JP5385455B2 - 改善されたミキサ回路 - Google Patents

Description

本発明は、例えば無線送受信機の中で使用可能な、改善されたミキサ回路を開示する。

ミキサ回路は、例えば無線送受信機およびレーダシステムにおける重要な構成要素である。当該ミキサ回路は、通常、使用されて、無線周波数（ＲＦ）信号を中間周波数（ＩＦ）信号にシフトし、または、ＩＦ信号をＲＦ信号にシフトする。ミキサ回路における重要なパラメータは、例えば、変換利得、線形性および雑音指標、並びにミキサ回路の異なるポート間の分離である。

ミキサのある特定のグループは、いわゆるアクティブミキサである。アクティブミキサは、「２乗（square law）」ミキサおよび「単一平衡（single balanced）」ミキサのような種類のミキサを含む。

２乗ミキサは、良好な線形性性能を有するが、かなり大きいいわゆるＬＯ（局所発振器）電力の入力を必要とし、また、望ましくない高い雑音指標および低い変換利得を示す場合もある。単一平衡ミキサでは、発生し得る問題は、乏しい線形性である。
文書ＵＳ４，６３６，６６３は、６つのトランジスタのグループを用いる２重平衡ミキサ回路を開示する。

上記のように、以前のミキサよりもより小さいＬＯ電力の入力を必要とし、かつ以前のミキサよりもより低い雑音指標およびより高い変換利得を有する、ミキサ回路が必要である。当該回路は、「２乗」ミキサおよび「単一平衡」ミキサの両方、並びに、その名が示すように２つの単一平衡ミキサを含む「２重平衡（double balanced）」ミキサで、使用可能であるべきである。

当該ミキサ回路が、本発明により提供される。本発明は、それぞれ第１の入力信号および第２の入力信号のための第１の入力ポート並びに第２の入力ポートと、混合信号を出力するための出力ポートと、を伴うミキサコンポーネントとしてトランジスタを含むミキサ回路を開示する。本発明によれば、上記ミキサ回路は、上記ミキサコンポーネントの上記第１の入力ポートおよび上記第２の入力ポートを反転結合（inverting coupling）を介して誘導的に（inductively）接続する変圧器も含む。

以下により詳細に説明されるように、変圧器を用いて、本発明のミキサ回路は、線形性、変換利得、雑音指標およびＬＯ電力レベルにおける改善を示す。

一実施形態では、本発明の上記ミキサ回路は、それぞれ第１の入力信号および第２の入力信号のための第１の入力ポート並びに第２の入力ポートと、混合信号を出力するための出力ポートと、を伴う第２のミキサコンポーネント、並びに、上記第２のミキサコンポーネントの上記第１の入力ポートおよび上記第２の入力ポートを反転結合を介して誘導的に接続する変圧器をさらに含む。この実施形態では、上記第１のミキサコンポーネントの上記出力ポートおよび上記第２のミキサコンポーネントの上記出力ポートは、相互に接続されて、共同出力ポートを形成する。

ふさわしくは、上記ミキサコンポーネントは、トランジスタであり、バイポーラトランジスタまたは電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のいずれかである。バイポーラトランジスタの場合に、上記第１の入力ポートは上記トランジスタのベースであり、上記第２の入力ポートは上記トランジスタのエミッタであり、上記出力ポートは上記トランジスタのコレクタである。電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）の場合に、上記第１の入力ポートは上記トランジスタのゲートであり、上記第２の入力ポートは上記トランジスタのソースであり、上記出力ポートは上記トランジスタのドレインである。

本発明は、添付の図面を参照して以下により詳細に説明される。
本発明の基本的な実施形態を示す。 本発明の基本的な実施形態を示す。 本発明の基本的な実施形態を示す。 本発明の基本的な実施形態を示す。 図１の実施形態のより詳細なバージョンを示す。 本発明のさらなる実施形態を示す。 本発明のさらなる実施形態を示す。 本発明のさらなる実施形態を示す。

本発明は、いくつかの実施形態の例を用いて以下に詳細に説明される。示され説明される実施形態の例では、ミキサ回路は、いわゆる「下方変換ミキサ（down-converting mixer）」として、すなわち、中間周波数での出力信号であるＩＦ信号を生成するために無線周波数（ＲＦ）信号を局所発振器（ＬＯ）信号で混合する（乗じる）ミキサとして、一貫して示さる。

しかしながら、本発明のミキサ回路を、「上方変換ミキサ（up-converting mixer）」としても、すなわち、ＲＦでの出力信号を生成するためにＩＦ信号をＬＯ信号で混合する（乗じる）ミキサとしても、同様に良好に使用することができる、ということが指摘されるべきである。

また、以下に示される実施形態の例では、２つ（より多く）の信号を、各々１つの入力ポートで適用する。上記例での入力信号を「逆の順序」でも適用することができる、すなわち、ミキサ回路の各入力ポートをいずれの入力信号にも使用することができる、ということが明らかにされるべきである。

図１ａは、本発明の基本的な実施形態１０の簡略図を示す。バイポーラトランジスタ１１が、いわゆる「２乗」ミキサの構成において使用される。示されるように、ＲＦ信号は、トランジスタ１１のベース１３で適用されるように構成される。また、ＬＯ信号は、トランジスタのエミッタ１２で適用されるように構成される。したがって、ベース１３およびエミッタ１２は、トランジスタの第１の入力ポートおよび第２の入力ポートとして機能する。見ることができるように、ＲＦ信号およびＬＯ信号は、ＤＣシールドとしてのコンデンサ（capacitor）１８および１９を介して適用されるように構成される。出力信号は、トランジスタ１１のコレクタ１４で生成される。出力信号は、入力信号、すなわちＲＦ信号およびＬＯ信号の積を含む。出力信号は、キャパシタ１７を介してＤＣ遮蔽される（DC-shielded）ようにも構成され、出力ポートで構成される負荷１６が適当にある。

本発明によれば、変圧器１５が、ミキサ回路１０に含まれる。変圧器１５の（ベースでの）第１の巻線および（エミッタでの）第２の巻線は、使用されて、図１において点を用いて示されるように、反転の手法（inverting manner）でベース１３とエミッタ１２とを誘導的に相互に接続する。トランジスタ１１のエミッタ１２へのＬＯ入力は、（直列的に接続されて）変圧器１５の巻線よりもエミッタに「より近い」、ということも分かる。図１に示される例では、変圧器１５の両方の巻線は、巻線の間でｎ：１の割合でＡＣアース（AC ground）に接続される。

変圧器１５の誘導的な反転結合（inverting inductive coupling）に起因して、エミッタ１２でＬＯ信号が適用されると、１８０°の逆位相の信号が、変圧器１５によってベース１３で引き起される。したがって、これは、変圧器１５を伴わない類似の従来技術のミキサと比べて、ベースとエミッタとの間の電圧振幅の相違を増加させる。同様に、ＲＦ信号がベース１３に適用されると、ベースとエミッタとの間のＲＦ電圧振幅の相違は、従来技術のソリューションと比べて増加する。

図１ｂは、図１ａのミキサ回路のバージョンを示す。当該バージョンでは、出力ポートでのコンデンサ１７と直列であるローパスフィルタまたはバンドパスフィルタ１６’が、図１ａで示されたＡＣアースへの負荷１６に取って代わっている。

本発明の効果の分析が以下に与えられる。理想的な変圧器は、以下の巻数比（または巻線比）を特徴とする。

当該巻数比（または巻線比）は、１つの巻線から他の巻線へと上がる／下がる電圧ステップを決める。すなわち、

等式（１）を用い、「点の変換（dot convention）」を考慮すると、トランジスタ１１のベース−エミッタを横切るＬＯ信号は以下のようになることが分かる。

また、トランジスタ１１のベース−エミッタを横切るＲＦ信号は、以下のようになる。

したがって、等式（２）および（３）を用いて、全体的なベース−エミッタの電圧の相違Ｖ_ＢＥは以下により与えられることが分かる。

コレクタの電流Ｉ_ｃとＶ_ｂｅとの非線型の関係は、ｃ_１、ｃ_２．．．ｃ_Ｎとして与えられる係数を用いて以下のように知られる。

これは、ＲＦ信号およびＩＦ信号が以下のように正弦曲線である場合に、Ｉ_ｃの中に存在するＩＦ成分

をもたらす。

等式（４）、（５）および（６）を用いて、Ｉ_ｃの中のＩＦ成分は以下のように与えられることが分かる。

また、変換利得Ｇ_ｃは、以下のように得られる。

変圧器１５を伴わない従来型の２乗ミキサについて、対応する変換利得は、以下により与えられる。

したがって、本発明により開示された変圧器１５により、発明のミキサの変換利得は、従来技術のミキサと比べてｎ＞０で（１＋ｎ）（１＋１／ｎ）の係数により増加する。

発明のミキサの線形性および雑音指標への変圧器の影響についても、少し述べることができる。等式（２）に見られるように、ベースおよびエミッタを横切るＬＯ電圧振幅が増加する場合に、ベース−エミッタの電圧の傾斜にも増加がある。これは、線形性性能でミキサの利益になり、ＬＯ電力レベルを増加させることに等しく、したがって線形性の要求を満たすのに必要な電力レベルを低減する。変換利得とＬＯ電圧の傾斜との両方における増加に起因して、発明のミキサの雑音指標も低減される。

本発明の他の実施形態および形態が解説される前に、本発明のミキサ回路の中で用いられるミキサコンポーネントの性質について少し述べる。本発明は、ミキサコンポーネントをバイポーラトランジスタとして示して言及する図１ａを参照する一実施形態において説明された。しかしながら、バイポーラトランジスタは本発明で用いることができるミキサコンポーネントの一例にすぎないということが強調されるべきである。他の種類のミキサコンポーネントも本発明の範囲内で用いることができることを強調するために、ミキサ回路の代替の実施形態２０が図１ｂに示される。図１ｂでは、図１のバイポーラトランジスタ１１の代わりに、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）が用いられる。

図２で見ることができるように、図１のミキサ回路１０に存在したコンポーネントは、図２の実施形態２０において参照番号を維持している。したがって、図１と図２との間の相違は、ＦＥＴトランジスタ２１が用いられることである。それにより、第１の入力ポート（または、複数のＦＥＴを伴う実施形態では、第１の入力ポート群）はトランジスタのゲート２３であり、第２の入力ポート（または、複数のＦＥＴを伴う実施形態では、第２の入力ポート群）はトランジスタのソース２２であり、出力ポート（または、複数のＦＥＴを伴う実施形態では、出力ポート群）はトランジスタ２１のドレイン２４である。

バイポーラトランジスタとＦＥＴとのこの「取替え」または「置換」は、本発明の実施形態の全てに適用されることが可能である。

図３は、図１の実施形態１０のより精巧なバージョン３０を示す。図３において見られるように、負荷またはフィルタ１６’は、ここでは、誘導器（inductor）３３およびコンデンサ３２を伴う並列ＬＣ共振器回路３１により取って代わられている。ＬＣ共振器回路３１は、ＩＦポートと「分巻接続」される。これは、ＩＦポートと直列に接続されるバンドパスフィルタ系列に等しい。

ＬＣ共振器回路３１は、以下の共振周波数がＩＦ周波数と等しくなるように設計されるべきである。

電圧ＶＣは、出力ポート１４、すなわちトランジスタのコレクタに適用される。また、トランジスタにＤＣバイアスを提供するために、電圧Ｖ_ｂがトランジスタのベース１３に適用される。

本発明を用いてＬＯ信号とＲＦ信号との間の分離を増加させるために、実施形態４００では、図４に示されるように、いわゆる２重平衡ミキサの設計を用いることができる。図４に示され、また点線「Ｓ」を用いて示されるように、実施形態４００は、相互に接続される２つの実質的に同様の回路４１０、４２０を含む。上記点線「Ｓ」は、２つの回路４１０、４２０の間の「境界」を示す。２つの回路４１０、４２０は互いに実質的に同様であり、図４を見ることにより設計の対称性が理解されるので、それらのうちの１つのみ、すなわち回路４１０が、詳細に説明される。

回路４１０は、図５に単独で示される。見ることができるように、回路４１０は、図３の回路３０との多くの類似点を示す。そのため、回路３０の中に存在する、回路４１０の中のコンポーネントは、図３からそれらの参照番号を維持している。図５において見ることができるように、回路４０と回路４１０との間の相違は、回路４１０が追加のトランジスタ１１’を有するということである。トランジスタ１１’は、追加の変圧器１５’を介して相互に誘導的に接続されるエミッタ１２’およびベース１３’を有する。変圧器１５’は、本発明により教示されたように、反転の手法でエミッタ１２’とベース１３’とを誘導的に相互に結合する。

実施形態４１０の２つのトランジスタ１１および１１’は、それぞれのコレクタ１４、１４’を介して相互に接続される。コレクタ１４、１４’は、コンデンサ１７を介してアクセス可能である出力Ｖ_ＩＦに接続する。２つのトランジスタのエミッタ１２、１２’は、「正」および「負」のＬＯ信号Ｖ_ＬＯ＋、Ｖ_ＬＯ−のための入力を形成し、それぞれのコンデンサ１９、１９’を介してアクセスされる。各トランジスタのベース１３、１３’は、「正」および「負」のＲＦ信号Ｖ_ＲＦ＋、Ｖ_ＲＦ−のための入力を形成し、それぞれのコンデンサ１８、１８’を介してアクセスされる。

ここで図４の実施形態４００に戻ると、図４の２重平衡の設計４００は２つの実質的に同様の回路４１０、４２０を含み、回路４１０が図５に示され説明された、ということが分かる。回路４００では、２つの回路４１０、４２０は、それらのトランジスタのうちの１つのベースを介して相互に接続される。当該１つは、この特定の場合には、Ｖ_ＲＦ＋、Ｖ_ＲＦ−のための入力として機能するトランジスタである。このように、図４に示されるように、回路４００は、信号Ｖ_ＲＦ、Ｖ_ＬＯの各々についての正および負の２つの入力を有し、また、正および負のＶ_ＩＦ信号のための出力端子を示す。

ここで、本発明のさらなる実施形態６０が、図６を参照して説明される。実施形態６０は、いわゆる「単一平衡」ミキサの設計に基づき、図６において７９および７８として示されて点線を用いて分けられる２つの実質的に同様の部分を含む。見ることができるように、２つの部分７９および７８は、互いの「鏡像」である。また、さらに、以下でも説明される第３の部分がある。

部分７９と部分７８との間の「鏡類似（mirror similarity）」のため、部分７９は部分７８を同様に代表するので、部分７９がここで説明される。前実施形態で説明された部分７９の中のコンポーネントは、図６において対応する参照番号を与えられている。

部分７９は、バイポーラトランジスタ１１を含む。バイポーラトランジスタ１１では、ベース１３およびエミッタ１２が、それぞれ第１の入力信号および第２の入力信号のための第１の入力ポートおよび第２の入力ポートとして機能し、コレクタ１４が、混合信号を出力するための出力ポートとして機能する。ベース１３およびエミッタ１２は、変圧器１５を介して誘導的に相互に結合される。変圧器１５は、反転の手法でそれらを相互に結合するように構成される。しかしながら、前実施形態とは対照的に、部分７９の中のベース１３に入力される信号は、変圧器１５を介して入力されるバイアス電圧（biasing voltage）Ｖ_ｂである。

見ることができるように、２つの部分７９および７８は、エミッタ１２、７２を介して変圧器の「外側」にある接続で相互に結合される。すなわち、各エミッタ１２、７２は、まず「各エミッタ１２、７２の」変圧器１５、７５に直列に接続され、そして他方の部分のトランジスタのエミッタに接続される。

したがって、２つのエミッタ１２、７２は、相互に接続され、第３のトランジスタ６１、すなわち当該トランジスタのコレクタ６４にも接続される。第３のトランジスタ６１のエミッタ６２は、この実施形態では、アース（ground）に接続される。第３のトランジスタ６１のベース６３は、ＲＦ信号のための入力として機能する。当該ＲＦ信号は、ミキサ回路６０の中でＩＦ周波数へと混合される。すなわち、当該ＲＦ信号は、この場合に下方変換される。バイアス電圧Ｖ_ｂ１も、第３のトランジスタのベース６３に入力される。また、ＲＦ信号のためのポートが、ＤＣ遮蔽するコンデンサ６８を介してベース６３に接続される。

図６に示されるように、２つの部分７９および７８の中のトランジスタのエミッタは、図６の中でＶ_ＬＯ＋、Ｖ_ＬＯ−として示される正および負のＬＯ信号のための入力として機能する。また、２つの部分７９および７８の中のトランジスタのコレクタは、図６の中でＶ_ＩＦ＋、Ｖ_ＩＦ−として示される正および負のＩＦ信号のための出力として機能する。

明らかなように、本発明は、変圧器を用いて反転の手法でトランジスタの２つの入力ポートを誘導的に相互に接続することによって、多くのやり方で利用されることが可能である。すべての当該実施形態は、当然ながら、本発明の範囲内にある。図６に示された実施形態の新たな参照番号で、この実施形態は、例えば、２重平衡ミキサの周知の種類であるいわゆるギルバートミキサの中で利用されることが可能であるということが強調されるべきである。

本発明は、上記のように説明され図に示された実施形態の例に限定されず、添付の特許請求の範囲の範囲内で自由に変更され得る。

Claims (8)

1. それぞれ第１の入力信号および第２の入力信号のための第１の入力ポート（１３、２３）並びに第２の入力ポート（１２、２２）と、混合信号を出力するための出力ポート（１４、１４’、２４、７４）と、を伴う第１のミキサコンポーネント（１１、１１’、２１、７１）としてトランジスタを含み、
   前記第１のミキサコンポーネント（１１、１１’、２１、７１）の前記第１の入力ポート（１３、２３）および前記第２の入力ポート（１２、２２）の一方に信号が適用されると、他方に逆位相の信号が引き起こされるように、前記第１のミキサコンポーネント（１１、１１’、２１、７１）の前記第１の入力ポート（１３、２３）および前記第２の入力ポート（１２、２２）を電磁誘導による結合を介して接続する変圧器（１５）も含む
   ことを特徴とするミキサ回路（１０、１０’、２０、３０、４１０、４２０、６０）。
2. 前記第１の入力ポートおよび前記第２の入力ポートのうちの１つの入力ポート（１３）並びに前記出力ポート（１４）のＤＣバイアスのための入力と、
   出力ポートでの負荷としてのインピーダンス（１６、３１）と、
   をさらに含む、請求項１のミキサ回路（３０、４１０、４２０、６０）
3. 前記第１の入力ポートおよび前記第２の入力ポート（１３、１４、２３、２４）への接続は、ＤＣシールドとして静電容量（１８、１８’）を含む、請求項１または２のミキサ回路（１０、１０’、２０、３０、４００、４１０、６０）。
4. 前記出力ポートへの接続は、ＤＣシールドとして静電容量（１７）を示す、請求項１から３のいずれかのミキサ回路（１０、１０’、２０、３０、４００、４１０、６０）。
5. それぞれ第３の入力信号および第４の入力信号のための第１の入力ポート（１３’）並びに第２の入力ポート（１２’）と、第２の混合信号を出力するための出力ポート（１４’）と、を伴う第２のミキサコンポーネント（１１’）、並びに、
   前記第２のミキサコンポーネント（１１’）の前記第１の入力ポート（１３’）および前記第２の入力ポート（１２’）の一方に信号が適用されると、他方に逆位相の信号が引き起こされるように、前記第２のミキサコンポーネント（１１’）の前記第１の入力ポート（１３’）および前記第２の入力ポート（１２’）を電磁誘導による結合を介して接続する変圧器（１５’）
   をさらに含み、
   前記第１のミキサコンポーネント（１１）の前記出力ポートおよび前記第２のミキサコンポーネント（１１’）の前記出力ポートは、相互に接続されて、共同出力ポートを形成する、
   請求項１から４のいずれかのミキサ回路（４００、４１０）。
6. それぞれ第３の入力信号および第４の入力信号のための第１の入力ポート（７３）並びに第２の入力ポート（７２）と、出力ポート（７４）と、を伴う第２のミキサコンポーネント（７１）、並びに、
   前記第２のミキサコンポーネント（７１）の前記第１の入力ポート（７３）および前記第２の入力ポート（７２）の一方に信号が適用されると、他方に逆位相の信号が引き起こされるように、前記第２のミキサコンポーネント（７１）の前記第１の入力ポート（７３）および前記第２の入力ポート（７２）を電磁誘導による結合を介して接続する変圧器（７５）
   をさらに含み、
   前記第１のミキサコンポーネントの前記第２の入力ポートおよび前記第２のミキサコンポーネントの前記第２の入力ポートは、相互に接続されて、共同入力ポートを形成し、
   各ミキサコンポーネントの前記第１の入力ポート（１３、７３）は、バイアス電圧の入力に用いられるように構成され、
   前記ミキサ回路（６０）は、第１の入力ポート（６３）および第２の入力ポート（６２）と、前記第１のミキサコンポーネントおよび前記第２のミキサコンポーネントの前記共同入力ポートに接続される出力ポート（６４）と、を伴うさらなるミキサコンポーネント（６１）を含み、
   前記第１の入力信号および前記第３の入力信号は、バイアス電圧であり、前記第２の入力信号および前記第４の入力信号は、正および負の局所発振器（ＬＯ）信号であり、
   前記さらなるミキサコンポーネント（６１）の前記第１の入力ポート（６３）は、無線周波数（ＲＦ）信号または中間周波数（ＩＦ）信号のための入力として機能し、前記第１のミキサコンポーネントの前記第２の入力ポートおよび前記第２のミキサコンポーネントの前記第２の入力ポートは、局所発振器（ＬＯ）信号のための入力として機能する、
   請求項１から４のいずれかのミキサ回路（６０）。
7. 前記トランジスタ（１１、１１’）は、バイポーラトランジスタであり、
   前記第１の入力ポートは、前記トランジスタのベース（１３）であり、
   前記第２の入力ポートは、前記トランジスタのエミッタ（１２）であり、
   前記出力ポートは、前記トランジスタのコレクタである、
   請求項６のミキサ回路（４００、４１０、６０）。
8. 前記トランジスタ（２１）は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であり、
   前記第１の入力ポートは、前記トランジスタのゲート（２３）であり、
   前記第２の入力ポートは、前記トランジスタのソース（２２）であり、
   前記出力ポートは、前記トランジスタのドレインである、
   請求項６のミキサ回路（２０）。
   

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