CN102347731B - 信号转换装置的谐波抑制与其方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种信号转换装置以及谐波抑制方法，其中信号转换装置包含有：参考信号混频电路，用来依据输入信号、参考增益以及参考本地振荡信号以产生参考混频输出信号；多个辅助信号混频电路，每一个辅助信号混频电路用来依据输入信号、辅助增益以及辅助本地振荡信号以产生辅助混频输出信号；以及合成电路，用来对参考混频输出信号与多个辅助混频输出信号进行合成以产生输出信号，其中辅助信号混频电路由对应辅助信号混频电路的辅助增益来设定，以补偿参考混频输出信号与每一个辅助混频输出信号之间的多个相位偏差，以减少谐波成分的功率。本发明所提供的信号转换装置以及谐波抑制方法能够具有更好的谐波抑制能力。

Description

信号转换装置的谐波抑制与其方法

技术领域

本发明是关于一种信号转换装置与其相关方法，尤指具有谐波抑制能力的信号转换装置与其相关的谐波抑制方法。

背景技术

在无线通讯系统中，具有振荡频率的振荡信号可用来混合射频(Radio Frequency，RF)信号以将射频信号转换为转换射频信号。举例来说，在一个接收器内，接收到的射频信号会与具有振荡频率的振荡信号进行混频以将接收到的射频信号降频为基频信号，其中振荡信号的频率具有相等于接收到的射频信号的载波频率。然而，当振荡信号不是一个理想的具有振荡频率的振荡信号时，例如，当具有谐波频率的信号存在于上述振荡信号中时，谐波频率的信号就会与干扰信号混频而产生另一个降频信号，另一降频信号可能会非常接近或重叠于基频信号。如此一来，所需的基频信号就会被另一个降频信号所污染。换句话说，具有谐波频率的信号会使得基频信号的噪声指数(NoiseFigure)恶化。因此，在无线通讯系统中，如何减小由振荡信号中的谐波信号所造成的影响已成为所属技术领域内具有通常知识者所亟需解决的问题。

发明内容

为了解决上述谐波信号噪声的问题，本发明提供具有谐波抑制能力的信号转换装置与其相关的谐波抑制方法。

依据本发明的第一实施方式，其提供信号转换装置，其包含有参考信号混频电路、多个辅助信号混频电路以及合成电路。参考信号混频电路用来依据输入信号、参考增益以及参考本地振荡信号以产生参考混频输出信号。多个辅助信号混频电路中的每一个辅助信号混频电路用来依据输入信号、辅助增益以及辅助本地振荡信号以产生辅助混频输出信号。合成电路用来对参考混频输出信号与多个辅助混频输出信号进行合成以产生输出信号，其中多个辅助信号混频电路中的辅助信号混频电路由对应辅助信号混频电路的辅助增益来设定，以补偿参考混频输出信号与每一个辅助混频输出信号之间的多个相位偏差，进而减少输出信号中谐波成分的功率。

依据本发明的第二实施方式，其提供信号转换装置。信号转换装置包含多个信号混频电路以及合成电路。多个信号混频电路用来接收一输入信号与多个分别具有不同相位的本地振荡信号，其中多个信号混频电路中的每一个信号混频电路用来接收多个本地振荡信号中之一，以及每一个信号混频电路均适用于：对输入信号提供增益来产生放大输入信号，增益依据多个信号混频电路之间的多个不匹配振幅与谐波抑制比的关系式来设定；以及产生振幅调变混频信号，振幅调变混频信号可代表为放大输入信号与本地振荡信号的乘积。合成电路用来对多个信号混频电路所产生的多个振幅调变混频信号进行合成以产生输出信号。

依据本发明的第三实施方式，其提供谐波抑制方法。谐波抑制方法包含有：依据输入信号、参考增益以及参考本地振荡信号以产生参考混频输出信号；产生多个辅助混频输出信号，每一个辅助混频输出信号依据输入信号、辅助增益以及辅助本地振荡信号来产生；合成参考混频输出信号与多个辅助混频输出信号以产生输出信号；以及其中多个辅助增益中的至少一个辅助增益设定来补偿参考混频输出信号与每一个辅助混频输出信号之间的多个相位偏差，以减少输出信号中谐波成分的功率。

本发明所提供的信号转换装置以及谐波抑制方法能够具有更好的谐波抑制能力。

附图说明

图1是本发明信号转换装置的第一实施方式示意图。

图2是本发明方波产生器的实施方式示意图。

图3是本发明信号转换装置的第二实施方式示意图。

图4A是本发明对应到参考方波为第一振荡频率的输出信号的第3阶谐波抑制比的第一实施方式的三维示意图。

图4B是本发明对应到参考方波为第二振荡频率的输出信号的第3阶谐波抑制比的第二实施方式的三维示意图。

图5是本发明信号转换装置的操作流程的实施方式流程图。

图6是本发明谐波抑制方法的实施方式流程图。

具体实施方式

在说明书及权利要求书当中使用了某些词汇来称呼特定的元件。本领域的技术人员应可理解，硬件制造商可能会用不同的名词来称呼同一个元件。本说明书及权利要求书并不以名称的差异来作为区分元件的方式，而是以元件在功能上的差异来作为区分的准则。在通篇说明书及权利要求书当中所提及的“包含”是开放式的用语，故应解释成“包含但不限定于”。此外，“耦接”一词在此是包含任何直接及间接的电气连接手段。因此，若文中描述第一装置耦接于第二装置，则代表第一装置可直接电气连接于第二装置，或通过其它装置或连接手段间接地电气连接到第二装置。

图1所示是依据本发明信号转换装置100的实施方式示意图。信号转换装置100可以实现为电视调频器的谐波抑制混频器(HarmonicRejection Mixer，HRM)、调频器、或任何其他宽频应用。信号转换装置100包含有参考信号混频电路102、多个辅助信号混频电路104、106以及合成电路110。参考信号混频电路100用来依据输入信号Si、参考增益Ar以及参考方波Sr来产生参考混频输出信号P_0M(t)。第一辅助信号混频电路104用来依据输入信号Si、第一辅助增益Aa1以及第一辅助方波Sas1来产生第一辅助混频输出信号P_1M(t)。第二辅助信号混频电路106用来依据输入信号Si、第二辅助增益Aa2以及第二辅助方波Sas2来产生第二辅助混频输出信号P_2M(t)。合成电路110用来合成参考混频输出信号P_0M(t)、第一辅助混频输出信号P_1M(t)以及第二辅助混频输出信号P_2M(t)以产生输出信号So，其中参考信号混频电路102依据参考增益Ar来设定，第一辅助信号混频电路104依据第一辅助增益Aa1来设定，以及第二辅助信号混频电路106依据第二辅助增益Aa2来设定。此外，第一辅助增益Aa1与第二辅助增益Aa2中至少一辅助增益用来补偿参考混频输出信号P_0M(t)与辅助混频输出信号P_1M(t)、P_2M(t)之间的多个相位偏差，以减少输出信号So中谐波成分的功率。

请注意，对应第一与第二辅助信号混频电路104、106分别的辅助增益Aa1、Aa2依据参考信号混频电路102与辅助信号混频电路104、106之间的多个不匹配振幅与输出信号So的谐波抑制比(HarmonicRejection Ratio)的关系式来设定。在另一实施方式中，对应第一与第二辅助信号混频电路104、106分别的辅助增益Aa1、Aa2依据多个辅助本地振荡信号(即Sas1、Sas2)的振荡频率来设定。

在此较佳实施方式中，合成电路110可以用跨阻放大器(Trans-impedance Amplifier，TIA)来加以实作，而跨阻放大器包含有放大器1102、反馈电阻1104以及反馈电容1106。然而，此并不作为本发明的限制所在。换句话说，合成电路110也可以用其他具有合成信号能力的电路来加以实作。反馈电阻1104与反馈电容1106并联，且反馈电阻1104与反馈电容1106具有共同端点耦接于放大器1102的输出端以及另一共同端点耦接于放大器1102的输入端。请注意，在本发明的另一较佳实施方式中，合成电路110也可以加法器，用来对参考混频输出信号P_0M(t)、第一辅助混频输出信号P_1M(t)以及第二辅助混频输出信号P_2M(t)进行加法运算以产生输出信号So。

在此一较佳实施方式中，信号转换装置100另包含有调整电路108。调整电路108耦接于参考信号混频电路102与辅助信号混频电路104、106的共同输出端Nc，而调整电路108用来调整合成电路110的输入阻抗Ri以减小出现在端点Nc上的干扰信号的功率。

此外，在此较佳实施方式中，参考信号混频电路102包含有参考增益级1022以及参考混频器1024。参考增益级1022用来提供参考增益Ar给输入信号Si以产生参考放大信号Sra。参考混频器1024用来依据参考方波Sr来对参考放大信号Sra进行调变(例如升频或降频)以产生参考混频输出信号P_0M(t)。第一补助信号混频电路104包含有辅助增益级1042以及辅助混频器1044。辅助增益级1042用来对输入信号Si提供第一辅助增益Aa1以产生第一辅助放大信号Sam1。辅助混频器1044用来依据第一辅助方波Sas1来对第一辅助放大信号Sam1进行调变(例如升频或降频)以产生第一辅助混频输出信号P_1M(t)。第二补助信号混频电路106包含有辅助增益级1062与辅助混频器1064。辅助增益级1062用来对输入信号Si提供第二辅助增益Aa2以产生第二辅助放大信号Sam2。辅助混频器1064用来依据第二辅助方波Sas2来对第二辅助放大信号Sam2进行调变(例如升频或降频)以产生第二辅助混频输出信号P_2M(t)。请注意，参考混频器1024与辅助混频器1044、1064可以是有源混频器或无源混频器。

此外，图2所示是依据本发明方波产生器200的实施方式示意图。方波产生器200用来产生参考方波Sr、第一辅助方波Sas1以及第二辅助方波Sas2至信号转换装置100。进一步来说，参考方波Sr是耦接于参考混频器1024，第一辅助方波Sas1是耦接于辅助混频器1044，而第二辅助方波Sas2是耦接于辅助混频器1064。方波产生器200包含有第一D触发器202、第二D触发器204、第三D触发器206以及第四D触发器208，每一个D触发器由差动时脉对CK、CKN来控制，且每一个D触发器具有四个端点D、DB、Q、QB。此外，四个D触发器202、204、206、208连接成负反馈的回路，如图2所示。如此一来，方波产生器200就可以产生八个不同相位的方波，其中每两个相邻的方波的相位差是45°。在此较佳实施方式中，参考方波Sr的相位是0°，第一辅助方波Sas1的相位是315°，第二辅助方波Sas2的相位是45°，其分别从三个端点N1、N2、N3输出。

然而，当方波产生器200耦接于信号转换装置100时，参考方波Sr、第一辅助方波Sas1以及第二辅助方波Sas2的相位可能会偏离它们所预定的相位值，原因是参考方波Sr、第一辅助方波Sas1以及第二辅助方波Sas2分别在参考混频器1024、辅助混频器1044以及辅助混频器1064所看到的负载偏移(unbalanced loading)所致，如图3所示。图3所示依据本发明信号转换装置300的第二实施方式示意图。为了简化起见，参考混频器1024、辅助混频器1044以及辅助混频器1064(即信号转换装置300的多个子混频器)分别用三个场效应三极管M1、M2、M3来表示，其分别用来接收参考方波Sr、第一辅助方波Sas1以及第二辅助方波Sas2以分别对参考放大信号Sra、第一辅助放大信号Sam1以及第二辅助放大信号Sam2进行调变，其中场效应三极管M1、M2、M3之间的大小(size)比例为请注意，将场效应三极管M1、M2、M3之间的大小比例设计为的原因是要使得场效应三极管M1、M2、M3的开启电阻(turn-on resistance)之间的比例为预定比例，即因此，经由运算，当参考增益级1022、辅助增益级1042、1062分别的增益(例如转导(Transconductance，gm))被调整时，场效应三极管M1、M2、M3的大小不会被调整的。但是，参考混频器1024、辅助混频器1044与辅助混频器1064之间大小的差异会造成参考方波Sr、第一辅助方波Sas1与第二辅助方波Sas2的相位偏离它们原本的预定值，即所谓的相位偏离(phase imbalance)。

进一步依据上述的情况来说，当方波产生器200耦接于信号转换装置100时，参考方波Sr可以来表示，第一辅助方波Sas1可以来表示，而第二辅助方波Sas2可以来表示，其中P₀(t)为方波的函数，T为方波的周期，θ₀为参考方波Sr的相位误差，θ₁为第一辅助方波Sas1的相位误差，以及θ₂为第二辅助方波Sas2的相位误差。此外，函数P₀(t)可以展开为以下方程式(1)：

$P_0\left(t\right)=\frac{4}{\mathrm{\π}}[\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)-\frac{1}{3}\cos \left(3\mathrm{\ωt}\right)+\frac{1}{5}\cos \left(5\mathrm{\ωt}\right)-\frac{1}{7}\cos \left(7\mathrm{\ωt}\right)+\frac{1}{9}\cos \left(9\mathrm{\ωt}\right)...].---\left(1\right)$

此外，参考增益Ar可以来表示，第一辅助增益Aa1可以(1+α₁)来表示，以及第二辅助增益Aa2可以(1+α₂)来表示，其中α₀为参考增益级1022的增益误差，α₁为辅助增益级1042的增益误差，以及α₂为辅助增益级1062的增益误差。因此，经由正常化后，参考混频输出信号P_0M(t)可以用以下方程式(2)来表示：

$P_{0M}\left(t\right)=(1+{\mathrm{\α}}_0)P_0(t+{\mathrm{\θ}}_0\frac{T}{2\mathrm{\π}}),---\left(2\right)$

第一辅助混频输出信号P_1M(t)可以用可以用以下方程式(3)来表示：

$P_{1M}\left(t\right)=(1+{\mathrm{\α}}_1)\frac{1}{\sqrt{2}}{P}_0(t-\frac{T}{8}+{\mathrm{\θ}}_1\frac{T}{2\mathrm{\π}}),---\left(3\right)$

以及第二辅助混频输出信号P_2M(t)可以用以下方程式(4)来表示：

$P_{2M}\left(t\right)=(1+{\mathrm{\α}}_2)\frac{1}{\sqrt{2}}{P}_0(t+\frac{T}{8}+{\mathrm{\θ}}_2\frac{T}{2\mathrm{\π}}).---\left(4\right)$

在此较佳实施方式中，参考信号混频电路102设计为第一辅助信号混频电路104与第二辅助信号混频电路106的参考电路。因此，为了方便起见，参考增益级1022的增益误差与参考方波Sr的相位误差θ₀均设为零。如此一来，辅助增益级1042、1062分别的增益误差α₁，α₂(即振幅偏差(Amplitude Mismatch，AM))可以分别用以下方程式(5)、(6)来表示：

${\mathrm{\α}}_1=\sqrt{2}\frac{I_1}{I_0}-1,---\left(5\right)$

${\mathrm{\α}}_2=\sqrt{2}\frac{I_2}{I_0}-1.---\left(6\right)$

第一辅助方波Sas1与第二辅助方波Sas2的相位误差θ₁，θ₂(即相位偏差)分别可以分别用以下方程式(7)、(8)来表示：

请注意，上述的多个参数I₀、I₁、I₂参考混频器1024、辅助混频器1044与辅助混频器1064分别的输出电流(如图1所示)，而参数P(I₀)、P(I₁)、P(I₂)则这些电流所对应的稳态(Steady-state)相位。此外，参数n用来调变参数P(I_i)(i＝0，1，2)的方波的阶数(order)。

如此一来，当参考混频输出信号P_0M(t)、第一辅助混频输出信号P_1M(t)与第二辅助混频输出信号P_2M(t)由合成电路110进行混频后，输出信号So的第3阶谐波抑制比HRR3与第5阶谐波抑制比HRR5可以分别用以下方程式(9)、(10)来表示：

$\mathrm{HRR}3=10\log \frac{{9[2+(1+{\mathrm{\α}}_1)(\cos {\mathrm{\θ}}_1+\sin {\mathrm{\θ}}_1)+(1+{\mathrm{\α}}_2)(\cos {\mathrm{\θ}}_2-\sin {\mathrm{\θ}}_2)]}^2+A}{{[-2+(1+{\mathrm{\α}}_1)(\cos 3{\mathrm{\θ}}_1-\sin 3{\mathrm{\θ}}_1)+(1+{\mathrm{\α}}_2)(\cos 3{\mathrm{\θ}}_2+\sin 3{\mathrm{\θ}}_2)]}^2+B},---\left(9\right)$

其中A＝9[(1+α₁)(cosθ₁-sinθ₁)-(1+α₂)(cosθ₂+sinθ₂)]²以及B＝[(1+α₁)(-cos 3θ₁-sin 3θ₁)+(1+α₂)(cos 3θ₂-sin 3θ₂)]²；以及

$\mathrm{HRR}5=10\log \frac{{25[2+(1+{\mathrm{\α}}_1)(\cos {\mathrm{\θ}}_1+\sin {\mathrm{\θ}}_1)+(1+{\mathrm{\α}}_2)(\cos {\mathrm{\θ}}_2-\sin {\mathrm{\θ}}_2)]}^2+C}{{[2-(1+{\mathrm{\α}}_1)(\cos 5{\mathrm{\θ}}_1+\sin 5{\mathrm{\θ}}_1)-(1+{\mathrm{\α}}_2)(\cos 5{\mathrm{\θ}}_2-\sin 5{\mathrm{\θ}}_2)]}^2+D},---\left(10\right)$

其中C＝25[(1+α₁)(cosθ₁-sinθ₁)-(1+α₂)(cosθ₂+sinθ₂)]²以及D＝[-(1+α₁)(cos 5θ₁-sin 5θ₁)+(1+α₂)(cos 5θ₂+sin 5θ₂)]²。

依据方程式(9)、(10)可以得知，输出信号So的第3阶谐波抑制比HRR3与第5阶谐波抑制比HRR5可以由四个变量来决定，即α₁、α₂、θ₁、θ₂。若第一辅助方波Sas1与第二辅助方波Sas2分别的相位误差θ₁、θ₂得出后，输出信号So的第3阶谐波抑制比HRR3与第5阶谐波抑制比HRR5与振幅偏差α₁，α₂之间的关系可以用三维(Three dimensional，3D)曲线图来显示。

为了更进一步描述此较佳实施方式的技术特征，输出信号So的第3阶谐波抑制比HRR3的分布以图4A与图4B来显示，其中图4A所示依据本发明的第一实施方式对应到参考方波Sr为第一振荡频率的输出信号So的第3阶谐波抑制比HRR3的三维示意图。图4B所示依据本发明的第二实施方式对应到参考方波Sr为第二振荡频率的输出信号So的第3阶谐波抑制比HRR3的三维示意图。请注意，在此实施方式中，对应到图4A的参考方波Sr的振荡频率高于对应到图4B的参考方波Sr的振荡频率。换句话说，第一辅助方波Sas1与第二辅助方波Sas2之间会因为不同的振荡频率而产生不同的相位偏差，因此，图4A与图4B中，其最佳的第3阶谐波抑制比会产生不同的振幅偏差(即(α₁＝α1a，α₂＝α2a)与(α₁＝α1b，α₂＝α2b)。

在此较佳实施方式中，另提供了处理电路(未图示)，处理电路用来扫描方程式(9)的变量α₁、α₂以得到第3阶谐波抑制比HRR3的分布，如图4A所示。因此，对参考方波Sr为第一振荡频率来说，最佳的第3阶谐波抑制比HRR3A的座标会出现在α₁＝α_1a与α₂＝α_2a的位置。当处理电路运算出最佳的第3阶谐波抑制比HRR3A的座标后，处理电路就会依据α_1a、α_2a将辅助增益级1042与辅助增益级1062分别的第一辅助增益Aa1与第二辅助增益Aa2分别调整为第一调整辅助增益与第二调整辅助增益。进一步来说，在较佳实施方式中，第一调整辅助增益Aa1与第二调整辅助增益Aa2可以分别设定为(1+α_1a)与(1+α_2a)。因此，对参考方波Sr为第一振荡频率来说，信号转换装置100所产生的输出信号So的第3阶谐波抑制比HRR3要被调整为最佳的第3阶谐波抑制比HRR3A。

此外，对参考方波Sr为第二振荡频率来说，最佳的第3阶谐波抑制比HRR3B的座标会出现在α₁＝α_1b与α₂＝α_2b的位置。当处理电路运算出最佳的第3阶谐波抑制比HRR3B的座标后，处理电路就会依据α_1b、α_2b将辅助增益级1042与辅助增益级1062分别的第一辅助增益Aa1与第二辅助增益Aa2分别调整为第一调整辅助增益与第二调整辅助增益。同理，此一较佳实施方式中，第一调整辅助增益Aa1与第二调整辅助增益Aa2可以分别设定为(1+α_1b)与(1+α_2b)。因此，对参考方波Sr为第二振荡频率来说，信号转换装置100所产生的输出信号So的第3阶谐波抑制比HRR3要被调整为最佳的第3阶谐波抑制比HRR3B。

因此，经由依据操作频率(即参考方波Sr的振荡频率)来调整辅助增益级1042与辅助增益级1062分别的第一辅助增益Aa1与第二辅助增益Aa2，参考放大信号Sra、第一辅助放大信号Sam1与第二辅助放大信号Sam2就会于分别输入参考混频器1024、辅助混频器1044、1064之前，其分别的振幅会先被调整至所需的振幅(即最佳的振幅)。如此一来，由信号转换装置100所产生的输出信号So的第3阶谐波抑制比HRR3就会被提升至最佳的第3阶谐波抑制比。更进一步，第一辅助增益Aa1与第二辅助增益Aa2的调整可以通过调整辅助增益级1042、1062分别的转导(gm)参数来达成。

请注意，所属技术领域内具有通常知识者应可以轻易了解输出信号So中第5阶谐波抑制比HRR5也可以用上述方法提升至其最佳的第5阶谐波抑制比，故在此不另赘述。更进一步，所属技术领域内具有通常知识者也可轻易了解，经由对上述实施方式作出适当的修改后，其也可以应用在更高阶的谐波抑制混频器，例如第5阶的谐波抑制混频器(即其会具有5个子混频器，且相邻的两个子混频器会具有30度的相位差)以及第7阶的谐波抑制混频器(即其会具有7个子混频器，且相邻的两个子混频器会具有22.5度的相位差)。

此外，当信号转换装置300的输入信号Si为射频(Radio Frequency，(RF))信号时，存在于三极管的闸极端与源/汲端之间的耦合电容(即图3中标号为302-312的元件)将会成为一个严重的问题。进一步来说，例如当高频的射频信号Srf(例如射频干扰信号)通过电容306、308耦合至第二场效应三极管M2的输出端时，第一场效应三极管M1的输出端也会看到此射频信号Srf，原因在于端点Nc会具有相当大的阻抗。此时高频的射频信号Srf就会与参考方波Sr的谐波进行自混频(Self-mixing)的操作，进而产生反向降频信号Sfb。如此一来，有效的(即最终的)参考混频输出信号就会是信号P_0M(t)与信号Sfb的结合。而且，其相位误差就会偏离原来的值θ₁、θ₂。为了解决此问题，调整电路108另耦接于参考信号混频电路102与多个辅助信号混频电路104、106的共同端点Nc以减小合成电路110的输入阻抗Ri，进而减少上述的自混频现象。

依据本发明的较佳实施方式，调整电路108可以是可调电容器，如图3所示，其中可调电容器的电容值会随着参考方波Sr的振荡频率而变。当可调电容器耦接于共同的输出端点Nc与接地电压Vgnd之间时，经由调整可调电容器的电容值，可调电容器就可以用来将射频信号Srf旁通至接地电压Vgnd，其中可调电容器的电容值大致上反比于参考方波Sr的振荡频率。进一步来说，可调电容器在共同的输出端点Nc与接地电压Vgnd之间提供了低阻抗路径，以用来将射频信号Srf旁通至接地电压Vgnd。如此一来，射频信号Srf与参考方波Sr的谐波之间的自混频问题就可以解决了。

请注意，本发明并未受限于利用可调电容器来实作调整电路108，任何与其具有相似特性的电路也属于本发明所保护的范畴，例如可调式电感电容库(Inductor-capacitor Tank)。

此外，在本发明的另一较佳实施方式中，调整电路108也可仅以电容器来加以实作，其中电容器具有固定电容值。在此较佳实施方式中，变量α₁、α₂可以利用上述方程式(9)与(10)来计算出，其中方程式(9)与(10)是对应到较高的操作频率。反之，当操作频率为较低的操作频率时，另一旁路电容可以用来补偿上述电容以将高频的射频信号Srf旁通至接地电压Vgnd。

此外，在此较佳实施方式中，虽然信号转换装置100包含有一个参考信号混频电路与两个辅助信号混频电路，但这并不作为本发明的限制。换句话说，参考信号混频电路可以视为信号转换装置中的另一个辅助信号混频电路。进一步来说，在另一较佳实施方式中，信号转换装置可包含多个信号混频电路与合成电路，每一个信号混频电路是用来接收输入信号与本地振荡信号，而每一个本地振荡信号会具有不同的相位，以及每一个信号混频电路都可以接收不同的本地振荡信号并用来：对输入信号提供增益以产生放大输入信号，增益依据多个信号混频电路之间的多个不匹配振幅与谐波抑制比的关系式来设定；以及产生振幅调变混频信号，振幅调变混频信号可代表为放大输入信号与本地振荡信号的乘积。合成电路用来对多个信号混频电路所产生的多个振幅调变混频信号进行合成以产生输出信号。请注意，在阅读完上述所有实施方式的技术特征后，所属技术领域内具有通常知识者应可以轻易了解此较佳实施方式的操作，故在此不另赘述。

以上所述的较佳实施方式300的操作也可以整理为图5所示的步骤流程。图5所示依据本发明的实施方式的信号转换装置300的操作流程500的流程图。倘若大体上可达到相同的结果，并不需要一定照图5所示的流程中的步骤顺序来进行，且图5所示的步骤不一定要连续进行，即其他步骤也可插入其中。信号转换装置300的操作流程500包含有下列步骤：

步骤502：分别设定多个辅助信号混频电路(例如多个辅助信号混频电路104、106)的多个辅助增益Aa1、Aa2；

步骤504：利用参考信号混频电路(例如参考信号混频电路102)来依据输入信号Si、参考增益Ar以及参考本地振荡信号Sr以产生参考混频输出信号P_0M(t)；

步骤506：利用多个辅助信号混频电路(例如多个辅助信号混频电路104、106)中的每一个辅助信号混频电路来依据输入信号、辅助增益以及辅助本地振荡信号来产生辅助混频输出信号；

步骤508：利用合成电路(例如合成电路110)来将参考混频输出信号P_0M(t)与多个辅助混频输出信号P_1M(t)、P_2M(t)进行合成以产生输出信号So；

步骤510：调整合成电路的输入阻抗Ri以减少自混频现象。

此外，运算出多个辅助信号混频电路104、106分别的最佳辅助增益Aa1、Aa2的操作可以整理为图6中所示的步骤。图6所示依据本发明谐波抑制方法600的实施方式流程图。倘若大体上可达到相同的结果，并不需要一定照图6所示的流程中的步骤顺序来进行，且图6所示的步骤不一定要连续进行，即其他步骤也可插入其中。谐波抑制方法600包含有下列步骤：

步骤602：利用方波产生器(例如方波产生器200)来产生参考方波Sr、第一辅助方波Sas1与第二辅助方波Sas2；

步骤604：利用参考信号混频电路(例如参考信号混频电路102)来依据输入信号Si、参考增益Ar(即)与参考方波Sr以产生参考混频输出信号P0M(t)；

步骤606：利用第一辅助信号混频电路(例如辅助信号混频电路104)来依据输入信号Si、辅助增益Aa1(即1)与辅助方波Sas1来产生第一辅助混频输出信号P1M(t)；

步骤608：利用第二辅助信号混频电路(例如辅助信号混频电路106)来依据输入信号Si、辅助增益Aa2(即1)与辅助方波Sas2来产生第二辅助混频输出信号P2M(t)；

步骤610：利用合成电路(例如合成电路110)来将参考混频输出信号P0M(t)、第一辅助混频输出信号P1M(t)与第二辅助混频输出信号P2M(t)进行合成以产生输出信号So；

步骤612：扫描方程式(9)的变量α1、α2以得出第3阶谐波抑制比HRR3的分布来得到最佳的第3阶谐波抑制比HRR3A；

步骤614：依据步骤612中所得到的结果对第一和第二个辅助信号混频电路的辅助增益Aa1、Aa2中至少一个辅助增益进行更新；

步骤616：利用调整电路(例如调整电路108)来调整合成电路的输入阻抗Ri以将高频射频信号旁通至接地电压，进而减少自混频现象以得到原本的相位误差θ₁、θ₂。

依据关于上述较佳实施方式的描述可以得知，参考信号混频电路102可当成第一辅助信号混频电路104与第二辅助信号混频电路106的参考电路，因此多个辅助信号混频电路104、106的辅助增益Aa1、Aa2的至少一个辅助增益可以被调整以将第3阶谐波抑制比HRR3调整为最佳的第3阶谐波抑制比HRR3A，如步骤612-614所示。此外，为了避免高频的射频信号Srf与参考方波Sr的谐波、高频的射频信号Srf与第一辅助方波Sas1的谐波以及高频的射频信号Srf与第二辅助方波Sas2的谐波之间的自混频现象，另利用调整电路108(例如可调电容器)来耦接于参考信号混频电路102与多个辅助信号混频电路104、106的共同端点Nc，并调整可调电容器的电容值以将高频的射频信号Srf旁通至接地电压Vgnd，其中可调电容器的电容值与参考方波Sr的振荡频率大致上成反比关系，如步骤616所示。

综上所述，本发明所提供的实施方式调整参考增益级1022的参考增益Ar、辅助增益级1042的第一辅助增益Aa1与辅助增益级1062的第二辅助增益Aa2中的至少一增益来补偿参考混频器1024、辅助混频器1044与辅助混频器1064之间的相位偏差。此外，本发明另提供调整电路来将高频的射频信号Srf旁通至接地电压Vgnd。由于并未导入复杂的电路，因此本发明的实施方式制做简单且不会消耗整个系统太多的功率。

本领域中技术人员应能理解，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可对本发明做许多更动与改变。因此，上述本发明的范围具体应以后附的权利要求界定的范围为准。

Claims (26)

1.一种信号转换装置，包含有:

参考信号混频电路，用来依据输入信号、参考增益以及参考本地振荡信号，以产生参考混频输出信号；

多个辅助信号混频电路，每一个辅助信号混频电路用来依据上述输入信号、辅助增益以及辅助本地振荡信号以产生辅助混频输出信号；以及

合成电路，用来对上述参考混频输出信号与多个辅助混频输出信号进行合成以产生输出信号，其中上述多个辅助信号混频电路中的至少一个根据其增益误差，调整对应的辅助增益，来补偿上述参考混频输出信号与每一个辅助混频输出信号之间的多个相位偏差，以减少上述输出信号中谐波成分的功率。

2.如权利要求1所述的信号转换装置，其特征在于，对应上述辅助信号混频电路的上述辅助增益依据上述参考信号混频电路与上述多个辅助信号混频电路之间的多个不匹配振幅与上述输出信号的谐波抑制比的关系式来调整。

3.如权利要求1所述的信号转换装置，其特征在于，对应上述辅助信号混频电路的上述辅助增益依据上述辅助本地振荡信号的振荡频率来调整。

4.如权利要求1所述的信号转换装置，其特征在于，上述参考本地振荡信号与上述多个辅助本地振荡信号均为方波。

5.如权利要求1所述的信号转换装置，其特征在于，至少一个辅助本地振荡信号的相位相异于上述辅助本地振荡信号的预定相位。

6.如权利要求1所述的信号转换装置，其特征在于，上述参考信号混频电路包含有:

参考增益级，用来对上述输入信号提供上述参考增益以产生参考放大信号；以及

参考混频器，用来依据上述参考本地振荡信号来调变上述参考放大信号以产生上述参考混频输出信号；以及

上述多个辅助信号混频电路中的每一个辅助信号混频电路包含有:

辅助增益级，用来对上述输入信号提供上述辅助增益以产生辅助放大信号；以及

辅助混频器，用来依据上述辅助本地振荡信号来调变上述辅助放大信号来产生上述辅助混频输出信号。

7.如权利要求1所述的信号转换装置，另包含有:

调整电路，耦接于上述参考信号混频电路与上述多个参考信号混频电路的共同输出端点，上述调整电路用来调整上述合成电路的输入阻抗以减小上述输出信号中上述谐波成分的功率。

8.如权利要求7所述的信号转换装置，其特征在于，上述调整电路是可调电容器。

9.如权利要求8所述的信号转换装置，其特征在于，上述可调电容器的电容值与上述参考本地振荡信号的振荡频率大致上成反比关系。

10.如权利要求7所述的信号转换装置，其特征在于，上述调整电路是可调式电感电容库。

11.如权利要求1所述的信号转换装置，其特征在于，上述合成电路是跨阻放大器。

12.如权利要求1所述的信号转换装置，其特征在于，上述增益与上述辅助增益中至少一个增益是可调增益，以及上述可调增益被调整来减小上述信号中上述谐波成分的功率。

13.一种信号转换装置，包含有:

多个信号混频电路，用来接收输入信号与分别具有不同相位的多个本地振荡信号，其中上述多个信号混频电路中的每一个信号混频电路用来接收上述多个本地振荡信号其中之一，以及每一个信号混频电路均适用于:

对上述输入信号提供增益来产生放大输入信号，上述增益依据上述多个信号混频电路之间的多个不匹配振幅与谐波抑制比的关系式来调整；以及

产生振幅调变混频信号，上述振幅调变混频信号可代表为上述放大输入信号与上述本地振荡信号的乘积；以及

合成电路，用来对上述多个信号混频电路所产生的上述多个振幅调变混频信号进行合成以产生输出信号。

14.如权利要求13所述的信号转换装置，其特征在于，上述多个本地振荡信号均为方波。

15.如权利要求13所述的信号转换装置，其特征在于，上述多个信号混频电路中的每一个信号混频电路包含有:

增益级，用来对上述输入信号提供上述增益以产生上述放大输入信号；以及

混频器，用来依据上述本地振荡信号调变上述放大输入信号以产生上述振幅调变混频信号。

16.如权利要求13所述的信号转换装置，另包含有:

调整电路，耦接于上述多个信号混频电路的共同输出端，上述调整电路用来调整上述合成电路的输入阻抗以减小上述输出信号中的谐波成分的功率。

17.如权利要求16所述的信号转换装置，其特征在于，上述调整电路是可调电容器。

18.如权利要求17所述的信号转换装置，其特征在于，上述可调电容器的电容值与上述本地振荡信号的振荡频率大致上成反比关系。

19.如权利要求16所述的信号转换装置，其特征在于，上述调整电路是可调式电感电容库。

20.如权利要求13所述的信号转换装置，其特征在于，上述合成电路是跨阻放大器。

21.一种谐波抑制方法，包含有:

依据输入信号、参考增益以及参考本地振荡信号以产生参考混频输出信号；

产生多个辅助混频输出信号，每一个辅助混频输出信号依据上述输入信号、辅助增益以及辅助本地振荡信号来产生；

合成上述参考混频输出信号与上述多个辅助混频输出信号以产生输出信号；

其中，根据上述产生多个辅助混频输出信号的步骤中出现的增益误差，调整上述多个辅助增益中的至少一个辅助增益，来补偿上述参考混频输出信号与每一个辅助混频输出信号之间的多个相位偏差，以减少上述输出信号中谐波成分的功率。

22.如权利要求21所述的谐波抑制方法，其特征在于，上述参考本地振荡信号与上述多个辅助本地振荡信号均为方波。

23.如权利要求21所述的谐波抑制方法，其特征在于，至少一个辅助本地振荡信号的相位相异于上述辅助本地振荡信号的预定相位。

24.如权利要求23所述的谐波抑制方法，其特征在于，产生上述参考混频输出信号的上述步骤包含有:

对上述输入信号提供上述参考增益以产生参考放大信号；以及

依据上述参考本地振荡信号来调变上述参考放大信号以产生上述参考混频输出信号；以及

上述产生辅助混频输出信号的步骤包含有:

对上述输入信号提供上述辅助增益以产生辅助放大信号；以及

依据上述辅助本地振荡信号来调变上述辅助放大信号以产生上述辅助混频输出信号。

25.如权利要求21所述的谐波抑制方法，另包含有:

调整上述合成电路的输入阻抗以减小上述输出信号中上述谐波成分的功率。

26.如权利要求21所述的谐波抑制方法，其特征在于，上述参考增益与上述多个辅助增益中至少一个增益是可调增益，以及上述可调增益被调整来减小上述输出信号中上述谐波成分的功率。