器１４０は、式（１），（２）を満足するようなコンデンサおよびインダクタが選定されると、式（３）に示す従属行列が示す動作をする。
Figure 2021192476
式（３）において、Ｖaは変換器１４０の入力電圧である。Ｖbは変換器１４０の出力電圧である。Ｉaは増幅信号ＲＦａｍｐ＿ａに対応する変換器１４０の入力電流である。Ｉbは変換器１４０から負荷１０００に出力する出力電流である。
式（３）に示す従属行列の特性を有する変換器１４０は、電圧と電流をそれぞれ定数倍にして出力する回路である。すなわち、変換器１４０の入力側にキャリアアンプ１２０のような電流源が接続されると、変換器１４０の出力側（負荷１０００側）からみて、変換器１４０を電流源とみなすことができる。
次に、図４を参照して、変換器１５０を構成する素子のパラメータについて説明する。電力増幅回路１００では、変換器１５０を構成する素子のパラメータを適切に選定することにより、変換器１５０を負荷１０００側からみて電圧源とみなすことができる。具体的には、図４に示す変換器１５０において、以下の式（４），（５）の条件を満たすようにパラメータを選定すると、変換器１５０を電圧源とみなすことができる。
ω0 2×Ｌa×Ｃa＝１／（１−ｋab 2） ・・・ （４）
ω0 2×Ｌb×Ｃb＝１／（１−ｋab 2） ・・・ （５）
上記の条件は、図４の変換器１５０が示す回路の従属行列を求め、当該従属行列の対角成分が０となる条件である。図４に示す変換器１５０は、式（４），（５）を満足するようなコンデンサおよびインダクタが選定されると、式（６）に示す従属行列が示す動作をする。
Figure 2021192476
式（６）に示す従属行列の特性を有する変換器１５０は、電圧と電流をそれぞれ入れ替えて定数倍して出力する回路である。すなわち、変換器１５０の入力側にキャリアアンプ１２０のような電流源が接続されると、変換器１５０の出力側からみて、変換器１５０を電圧源とみなすことができる。
なお、キャリアアンプ１２０およびピークアンプ１３０を構成する増幅素子は、コンデンサと並列に接続されるよう示されることがあるが、その場合、当該コンデンサの容量を変換器１４０および変換器１５０の一次側の容量の一部であると考えて、パラメータを選択してもよい。
式（３），式（６）に示されるパラメータを満たす条件において、図５に示すように、キャリアアンプ１２０に変換器１４０を接続し、ピークアンプ１３０に変換器１５０を接続する。この状態において、キャリアアンプ１２０から見た出力インピーダンスＺCは式（７）で示され、ピークアンプ１３０から見た出力インピーダンスＺPは式（８）で示される。
Figure 2021192476
Figure 2021192476
式（７），式（８）において、ＲLは負荷１０００のインピーダンスを示す。ｋCLは第１トランス１４１の結合係数である。ｋPLは第２トランス１５１の結合係数である。ＬCは変換器１４０の入力側巻線１４１ａのインダクタンスである。ＬLcは変換器１４０の出力側巻線１４１ｂ（負荷１０００側）のインダクタンスである。ＬPは変換器１５０の入力側巻線１４１ａのインダクタンスである。ＬLPは変換器１５０の出力側巻線（負荷１０００側）のインダクタンスである。ＩCはキャリアアンプ１２０から出力される複素交流電流である。ＩPはキャリアアンプ１２０から出力される複素交流電流である。
なお、キャリアアンプ１２０およびピークアンプ１３０のそれぞれを構成する増幅素子の大きさが同じであるとすると、電流振幅の最大値は等しくなるため、（ＩP／ＩC）の絶対値は１となる。さらに、各アンプ１２０，１３０の増幅素子に最適な負荷１０００のインピーダンスＲOPTも略等しいとみなせる。よって、図５に示す電力増幅回路１００が飽和状態にあるとき、出力インピーダンスＺC、ＺPを負荷１０００側のインピーダンスＲOPTに整合させるためには、第１トランス１４１につき式（９）の条件を満たすように、第２トランス１５１につき式（１０）の条件を満たすように、各素子を選定する。
（１／ｋCL 2）×（ＬC／ＬLC）＝ＲOPT／ＲL ・・・ （９）
（ω0 2×ＬP×ＬPL）×（１−ｋPL 2）2／ｋPL ・・・ （１０）
さらに、具体的に述べると、高周波のシステムにおいて、負荷１０００のインピーダンスＲLは５０Ωである。また、携帯電話のような移動体通信端末においては、数Ｖ程度の電源電圧で、最大数Ｗオーダーの電力を出力しなくてはならない。したがって、最適な負荷１０００のインピーダンスＲOPTは数Ωとなる。よって、ＲOPT／ＲLは１よりも小さくなる。
また、トランスの結合係数の絶対値も１よりも小さくなるため、変換器１４０の第１トランス１４１の入力側のインダクタンスＬCは、出力側のインダクタンスＬLCよりも小さくなる。すなわち、入力側巻線１４１ａの線路長は、出力側巻線１４１ｂの線路長よりも短く設計される。
一方、高周波の領域におけるトランスの設計においては、寄生成分の影響を抑制し、インダクタンスを設計するのは難しい。したがって、結合係数の設計についても制約が生じる。
これらを考慮すると、おおよそ０．２８から０．９９の間で結合係数ｋPLを設計する必要がある。さらに言うと、高周波の領域では０．９９の結合係数を得ようとしても容易ではないことから、上限を考慮せず、結合係数ｋPLの下限０．２８を考慮してトランスを設計すればよいことがわかる。
＝＝＝第２実施形態に係る電力増幅回路２００＝＝＝
図６〜図８を参照しつつ、第２実施形態に係る電力増幅回路２００について説明する。図６は、第２実施形態に係る電力増幅回路２００の構成の概略を示す構成図である。図７は、第２実施形態に係る電力増幅回路２００の変形例を示す構成図である。図８は、第２実施形態に係る電力増幅回路２００の構成の一例を示す構成図である。第２実施形態に係る電力増幅回路２００では、上述の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については逐次言及しない。
図６に示すように、電力増幅回路２００は、第１実施形態に係る電力増幅回路１００と比較して、一つのピークアンプ２３０（第４増幅器）に接続される変換器２５０（第４変換器）が負荷１０００と並列に接続されている。また、図７に示すように、複数のピークアンプ２３０に接続される変換器２５０のそれぞれが負荷１０００と並列に接続されていてもよい。さらに、図８に示すように、ピークアンプ２３０側の変換器を排除して構成されていてもよい。
電力増幅回路２００は、第１実施形態に係る電力増幅回路１００と比較して、変換器２４０（第３変換器）によってキャリアアンプ２２０（第３増幅器）側が電圧源とみなせるように、変換器２５０によってピークアンプ２３０側が電流源とみなせるように、変換器２４０および変換器２５０が構成されている。換言すると、変換器２４０および変換器２５０は、キャリアアンプ２２０の出力側（変換器２４０の出力側）のインピーダンスの絶対値を、ピークアンプ２３０（複数の場合は、ピークアンプ２３０それぞれ）の出力側（変換器２５０の出力側）のインピーダンスの絶対値よりも小さくする構成を有する。電力増幅回路２００では、電圧源と電流源とが並列に接続されているため、電圧源と電流源とで抵抗に流れる電流が決定する。そして、電圧源から出る電流は、電流源から出る電流を差し引いたものとなる。
なお、変換器２４０は第１実施形態の変換器１５０と同じであり、変換器２５０は第１実施形態の変換器１４０と同じであるため、その説明を省略する。
以下、図８を参照しつつ、ピークアンプ２３０側の変換器２５０を排除した電力増幅回路２００について説明する。図８に示すように、電力増幅回路２００は、バラン２６０を用いて、負荷１０００のインピーダンスＲLと、ピークアンプ２３０から見た出力インピーダンスとを整合させる。バラン２６０は、例えば、整合用トランス２６１、入力用コンデンサ２６２、出力用コンデンサ２６３を含む。
整合用トランス２６１は、例えば、入力側巻線２６１ａと、接地に接続される出力側巻線２６１ｂとを含む巻線トランスであり、入力側巻線２６１ａに入力された信号を出力側巻線２６１ｂに伝搬する。具体的には、整合用トランス２６１は、入力側巻線２６１ａにキャリアアンプ２２０から出力される増幅信号とピークアンプ２３０から出力される増幅信号とが合成された増幅信号が入力され、インピーダンス変換して出力側巻線２６１ｂから出力する。整合用トランス２６１の入力側巻線２６１ａの中点ｇ０には、電源電圧Ｖｃｃが供給される。
入力用コンデンサ２６２は、例えば入力側巻線２６１ａと並列に接続される。出力用コンデンサ２６３は、例えば出力側巻線２６１ｂと直接に接続される。入力用コンデンサ２６２および出力用コンデンサは、例えば、入力側トランスの寄生インダクタンスの影響を考慮した場合における整合用トランス２６１のインピーダンス整合のために設けられている。
なお、電力増幅回路２００において、バラン２６０に替えてインピーダンス整合が可能な素子を備えていてもよい。
電力増幅回路２００では、ピークアンプ２３０用の変換器２５０を排除しているため、上述した結合係数ｋPLの下限０．２８を考慮する必要がなくなる。よって、結合係数の高いトランスを実現することが困難な設計条件の場合においても、適切なドハティ増幅器を実現できる。また、電力増幅回路２００では、変換器２５０を排除しているため、ピークアンプ２３０を構成する増幅素子の出力インピーダンスを高めるように、変換器２４０のトランス２４１の二次漏れインダクタンス、またはバラン２６０の整合用トランス２６１の一次漏れインダクタンスによって容量を吸収させる。また、適切な箇所にインダクタンスを並列に接続して容量を吸収してもよい。
＝＝＝第３実施形態に係る電力増幅回路３００＝＝＝
図９を参照しつつ、第３実施形態に係る電力増幅回路３００について説明する。図９は、第３実施形態に係る電力増幅回路３００の構成の一例を示す構成図である。第３実施形態に係る電力増幅回路３００では、上述の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については逐次言及しない。
図９に示すように、電力増幅回路３００は、第１実施形態に係る電力増幅回路１００と比較して、キャリアアンプ３２０（第５増幅器）をシングルエンドで構成し、キャリアアンプ３２０側の変換器（電力増幅回路１００の変換器３４０に対応する変換器）が排除されて構成されている。
電力増幅回路３００は、負荷１０００のインピーダンス（ＲL）と、ピークアンプ３３０（第６増幅器）の出力側のインピーダンスとを整合させるために、インピーダンス整合回路３６０を有する。インピーダンス整合回路３６０は、図９では一例として、インダクタ３６１およびコンデンサ３６２で形成される一段のローパスフィルタを示しているが、多段のローパスフィルタ、ハイパスフィルタ、それらを組み合わせたバンドパスフィルタ、またはトランスを用いた整合回路などであってもよく、特に限定されない。
また、電力増幅回路３００は、シングルエンドで構成されたキャリアアンプ３２０の後段に、キャリアアンプ３２０へのバイアスを供給するバイアス回路３７０を有する。バイアス回路３７０の構成は特に限定されない。ただし、バイアス回路３７０に含まれるインダクタ３７１は、キャリアアンプ３２０を構成する増幅素子の出力アドミタンスの虚部と同じサセプタンスになるよう選定されることが望ましい。これにより、キャリアアンプ３２０の出力インピーダンスの絶対値を上げることができるため、変換器３４０のような動作をさせることができる。
電力増幅回路３００は、第１実施形態に係る電力増幅回路１００と比較して、キャリアアンプ３２０の変換器を省略できるため、回路のサイズを小さくできる。また、キャリアアンプ３２０がシングルエンドで構成されているため、その測定が容易となる。
＝＝＝まとめ＝＝＝
本開示の例示的な実施形態に係る電力増幅回路１００は、入力信号ＲＦｉｎ（入力信号）の電力レベルが第１レベル以上の領域において、入力信号から分配された信号ＲＦｉｎ＿ａ（第１信号）を増幅して増幅信号ＲＦａｍｐ＿ａ（第２信号）を出力するキャリアアンプ１２０（第１増幅器）と、キャリアアンプ１２０（第１増幅器）の出力側に接続される、キャリアアンプ１２０（第１増幅器）の出力側のインピーダンスを変換させる変換器１４０（第１変換器）と、入力信号ＲＦｉｎ（入力信号）の電力レベルが第１レベルより高い第２レベル以上の領域において、入力信号ＲＦｉｎ（入力信号）から分配された信号ＲＦｉｎ＿ｂ（第３信号）を増幅して増幅信号ＲＦａｍｐ＿ｂ（第４信号）を出力する、少なくとも一つ以上のピークアンプ１３０（第２増幅器）と、を備え、ピークアンプ１３０（第２増幅器）それぞれの出力側は、変換器１４０（第１変換器）の出力側と直列に接続され、変換器１４０（第１変換器）は、キャリアアンプ１２０（第１増幅器）の出力側のインピーダンスの絶対値を、ピークアンプ１３０（第２増幅器）それぞれの出力側のインピーダンスの絶対値よりも大きくする構成を有する。これにより、１／４波長線路を用いず適切な負荷変調効果を生じさせることができる。
また、本開示の例示的な実施形態に係る電力増幅回路１００の変換器１４０（第１変換器）は、増幅信号ＲＦａｍｐ＿ａ（第２信号）が入力される入力側巻線１４１ａ（第１入力側巻線）と、入力側巻線１４１ａ（第１入力側巻線）と電磁界結合される出力側巻線１４１ｂ（第１出力側巻線）と、を含む第１トランス１４１と、入力側巻線１４１ａ（第１入力側巻線）と並列に接続される第１コンデンサ１４２と、出力側巻線１４１ｂ（第１出力側巻線）と直列に接続される第２コンデンサ１４３とを含む。これにより、変換器１４０をシンプルな構成で実現できる。
また、本開示の例示的な実施形態に係る電力増幅回路１００は、ピークアンプ１３０（第２増幅器）それぞれの出力側に接続され、ピークアンプ１３０（第２増幅器）に関する特性を変換させる変換器１５０（第２変換器）をさらに備え、ピークアンプ１３０（第２増幅器）それぞれの出力側は、変換器１５０（第２変換器）を通じて、変換器１４０（第１変換器）の出力側と直列に接続され、変換器１４０（第１変換器）および変換器１５０（第２変換器）は、キャリアアンプ１２０（第１増幅器）の出力側のインピーダンスの絶対値を、ピークアンプ１３０（第２増幅器）それぞれの出力側のインピーダンスの絶対値よりも大きくする構成を有する。これにより、より適切にインピーダンス整合が可能となる。
また、本開示の例示的な実施形態に係る電力増幅回路１００の変換器１５０（第２変換器）は、第４信号が入力される入力側巻線１５１ａ（第２入力側巻線）と、入力側巻線１５１ａ（第２入力側巻線）と電磁界結合される出力側巻線１５１ｂ（第２出力側巻線）と、を含む第２トランス１５１と、入力側巻線１５１ａ（第２入力側巻線）と並列に接続される第３コンデンサ１５２と、出力側巻線１５１ｂ（第２出力側巻線）と並列に接続される第４コンデンサ１５３とを含む。これにより、変換器１５０をシンプルな構成で実現できる。
また、本開示の例示的な実施形態に係る電力増幅回路１００のキャリアアンプ１２０（第１増幅器）は、差動の増幅器である。これにより、電源ノイズに対して強い回路を実現でき、さらに、バイアス回路が簡単になることや優れた線形性を示す回路を実現できる。
また、本開示の例示的な実施形態に係る電力増幅回路１００のピークアンプ１３０（第２増幅器）は、差動の増幅器である。これにより、電源ノイズに対して強い回路を実現でき、さらに、バイアス回路が簡単になることや優れた線形性を示す回路を実現できる。
本開示の例示的な実施形態に係る電力増幅回路２００は、入力信号の電力レベルが第３レベル以上の領域において、入力信号ＲＦｉｎ（入力信号）から分配された信号ＲＦｉｎ＿ａ（第５信号）を増幅して増幅信号ＲＦａｍｐ＿ａ（第６信号）を出力するキャリアアンプ２２０（第３増幅器）と、キャリアアンプ２２０（第３増幅器）の出力側に接続される、キャリアアンプ２２０（第３増幅器）の出力側のインピーダンスを変換させる変換器２４０（第３変換器）と、入力信号ＲＦｉｎ（入力信号）の電力レベルが第３レベルより高い第４レベル以上の領域において、入力信号ＲＦｉｎ（入力信号）から分配された信号ＲＦｉｎ＿ｂ（第７信号）を増幅して増幅信号ＲＦａｍｐ＿ｂ（第８信号）を出力する、少なくとも一つ以上のピークアンプ２３０（第４増幅器）と、を備え、ピークアンプ２３０（第４増幅器）それぞれの出力側は、変換器２４０（第３変換器）の出力側と並列に接続され、 変換器２４０（第３変換器）は、キャリアアンプ２２０（第３増幅器）の出力側のインピーダンスの絶対値を、ピークアンプ２３０（第４増幅器）それぞれの出力側のインピーダンスの絶対値よりも小さくする構成を有する。これにより、１／４波長線路を用いず適切な負荷変調効果を生じさせることができる。
本開示の例示的な実施形態に係る電力増幅回路２００の変換器２４０（第３変換器）は、増幅信号ＲＦａｍｐ＿ａ（第６信号）が入力される入力側巻線２４１ａ（第３入力側巻線）と、入力側巻線２４１ａ（第３入力側巻線）と電磁界結合される出力側巻線２４１ｂ（第３出力側巻線）と、を含むトランス２４１（第３トランス）と、入力側巻線２４１ａ（第３入力側巻線）と並列に接続されるコンデンサ２４２（第５コンデンサ）と、出力側巻線２４１ｂ（第３出力側巻線）と並列に接続されるコンデンサ２４３（第６コンデンサ）とを含む。これにより、変換器２４０をシンプルな構成で実現できる。
本開示の例示的な実施形態に係る電力増幅回路２００は、ピークアンプ２３０（第４増幅器）それぞれの出力側に接続され、ピークアンプ２３０（第４増幅器）に関する特性を変換させる変換器２５０（第４変換器）、をさらに備え、ピークアンプ２３０（第４増幅器）それぞれは、変換器２５０（第４変換器）を通じて、変換器２４０（第３変換器）の出力側と並列に接続され、変換器２４０（第３変換器）および変換器２５０（第４変換器）は、キャリアアンプ２２０（第３増幅器）の出力側のインピーダンスの絶対値を、ピークアンプ２３０（第４増幅器）それぞれの出力側のインピーダンスの絶対値よりも小さくする構成を有する。これにより、より適切にインピーダンス整合が可能となる。
本開示の例示的な実施形態に係る電力増幅回路２００の変換器２５０（第４変換器）は、第８信号が入力される入力側巻線２５１ａ（第４入力側巻線）と、入力側巻線２５１ａ（第４入力側巻線）と電磁界結合される出力側巻線２５１ｂ（第４出力側巻線）と、を含むトランス２５１（第４トランス）と、入力側巻線２５１ａ（第４入力側巻線）と並列に接続されるコンデンサ２５２（第７コンデンサ）と、出力側巻線２５１ｂ（第４出力側巻線）と直列に接続されるコンデンサ２５３（第８コンデンサ）とを含む。これにより、変換器２５０をシンプルな構成で実現できる。
本開示の例示的な実施形態に係る電力増幅回路２００のキャリアアンプ２２０（第３増幅器）は、差動の増幅器である。これにより、電源ノイズに対して強い回路を実現でき、さらに、バイアス回路が簡単になることや優れた線形性を示す回路を実現できる。
本開示の例示的な実施形態に係る電力増幅回路２００のピークアンプ２３０（第４増幅器）は、差動の増幅器である。これにより、電源ノイズに対して強い回路を実現でき、さらに、バイアス回路が簡単になることや優れた線形性を示す回路を実現できる。
本開示の例示的な実施形態に係る電力増幅回路３００は、入力信号の電力レベルが第５レベル以上の領域において、入力信号ＲＦｉｎ（入力信号）から分配された信号ＲＦｉｎ＿ａ（第９信号）を増幅して増幅信号ＲＦａｍｐ＿ａ（第１０信号）を出力するキャリアアンプ３２０（第５増幅器）と、入力信号ＲＦｉｎ（入力信号）の電力レベルが第５レベルより高い第６レベル以上の領域において、入力信号ＲＦｉｎ（入力信号）から分配された信号ＲＦｉｎ＿ｂ（第１１信号）を増幅して増幅信号ＲＦａｍｐ＿ｂ（第１２信号）を出力する、少なくとも一つ以上のピークアンプ３３０（第６増幅器）と、ピークアンプ３３０（第６増幅器）それぞれの出力側に接続される、ピークアンプ３３０（第６増幅器）の出力側のインピーダンスを変換させる変換器３５０（第５変換器）と、を備え、変換器３５０（第５変換器）それぞれの出力側は、キャリアアンプ３２０（第５増幅器）の出力側と直列に接続され、変換器３５０（第５変換器）それぞれは、キャリアアンプ３２０（第５増幅器）の出力側のインピーダンスの絶対値を、ピークアンプ３３０（第６増幅器）の出力側のインピーダンスの絶対値よりも小さくする構成を有する。これにより、１／４波長線路を用いず適切な負荷変調効果を生じさせることができる。
本開示の例示的な実施形態に係る電力増幅回路３００の変換器３５０（第５変換器）は、増幅信号ＲＦａｍｐ＿ｂ（第１２信号）が入力される入力側巻線３５１ａ（第５入力側巻線）と、入力側巻線３５１ａ（第５入力側巻線）と電磁界結合される出力側巻線３５１ｂ（第５出力側巻線）と、を含むトランス３５１（第５トランス）と、入力側巻線３５１ａ（第５入力側巻線）と並列に接続されるコンデンサ３５２（第９コンデンサ）と、出力側巻線３５１ｂ（第５出力側巻線）と並列に接続されるコンデンサ３５３（第１０コンデンサ）とを含む。これにより、変換器３５０をシンプルな構成で実現できる。
本開示の例示的な実施形態に係る電力増幅回路３００のピークアンプ３３０（第６増幅器）は、差動の増幅器である。これにより、電源ノイズに対して強い回路を実現でき、さらに、バイアス回路が簡単になることや優れた線形性を示す回路を実現できる。
以上説明した実施形態は、本開示の理解を容易にするためのものであり、本開示を限定して解釈するためのものではない。本開示は、その趣旨を逸脱することなく、変更又は改良され得るとともに、本開示にはその等価物も含まれる。すなわち、実施形態に当業者が適宜設計変更を加えたものも、本開示の特徴を備えている限り、本開示の範囲に包含される。実施形態が備える素子及びその配置などは、例示したものに限定されるわけではなく適宜変更することができる。
１００，２００，３００…電力増幅回路、１１０…分配器、１２０，２２０，３２０…キャリアアンプ、１３０，２３０，３３０…ピークアンプ、１４０，２４０，３４０…変換器、１４１…第１トランス、１４２…第１コンデンサ、１４３…第２コンデンサ、１５０，２５０，３５０…変換器、１５１…第２トランス、１５２…第３コンデンサ、１５３…第４コンデンサ。

Claims (15)

  1. 入力信号の電力レベルが第１レベル以上の領域において、前記入力信号から分配された第１信号を増幅して第２信号を出力する第１増幅器と、
    前記第１増幅器の出力側に接続される、前記第１増幅器の出力側のインピーダンスを変換させる第１変換器と、
    前記入力信号の電力レベルが前記第１レベルより高い第２レベル以上の領域において、前記入力信号から分配された第３信号を増幅して第４信号を出力する、少なくとも一つ以上の第２増幅器と、
    を備え、
    前記第２増幅器それぞれの出力側は、前記第１変換器の出力側と直列に接続され、
    前記第１変換器は、前記第１増幅器の出力側のインピーダンスの絶対値を、前記第２増幅器それぞれの出力側のインピーダンスの絶対値よりも大きくする構成を有する、
    電力増幅回路。
  2. 前記第１変換器は、
    前記第２信号が入力される第１入力側巻線と、前記第１入力側巻線と電磁界結合される第１出力側巻線と、を含む第１トランスと、
    前記第１入力側巻線と並列に接続される第１コンデンサと、
    前記第１出力側巻線と直列に接続される第２コンデンサとを含む、
    請求項１に記載の電力増幅回路。
  3. 前記第２増幅器それぞれの出力側に接続され、前記第２増幅器それぞれの出力側のインピーダンスを変換させる第２変換器、
    をさらに備え、
    前記第２増幅器それぞれの出力側は、前記第２変換器を通じて、前記第１変換器の出力側と直列に接続され、
    前記第１変換器および前記第２変換器は、前記第１増幅器の出力側のインピーダンスの絶対値を、前記第２増幅器それぞれの出力側のインピーダンスの絶対値よりも大きくする構成を有する、
    請求項１または２に記載の電力増幅回路。
  4. 前記第２変換器は、
    前記第４信号が入力される第２入力側巻線と、前記第２入力側巻線と電磁界結合される第２出力側巻線と、を含む第２トランスと、
    前記第２入力側巻線と並列に接続される第３コンデンサと、
    前記第２出力側巻線と並列に接続される第４コンデンサとを含む、
    請求項３に記載の電力増幅回路。
  5. 前記第１増幅器は、差動の増幅器である、
    請求項１から４のいずれか一項に記載の電力増幅回路。
  6. 前記第２増幅器は、差動の増幅器である、
    請求項１から５のいずれか一項に記載の電力増幅回路。
  7. 入力信号の電力レベルが第３レベル以上の領域において、前記入力信号から分配された第５信号を増幅して第６信号を出力する第３増幅器と、
    前記第３増幅器の出力側に接続される、前記第３増幅器の出力側のインピーダンスを変換させる第３変換器と、
    前記入力信号の電力レベルが前記第３レベルより高い第４レベル以上の領域において、前記入力信号から分配された第７信号を増幅して第８信号を出力する、少なくとも一つ以上の第４増幅器と、
    を備え、
    前記第４増幅器それぞれの出力側は、前記第３変換器の出力側と並列に接続され、
    前記第３変換器は、前記第３増幅器の出力側のインピーダンスの絶対値を、前記第４増幅器それぞれの出力側のインピーダンスの絶対値よりも小さくする構成を有する、
    電力増幅回路。
  8. 前記第３変換器は、
    前記第６信号が入力される第３入力側巻線と、前記第３入力側巻線と電磁界結合される第３出力側巻線と、を含む第３トランスと、
    前記第３入力側巻線と並列に接続される第５コンデンサと、
    前記第３出力側巻線と並列に接続される第６コンデンサとを含む、
    請求項７に記載の電力増幅回路。
  9. 前記第４増幅器それぞれの出力側に接続され、前記第４増幅器それぞれの出力側のインピーダンスを変換させる第４変換器、
    をさらに備え、
    前記第４増幅器それぞれは、前記第４変換器を通じて、前記第３変換器の出力側と並列に接続され、
    前記第３変換器および前記第４変換器は、前記第３増幅器の出力側のインピーダンスの絶対値を、前記第４増幅器それぞれの出力側のインピーダンスの絶対値よりも小さくする構成を有する、
    請求項７または８に記載の電力増幅回路。
  10. 前記第４変換器は、
    前記第８信号が入力される第４入力側巻線と、前記第４入力側巻線と電磁界結合される第４出力側巻線と、を含む第４トランスと、
    前記第４入力側巻線と並列に接続される第７コンデンサと、
    前記第４出力側巻線と直列に接続される第８コンデンサとを含む、
    請求項９に記載の電力増幅回路。
  11. 前記第３増幅器は、差動の増幅器である、
    請求項７から１０のいずれか一項に記載の電力増幅回路。
  12. 前記第４増幅器は、差動の増幅器である、
    請求項７から１１のいずれか一項に記載の電力増幅回路。
  13. 入力信号の電力レベルが第５レベル以上の領域において、前記入力信号から分配された第９信号を増幅して第１０信号を出力する第５増幅器と、
    前記入力信号の電力レベルが前記第５レベルより高い第６レベル以上の領域において、前記入力信号から分配された第１１信号を増幅して第１２信号を出力する、少なくとも一つ以上の第６増幅器と、
    前記第６増幅器それぞれの出力側に接続される、前記第６増幅器それぞれの出力側のインピーダンスを変換させる第５変換器と、
    を備え、
    前記第５変換器それぞれの出力側は、前記第５増幅器の出力側と直列に接続され、
    前記第５変換器それぞれは、前記第５増幅器の出力側のインピーダンスの絶対値を、前記第６増幅器それぞれの出力側のインピーダンスの絶対値よりも小さくする構成を有する、
    電力増幅回路。
  14. 前記第５変換器は、
    前記第１２信号が入力される第５入力側巻線と、前記第５入力側巻線と電磁界結合される第５出力側巻線と、を含む第５トランスと、
    前記第５入力側巻線と並列に接続される第９コンデンサと、
    前記第５出力側巻線と並列に接続される第１０コンデンサとを含む、
    請求項１３に記載の電力増幅回路。
  15. 前記第６増幅器は、差動の増幅器である、
    請求項１３または１４に記載の電力増幅回路。
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