CN117856762B - 一种基于功分器架构的双向有源中和移相器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于功分器架构的双向有源中和移相器，涉及通信信号处理领域，包括控制电路，以及依次连接的正交信号发生器、第一双向匹配网络、双向可变增益放大网络、第二双向匹配网络和功分器；双向可变增益放大网络包括四路双向可变增益放大器，其中两路双向可变增益放大器为一组，两组双向可变增益放大器分别为I路组和Q路组。本发明实现了双向有源移相的功能，在增益上有较大的提升；在架构上的优化使得整体的设计流程大幅度的优化，匹配网络的复用也保证了模块的稳定性，相较于无源移相器，大幅提高了增益，减小了放大器的增益压力，使本移相器在双向系统中的应用更加宽泛。
Description
技术领域
本发明涉及通信信号处理领域，具体涉及一种基于功分器架构的双向有源中和移相器。
背景技术
MIMO（Multiple-Input Multiple-Output，多输入多输出）技术作为移动通信的核心技术，利用多发多收的特性在不增加频谱资源的条件下改善了通信质量同时实现了更高的信道容量。但这需要大量的收发路径，为了节省整体面积，近年来，双向收发机架构逐渐得到业界关注，双向收发机基本的整体架构大致为双向混频器衰减器，而其中的移相单元通常采用无源移相器，这恶化了双向系统中的链路增益。
移相器的设计指标主要有：插入损耗、回波损耗、相位误差、幅度误差等。移相器种类主要分为无源移相器和有源移相器两种，两者各有优劣。有源移相器相较于无源移相器在带宽、插损以及面积上都有优势，但在线性度、功耗上相较无源移相器仍有一定差距。除此之外，还有一个关键因素，无源移相器工作具有互易性，这对于当前收发一体式的接收机链路是必不可缺的，但也因此链路的部分性能指标也会受限于无源移相器的缺点。
如图2所示的传统双向收发机系统包含接收与发射两条链路，通过双工器切换工作状态是发射状态还是接收状态，其中的移相器（PS）可采用无源与有源移相器两类，现有有源移相器结构如图3所示通常采用正交信号发生器加可变增益放大器（VGA）和合成网络构成。此时，由于普通VGA无法双向工作的特性，有源移相器限制了链路的单向工作。而无源移相器由于其较大的插入损耗以及有限的带宽，限制了双向链路的整体性能。
现有的双向有源移相器结构采用如图4所示的结构，其由两个RC多相网络（开关型PPF）以及核心的双向有源VGA构成。PPF作为正交信号发生器得到正交信号，但是PPF中由于电阻的加入，此处会先引入一个插入损耗。同时，该PPF还兼具了开关的功能，开关串联进PPF中进行正向与反向的切换，实现双向工作的特性，此处便引入了又一个的插入损耗。再从结构图中我们可以看到PPF经过开关切换后在正交信号发生器与合成器之间切换，用到了两组的开关型PPF，进一步使插入损耗增大。
综上所述，无源移相器可以实现链路的双向工作，且具有线性度高的优点，但是插入损耗过大，在双向系统中对增益的压力过大。有源移相器可以提供增益，但其不能双向工作，而现在存在的双向有源移相器采用的是开关PPF架构进行方向切换，该种方法不仅多引入了两位控制位，同时在信号路径上串联了射频开关，引入了损耗。
发明内容
针对现有技术中的上述不足，本发明提供的一种基于功分器架构的双向有源中和移相器解决了现有双向有源移相器插入损耗大的问题。
为了达到上述发明目的，本发明采用的技术方案为：
提供一种基于功分器架构的双向有源中和移相器，其包括控制电路，以及依次连接的正交信号发生器、第一双向匹配网络、双向可变增益放大网络、第二双向匹配网络和功分器；双向可变增益放大网络包括四路双向可变增益放大器，其中两路双向可变增益放大器为一组，两组双向可变增益放大器分别为I路组和Q路组；
控制模块，用于控制双向可变增益放大器工作实现象限切换，并控制双向可变增益放大器工作方向；
正交信号发生器，用于将输入信号转为正交两路信号，或将来自第一双向匹配网络的信号正交合成为输出信号；
第一双向匹配网络和第二双向匹配网络，用于进行正交两路信号与差分信号的转换；
双向可变增益放大网络，受控于控制模块，用于改变放大增益、实现象限切换和工作方向切换；
功分器，用于合成或分配I路信号和Q路信号，实现矢量合成或功率分配。
进一步地，单个双向可变增益放大器包括场效应管M1；场效应管M1的栅极连接场效应管M5的漏极；场效应管M1的源极分别连接场效应管M3的漏极和场效应管M2的源极；场效应管M1的漏极连接场效应管M4的栅极；
场效应管M2的栅极连接场效应管M4的漏极；场效应管M2的漏极连接场效应管M5的栅极；场效应管M5的源极分别连接场效应管M6的漏极和场效应管M4的源极；
场效应管M3的源极和场效应管M6的源极均接地；场效应管M3的栅极和场效应管M6的栅极均为受控端；
场效应管M1的栅极和场效应管M4的栅极作为双向可变增益放大器的一组输入输出端；场效应管M2的栅极和场效应管M5的栅极作为双向可变增益放大器的另一组输入输出端；双向可变增益放大器的输入输出端与双向匹配网络相连；
在单个双向可变增益放大器正向工作过程中，场效应管M1、场效应管M2和场效应管M3组成正向可变增益放大器，场效应管M6关闭，场效应管M4和场效应管M5作为有源中和电容抵消场效应管M1与场效应管M2的寄生电容，并提高正向可变增益放大器的增益与线性度；
在单个双向可变增益放大器反向工作过程中，场效应管M4、场效应管M5和场效应管M6组成反向可变增益放大器，场效应管M3关闭，场效应管M1和场效应管M2作为有源中和电容抵消场效应管M4与场效应管M5的寄生电容，并提高反向可变增益放大器的增益与线性度；
场效应管M1、场效应管M2、场效应管M3、场效应管M4、场效应管M5和场效应管M6均为P沟型。
进一步地，正交信号发生器采用同层耦合结构。
进一步地，控制模块包括两个结构相同的控制电路，两个控制电路的增益控制输入分别为I路增益控制Va和Q路增益控制Vb；
单个控制电路包括场效应管M7；场效应管M7的源极接地，场效应管M7的漏极连接场效应管M9的漏极；场效应管M9的栅极连接场效应管M8的栅极；场效应管M9的源极分别连接场效应管M10的源极、场效应管M15的漏极和场效应管M17的漏极；场效应管M8的源极接地；场效应管M8的漏极连接场效应管M10的漏极；
场效应管M15的源极连接场效应管M16的源极并作为增益控制输入端；场效应管M16的栅极连接场效应管M17的栅极；场效应管M16的漏极分别连接场效应管M18的漏极、场效应管M11的源极和场效应管M12的源极；场效应管M17的源极和场效应管M18的源极均接地；
场效应管M11的漏极连接场效应管M13的漏极；场效应管M12的漏极连接场效应管M14的漏极；场效应管M13和场效应管M14的源极均接地；
场效应管M8的栅极、场效应管M9的栅极、场效应管M12的栅极和场效应管M13的栅极均为增益控制相位切换控制信号bit8的输入端；场效应管M7的栅极、场效应管M10的栅极、场效应管M11的栅极和场效应管M14的栅极均为debit8信号的输入端，debit8信号由增益控制相位切换控制信号bit8经过反相器得到；场效应管M16和场效应管M17的栅极均为移相器工作方向控制信号bit10的输入端；场效应管M15的栅极和场效应管M18的栅极均为debit10信号的输入端，debit10信号由移相器工作方向控制信号bit10经过反相器得到；
场效应管M7的漏极和场效应管M9的漏极共同作为单个控制电路的第一输出端Va1；场效应管M8的漏极和场效应管M10的漏极共同作为单个控制电路的第二输出端Va2；场效应管M11的漏极和场效应管M13的漏极共同作为单个控制电路的第三输出端Va3；场效应管M12的漏极和场效应管M14的漏极共同作为单个控制电路的第四输出端Va4；
场效应管M7、场效应管M8、场效应管M9、场效应管M10、场效应管M11、场效应管M12、场效应管M13、场效应管M14、场效应管M15、场效应管M16、场效应管M17和场效应管M18均为P沟型；
第一个控制电路的第一输出端Va1连接I路组中第一个双向可变增益放大器的反向受控端；第一个控制电路的第二输出端Va2连接I路组中第一个双向可变增益放大器的正向受控端；第一个控制电路的第三输出端Va3连接I路组中第二个双向可变增益放大器的反向受控端；第一个控制电路的第四输出端Va4连接I路组中第二个双向可变增益放大器的正向受控端。
进一步地，通过将第一个控制电路与第二个控制电路中的增益控制相位切换控制信号bit8均置为0，使移相器工作在第一象限；通过将第一个控制电路与第二个控制电路中的增益控制相位切换控制信号bit8均置为1，使移相器工作在第三象限；通过将第一个控制电路的增益控制相位切换控制信号bit8置为0、第二个控制电路中的增益控制相位切换控制信号bit8置为1，使移相器工作在第四象限；通过将第一个控制电路的增益控制相位切换控制信号bit8置为1、第二个控制电路中的增益控制相位切换控制信号bit8置为0，使移相器工作在第二象限。
进一步地，通过改变I路增益控制Va和Q路增益控制Vb的模拟量控制两路的增益矢量合成实现移相控制；I路增益控制Va和Q路增益控制Vb的电压值均在0~500mV之间。
进一步地，功分器为威尔金森功分器，包括两端λ/4传输线和一个隔离电阻。
本发明的有益效果为：本发明实现了双向有源移相的功能，在增益上有较大的提升；在架构上的优化使得整体的设计流程大幅度的优化，匹配网络的复用也保证了模块的稳定性，相较于无源移相器，大幅提高了增益，减小了放大器的增益压力，减小了插入损耗并且减轻了控制电路的复杂度，使本移相器在双向系统中的应用更加宽泛。
附图说明
图1为本移相器的结构框图；
图2为传统双向收发机系统链路示意图；
图3为现有有源移相器结构示意图；
图4为现有的双向有源移相器结构示意图；
图5为单个双向可变增益放大器的电路图；
图6为单个控制电路的电路图；
图7为实施例中正交信号发生器的模型图；
图8为双向匹配网络的模型图；
图9为功分器的模型图；
图10为实施例中双向有源移相器的正向增益示意图；
图11为实施例中双向有源移相器的正向移相示意图；
图12为实施例中双向有源移相器的反向增益示意图；
图13为实施例中双向有源移相器的反向移相示意图；
图14为实施例中双向有源移相器的正向RMS误差示意图；
图15为实施例中双向有源移相器的反向RMS误差示意图。
具体实施方式
下面对本发明的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。
如图1所示，该基于功分器架构的双向有源中和移相器包括控制电路，以及依次连接的正交信号发生器、第一双向匹配网络、双向可变增益放大网络、第二双向匹配网络和功分器；双向可变增益放大网络包括四路双向可变增益放大器，其中两路双向可变增益放大器为一组，两组双向可变增益放大器分别为I路组和Q路组；
控制模块，用于控制双向可变增益放大器工作实现象限切换，并控制双向可变增益放大器工作方向；
正交信号发生器，用于将输入信号转为正交两路信号，或将来自第一双向匹配网络的信号正交合成为输出信号；
第一双向匹配网络和第二双向匹配网络，用于进行正交两路信号与差分信号的转换；
双向可变增益放大网络，受控于控制模块，用于改变放大增益、实现象限切换和工作方向切换；
功分器，用于合成或分配I路信号和Q路信号，实现矢量合成或功率分配。
图1中DAC表示数模转换器，用于将把数字信号转变成模拟信号，进而产生I路增益控制Va和Q路增益控制Vb。
如图5所示，单个双向可变增益放大器包括场效应管M1；场效应管M1的栅极连接场效应管M5的漏极；场效应管M1的源极分别连接场效应管M3的漏极和场效应管M2的源极；场效应管M1的漏极连接场效应管M4的栅极；
场效应管M2的栅极连接场效应管M4的漏极；场效应管M2的漏极连接场效应管M5的栅极；场效应管M5的源极分别连接场效应管M6的漏极和场效应管M4的源极；
场效应管M3的源极和场效应管M6的源极均接地；场效应管M3的栅极和场效应管M6的栅极均为受控端；
场效应管M1的栅极和场效应管M4的栅极作为双向可变增益放大器的一组输入输出端；场效应管M2的栅极和场效应管M5的栅极作为双向可变增益放大器的另一组输入输出端；双向可变增益放大器的输入输出端与双向匹配网络相连；
在单个双向可变增益放大器正向工作过程中，场效应管M1、场效应管M2和场效应管M3组成正向可变增益放大器，场效应管M6关闭，场效应管M4和场效应管M5作为有源中和电容抵消场效应管M1与场效应管M2的寄生电容，并提高正向可变增益放大器的增益与线性度；
在单个双向可变增益放大器反向工作过程中，场效应管M4、场效应管M5和场效应管M6组成反向可变增益放大器，场效应管M3关闭，场效应管M1和场效应管M2作为有源中和电容抵消场效应管M4与场效应管M5的寄生电容，并提高反向可变增益放大器的增益与线性度；
场效应管M1、场效应管M2、场效应管M3、场效应管M4、场效应管M5和场效应管M6均为P沟型。
控制模块包括两个结构相同的控制电路，两个控制电路的增益控制输入分别为I路增益控制Va和Q路增益控制Vb；
如图6所示，单个控制电路包括场效应管M7；场效应管M7的源极接地，场效应管M7的漏极连接场效应管M9的漏极；场效应管M9的栅极连接场效应管M8的栅极；场效应管M9的源极分别连接场效应管M10的源极、场效应管M15的漏极和场效应管M17的漏极；场效应管M8的源极接地；场效应管M8的漏极连接场效应管M10的漏极；
场效应管M15的源极连接场效应管M16的源极并作为增益控制输入端；场效应管M16的栅极连接场效应管M17的栅极；场效应管M16的漏极分别连接场效应管M18的漏极、场效应管M11的源极和场效应管M12的源极；场效应管M17的源极和场效应管M18的源极均接地；
场效应管M11的漏极连接场效应管M13的漏极；场效应管M12的漏极连接场效应管M14的漏极；场效应管M13和场效应管M14的源极均接地；
场效应管M8的栅极、场效应管M9的栅极、场效应管M12的栅极和场效应管M13的栅极均为增益控制相位切换控制信号bit8的输入端；场效应管M7的栅极、场效应管M10的栅极、场效应管M11的栅极和场效应管M14的栅极均为debit8信号的输入端，debit8信号由增益控制相位切换控制信号bit8经过反相器得到；场效应管M16和场效应管M17的栅极均为移相器工作方向控制信号bit10的输入端；场效应管M15的栅极和场效应管M18的栅极均为debit10信号的输入端，debit10信号由移相器工作方向控制信号bit10经过反相器得到；
场效应管M7的漏极和场效应管M9的漏极共同作为单个控制电路的第一输出端Va1；场效应管M8的漏极和场效应管M10的漏极共同作为单个控制电路的第二输出端Va2；场效应管M11的漏极和场效应管M13的漏极共同作为单个控制电路的第三输出端Va3；场效应管M12的漏极和场效应管M14的漏极共同作为单个控制电路的第四输出端Va4；
场效应管M7、场效应管M8、场效应管M9、场效应管M10、场效应管M11、场效应管M12、场效应管M13、场效应管M14、场效应管M15、场效应管M16、场效应管M17和场效应管M18均为P沟型；
第一个控制电路的第一输出端Va1连接I路组中第一个双向可变增益放大器的反向受控端；第一个控制电路的第二输出端Va2连接I路组中第一个双向可变增益放大器的正向受控端；第一个控制电路的第三输出端Va3连接I路组中第二个双向可变增益放大器的反向受控端；第一个控制电路的第四输出端Va4连接I路组中第二个双向可变增益放大器的正向受控端。
同理，第二个控制电路的第一输出端Vb1（位置对应于Va1）连接Q路组中第一个双向可变增益放大器的反向受控端；第二个控制电路的第二输出端Vb2（位置对应于Va2）连接Q路组中第一个双向可变增益放大器的正向受控端；第二个控制电路的第三输出端Vb3（位置对应于Va3）连接Q路组中第二个双向可变增益放大器的反向受控端；第二个控制电路的第四输出端Vb4（位置对应于Va4）连接Q路组中第二个双向可变增益放大器的正向受控端。
通过将第一个控制电路与第二个控制电路中的增益控制相位切换控制信号bit8均置为0，使移相器工作在第一象限；通过将第一个控制电路与第二个控制电路中的增益控制相位切换控制信号bit8均置为1，使移相器工作在第三象限；通过将第一个控制电路的增益控制相位切换控制信号bit8置为0、第二个控制电路中的增益控制相位切换控制信号bit8置为1，使移相器工作在第四象限；通过将第一个控制电路的增益控制相位切换控制信号bit8置为1、第二个控制电路中的增益控制相位切换控制信号bit8置为0，使移相器工作在第二象限。
通过改变I路增益控制Va和Q路增益控制Vb的模拟量控制两路的增益矢量合成实现移相控制；I路增益控制Va和Q路增益控制Vb的电压值均在0~500mV之间。
如图7所示，正交信号发生器采用同层耦合结构，可以减小插入损耗，在26-30GHz的频段内实现0.9dB的插入损耗，幅度误差小于0.5dB。
如图9所示，功分器为威尔金森功分器，包括两端λ/4传输线和一个隔离电阻，最终仿真损耗1dB。版图采用折叠形式减小版图面积占比，使得整体版图面积合理。
在具体实施过程中，正向信号输入后先经过一个正交信号发生器转为正交两路信号，然后经过如图8所示的双向匹配网络同时兼顾巴伦作用将信号转为差分信号输入四路双向VGA中，通过象限控制位控制其中两路工作实现象限切换，最后通过功分器合成实现移相功能。
将各器件级联后，如图10所示，本移相器正向工作时各个移相状态下的增益，其最高峰值增益为2dB，最大幅度误差3dB，3dB增益带宽为24GHz~33GHz。
如图11所示，本移相器正向工作时各个移相状态的相位，移相范围360°，移相步进为5.625°。
如图12所示，本移相器反向工作时各个移相状态下的增益，其最高峰值增益为0dB，最大幅度误差3dB，3dB增益带宽为20GHz~35GHz。
如图13所示，本移相器反向工作时各个移相状态的相位，移相范围360°，移相步进为5.625°。
如图14所示，基于图10和图11的数据计算得到的正向RMS误差值在频带内RMS相位误差<3°，最小值为0.5°@28GHz，RMS幅度误差<1.1dB，最小值为0.65dB@30GHz。
如图15所示，基于图12和图13的数据计算得到的反向RMS误差值在频带内RMS相位误差<22.5°，最小值为0.4°@28GHz，RMS幅度误差<1.3dB，最小值为0.9dB@30GHz。
综上所述，在26-30GHz频带内，本发明提出的基于功分器架构的双向有源中和移相器实现了正向2dB增益，移相范围达到360°，可实现步进5.625°的移相精度，RMS相位误差小于3°，RMS幅度误差小于1dB；反向增益0dB，移相步进5.625°实现360°移相范围，RMS相位误差小于2.4°，RMS幅度误差小于1.1dB。整体功耗18mW，在同等功耗同等频段内的双向移相器增益一般低于0dB。
本发明实现了双向有源移相的功能，在增益上有较大的提升；在架构上的优化使得整体的设计流程大幅度的优化，匹配网络的复用也保证了模块的稳定性，相较于无源移相器，大幅提高了增益，减小了放大器的增益压力，使本移相器在双向系统中的应用更加宽泛。
Claims (7)
1.一种基于功分器架构的双向有源中和移相器，其特征在于，包括控制电路，以及依次连接的正交信号发生器、第一双向匹配网络、双向可变增益放大网络、第二双向匹配网络和功分器；双向可变增益放大网络包括四路双向可变增益放大器，其中两路双向可变增益放大器为一组，两组双向可变增益放大器分别为I路组和Q路组；
控制模块，用于控制双向可变增益放大器工作实现象限切换，并控制双向可变增益放大器工作方向；
正交信号发生器，用于将输入信号转为正交两路信号，或将来自第一双向匹配网络的信号正交合成为输出信号；
第一双向匹配网络和第二双向匹配网络，用于进行正交两路信号与差分信号的转换；
双向可变增益放大网络，受控于控制模块，用于改变放大增益、实现象限切换和工作方向切换；
功分器，用于合成或分配I路信号和Q路信号，实现矢量合成或功率分配。
2.根据权利要求1所述的一种基于功分器架构的双向有源中和移相器，其特征在于，单个双向可变增益放大器包括场效应管M1；场效应管M1的栅极连接场效应管M5的漏极；场效应管M1的源极分别连接场效应管M3的漏极和场效应管M2的源极；场效应管M1的漏极连接场效应管M4的栅极；
场效应管M2的栅极连接场效应管M4的漏极；场效应管M2的漏极连接场效应管M5的栅极；场效应管M5的源极分别连接场效应管M6的漏极和场效应管M4的源极；
场效应管M3的源极和场效应管M6的源极均接地；场效应管M3的栅极和场效应管M6的栅极均为受控端；
场效应管M1的栅极和场效应管M4的栅极作为双向可变增益放大器的一组输入输出端；场效应管M2的栅极和场效应管M5的栅极作为双向可变增益放大器的另一组输入输出端；双向可变增益放大器的输入输出端与双向匹配网络相连；
在单个双向可变增益放大器正向工作过程中，场效应管M1、场效应管M2和场效应管M3组成正向可变增益放大器，场效应管M6关闭，场效应管M4和场效应管M5作为有源中和电容抵消场效应管M1与场效应管M2的寄生电容，并提高正向可变增益放大器的增益与线性度；
在单个双向可变增益放大器反向工作过程中，场效应管M4、场效应管M5和场效应管M6组成反向可变增益放大器，场效应管M3关闭，场效应管M1和场效应管M2作为有源中和电容抵消场效应管M4与场效应管M5的寄生电容，并提高反向可变增益放大器的增益与线性度；
场效应管M1、场效应管M2、场效应管M3、场效应管M4、场效应管M5和场效应管M6均为P沟型。
3.根据权利要求1所述的一种基于功分器架构的双向有源中和移相器，其特征在于，正交信号发生器采用同层耦合结构。
4.根据权利要求1所述的一种基于功分器架构的双向有源中和移相器，其特征在于，控制模块包括两个结构相同的控制电路，两个控制电路的增益控制输入分别为I路增益控制Va和Q路增益控制Vb；
单个控制电路包括场效应管M7；场效应管M7的源极接地，场效应管M7的漏极连接场效应管M9的漏极；场效应管M9的栅极连接场效应管M8的栅极；场效应管M9的源极分别连接场效应管M10的源极、场效应管M15的漏极和场效应管M17的漏极；场效应管M8的源极接地；场效应管M8的漏极连接场效应管M10的漏极；
场效应管M15的源极连接场效应管M16的源极并作为增益控制输入端；场效应管M16的栅极连接场效应管M17的栅极；场效应管M16的漏极分别连接场效应管M18的漏极、场效应管M11的源极和场效应管M12的源极；场效应管M17的源极和场效应管M18的源极均接地；
场效应管M11的漏极连接场效应管M13的漏极；场效应管M12的漏极连接场效应管M14的漏极；场效应管M13和场效应管M14的源极均接地；
场效应管M8的栅极、场效应管M9的栅极、场效应管M12的栅极和场效应管M13的栅极均为增益控制相位切换控制信号bit8的输入端；场效应管M7的栅极、场效应管M10的栅极、场效应管M11的栅极和场效应管M14的栅极均为debit8信号的输入端，debit8信号由增益控制相位切换控制信号bit8经过反相器得到；场效应管M16和场效应管M17的栅极均为移相器工作方向控制信号bit10的输入端；场效应管M15的栅极和场效应管M18的栅极均为debit10信号的输入端，debit10信号由移相器工作方向控制信号bit10经过反相器得到；
场效应管M7的漏极和场效应管M9的漏极共同作为单个控制电路的第一输出端Va1；场效应管M8的漏极和场效应管M10的漏极共同作为单个控制电路的第二输出端Va2；场效应管M11的漏极和场效应管M13的漏极共同作为单个控制电路的第三输出端Va3；场效应管M12的漏极和场效应管M14的漏极共同作为单个控制电路的第四输出端Va4；
场效应管M7、场效应管M8、场效应管M9、场效应管M10、场效应管M11、场效应管M12、场效应管M13、场效应管M14、场效应管M15、场效应管M16、场效应管M17和场效应管M18均为P沟型；
第一个控制电路的第一输出端Va1连接I路组中第一个双向可变增益放大器的反向受控端；第一个控制电路的第二输出端Va2连接I路组中第一个双向可变增益放大器的正向受控端；第一个控制电路的第三输出端Va3连接I路组中第二个双向可变增益放大器的反向受控端；第一个控制电路的第四输出端Va4连接I路组中第二个双向可变增益放大器的正向受控端。
5.根据权利要求4所述的一种基于功分器架构的双向有源中和移相器，其特征在于，通过将第一个控制电路与第二个控制电路中的增益控制相位切换控制信号bit8均置为0，使移相器工作在第一象限；通过将第一个控制电路与第二个控制电路中的增益控制相位切换控制信号bit8均置为1，使移相器工作在第三象限；通过将第一个控制电路的增益控制相位切换控制信号bit8置为0、第二个控制电路中的增益控制相位切换控制信号bit8置为1，使移相器工作在第四象限；通过将第一个控制电路的增益控制相位切换控制信号bit8置为1、第二个控制电路中的增益控制相位切换控制信号bit8置为0，使移相器工作在第二象限。
6.根据权利要求4所述的一种基于功分器架构的双向有源中和移相器，其特征在于，通过改变I路增益控制Va和Q路增益控制Vb的模拟量控制两路的增益矢量合成实现移相控制；I路增益控制Va和Q路增益控制Vb的电压值均在0~500mV之间。
7.根据权利要求1所述的一种基于功分器架构的双向有源中和移相器，其特征在于，功分器为威尔金森功分器，包括两端λ/4传输线和一个隔离电阻。
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