JP4601807B2 - 高周波電力増幅器 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は高周波電力増幅器に関し、特に移動体通信または衛星通信用等のマイクロ波またはミリ波帯の通信機に用いられる高周波電力増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、移動体通信または衛星通信用等のマイクロ波またはミリ波帯の通信機に用いられる高周波電力増幅器において、トランジスタの出力回路の基本波の周波数における負荷だけでなく、高周波の周波数における負荷も制御すれば、基本波負荷のみを制御した場合にくらべてトランジスタが高効率に動作することは広く知られている。ここで、基本波は周波数の最も低いものであり、高調波はその周波数が基本波の周波数の整数倍となるものである。
【０００３】
入力高周波負荷にも高効率動作のための最適な負荷条件が存在することが紹介されている。例えば特許第２６９５３９５号（高周波電力増幅器）では、入力側高調波制御が効率の向上に有効であり、入力側高調波制御回路が２次高調波より低い周波数に対して共振点を有し、入力インピーダンスが（０＋ｊ４Ω）、（０＋ｊ２５Ω）、（５＋ｊ２５Ω）、（５＋ｊ４Ω）の範囲に最適負荷条件があることが記載されており、２次高調波のインピーダンスが低い領域に設定されることにより高効率動作が可能であると記載されている。ここで、高調波のうち、その周波数が基本波の奇数倍のものを奇数次高調波、偶数倍のものを偶数次高調波という。
【０００４】
特開平７−２２８７２（電力増幅器）では、ヘテロ接合バイポーラトランジスタにおいて高効率動作を得るための入力、出力高調波の負荷条件を短絡負荷とすることが有効であると記載されており、上述の特許第２６９５３９５号と同様に、やはり低インピーダンス負荷に設定することにより高効率化が可能であると記載されている。奇数時高調波、特に３次高調波の影響については特に示されていないか、または影響が少ないとしている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように、高周波電力増幅器におけるトランジスタの動作の高効率化を実現する従来の回路構成では、インピーダンス整合回路の入力側の偶数次高調波負荷を短絡負荷とする回路構成に限定されていたという問題があった。
【０００６】
さらに、信号の周波数が高くなる、すなわち高調波の次数が高くなるほど、高調波処理回路で反射する高調波振幅がトランジスタの入力端面に達するまでに線路の伝播損失により小さくなり、十分な反射量が得られないという問題があった。
【０００７】
そこで、本発明の目的は、上記問題を解決するためになされたものであり、インピーダンス整合回路の入力側の高調波負荷を短絡負荷に限定することなく、トランジスタの動作を高効率化することができる高周波電力増幅器を提供することにある。
【０００８】
さらに、高調波反射量を大きくすることができる高周波電力増幅器を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
この発明の高周波電力増幅器は、信号増幅を行うトランジスタと、前記トランジスタの入力側に接続された入力側インピーダンス整合回路とを備えた高周波電力増幅器であって、前記入力側インピーダンス整合回路が高周波信号における基本波の偶数次高調波に対してインピーダンスが実質的に開放負荷をなし、前記トランジスタの入力端から前記入力側インピーダンス整合回路を見た場合の反射係数について、２次高調波の反射位相角が０ないし９０度、反射量が０．６ないし１．０であるものである。
【００１０】
この発明の高周波電力増幅器は、信号増幅を行うトランジスタと、前記トランジスタの入力側に接続された入力側インピーダンス整合回路とを備えた高周波電力増幅器であって、前記入力側インピーダンス整合回路が高周波信号における基本波の奇数次高調波に対してインピーダンスが実質的に短絡負荷をなし、前記トランジスタの入力端から前記入力側インピーダンス整合回路を見た場合の反射係数について、３次高調波の反射位相角が１１０ないし２７０度、反射量が０．６ないし１．０であるものである。
【００１３】
ここで、この発明の高周波電力増幅器において、前記入力側インピーダンス整合回路は、信号入力端子から順に、第３次高調波反射回路、第２次高調波処理回路、基本波整合回路と配置することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、各実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００１７】
発明者らのシミュレーションおよび実験に基づく検討によれば、高周波電力増幅回路において、インピーダンス整合回路の出力側高調波負荷条件が偶数次に開放負荷であり奇数時に短絡負荷である場合には、インピーダンス整合回路の入力側第２次（偶数次）高調波負荷が開放負荷または高インピーダンス負荷である場合の方が高効率となることが確認された。さらに同様の場合、入力側第３次（奇数次）高調波負荷が短絡負荷または低インピーダンス負荷である場合の方が高効率となることが確認された。以下では、トランジスタの動作を高効率化するために、インピーダンス整合回路の入力側高調波負荷を最適化する本願発明の回路構成の一例を説明する。
【００１８】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における高周波増幅器の回路構成を示す。図１において、符号１はトランジスタ、２は信号線路１（線路長Ｌ１、線路幅Ｗ１）、３は信号線路２（線路長Ｌ２、線路幅Ｗ２）、４は信号線路３(線路長Ｌ３、線路Ｗ３)、５は信号線路４（線路長Ｌ４、線路Ｗ４）、６は信号線路５（線路長Ｌ５、線路Ｗ５）、７は出力側整合回路、８は信号入力端子、９は信号出力端子である。信号線路１等の途中または末端においてインピーダンスの不整合があると、入射波が一部反射する。この反射波と入射波との比を反射係数という。図１で符号１０はトランジスタ１から入力側の整合回路を見たときの反射係数（Γin）を示している。一般に、位相定数βを持つ信号線路のｚ方向の電圧Ｖ（ｚ）は、
【００１９】
【数１】

【００２０】
と表すことができる。ここで、Ａ、Ｂは適当な定数であり、第１項は入射波、第２項は反射波を表す。ｚ＝ｌにおける入射波と反射波との比、すなわち反射係数Γ（ｌ）は、
【００２１】
【数２】

【００２２】
と表すことができる。ここで、｜Ｂ／Ａ｜は反射量、θは位相角を示す。
【００２３】
図１に示されるように、信号線路３、４および５は直列に接続されており、信号線路３と４との間のノードＡに信号線路１が接続され、信号線路４と５との間のノードＢに信号線路２が接続されている。図１に示される信号線路１ないし５の線路長Ｌ１ないしＬ５と線路幅Ｗ１ないしＷ５とを調整することにより、第２次高調波に対しては開放負荷（Γinの反射位相角０〜９０度、反射量が０．６〜１．０）、第３次高調波に対しては短絡負荷（Γinの位相角が１１０〜２７０度、反射量が０．６〜１．０）となるように調整する。
【００２４】
図２は、本発明の実施の形態１におけるＧａＡｓＦＥＴにて行った反射係数Γinについて、第２次、第３次高調波の位相角θに対する電力負荷効率（％）の変化を実側した結果を示す。図２に示されるように、電力負荷効率は反射係数Γinの位相角θが第２次高調波に対しては、反射位相角θ＝０〜９０度の範囲で８０％ないし８５％と高効率となっており、θ＝１３０〜１９０度の範囲では６０％ないし６５％と低下している。電力負荷効率は反射係数Γinの位相角θが第３次高調波に対しては、反射位相角θ＝１１０〜２７０度の範囲で８０％ないし８５％と高効率となっている。特に第３次高調波に対して反射位相角θ＝１４０〜１９０度の範囲では、第２次高調波による効率の低下（１３０〜１９０度）を抑制する効果があることがわかる。
【００２５】
以上より、実施の形態１によれば、図１に示される高周波電力増幅回路において、信号線路１ないし５の線路長Ｌ１ないしＬ５と線路幅Ｗ１ないしＷ５とを調整することにより、第２次高調波に対しては開放負荷（Γinの反射位相角０〜９０度、反射量が０．６〜１．０）、第３次高調波に対しては短絡負荷（Γinの位相角が１１０〜２７０度、反射量が０．６〜１．０）となるように調整することができる。このため、インピーダンス整合回路の入力側高調波負荷を最適化することにより、トランジスタの動作を高効率化することができる。
【００２６】
実施の形態２．
図３は、本発明の実施の形態２における高周波増幅器の回路構成を示す。図３で図１と同じ符号を付した箇所は同じ要素を示すため説明は省略する。図３において、符号１１は入力側基本波整合回路、１２は入力側第２次高調波処理回路、１３は入力側第３次高調波反射回路である。図３に示されるように、入力側基本波整合回路１１、入力側第２次高調波処理回路１２および入力側第３次高調波反射回路１３は直列に接続されている。高調波処理回路１２によりトランジスタ１の動作効率を向上させるために、反射する位相角のみでなく、その反射量を大きくする必要がある。一般に、信号の周波数が高くなる、すなわち高調波の次数が高くなるほど、高調波処理回路１２で反射する高調波振幅がトランジスタ１の入力端面に達するまでに線路の伝播損失により小さくなり、十分な反射量が得られないことが問題となる。しかし図３に示すように、本発明の実施の形態２における高周波増幅回路の回路構成は、高次の高調波処理回路１２ほどトランジスタ１の近くに設置することにより高調波処理回路１２とトランジスタ１との間の線路長を短くし、高調波反射量を大きくすることができる。
【００２７】
以上より、実施の形態２によれば、高次の高調波処理回路１２ほどトランジスタ１の近くに設置することにより、高調波処理回路１２とトランジスタ１との間の線路長を短くし、高調波反射量を大きくすることができる。
【００２８】
実施の形態３．
図４は、本発明の実施の形態３における高周波増幅器の回路構成を示す。図４で図１と同じ符号を付した箇所は同じ要素を示すため説明は省略する。図４において、符号１４は前段トランジスタ、１５は後段トランジスタ、１６は段間整合回路、１７は後段トランジスタ１５から見た入力側の反射係数（Γin１）、１８は段間整合回路１６から見た前段トランジスタ１４の出力側の反射係数（Γout２）、１９は段間整合回路１６から見た前段トランジスタ１４の反射係数（Γ２）である。
【００２９】
上述のように、先行出願では高調波負荷の調整にパッシブの共振回路による反射で高調波負荷調整をおこなっている。しかし、本発明の実施の形態３では図４に示されるようにトランジスタを多段接続し、多段アンプの前段トランジスタ１４から発生した高調波を後段トランジスタ１５に入力することにより、共振回路による高調波反射回路を用いずに後段トランジスタ１５の高調波負荷を高効率となるように制御することができる。
【００３０】
本実施の形態３では出力が大きい後段トランジスタ１５を高効率で動作させることを目的とし、前段トランジスタ１４とＡ〜ＡＢ級の動作点で動作させ高調波成分をより多く発生させる。段間整合回路１６は、前段トランジスタ１４と後段トランジスタ１５の段間整合について、基本波だけでなく高調波についてもインピーダンス整合させ、前段トランジスタ１４で発生した高調波を後段トランジスタ１５に入力する。前段トランジスタ１４で能動的に発生した高調波を利用して後段トランジスタ１５の入力側高調波の負荷調整をおこなうため、実施の形態１に示すような後段トランジスタ１５の入力側で発生した高調波を反射させる場合に比べて大きな反射量を得ることができる。後段トランジスタ１５から段間整合回路１６を見た時の高調波負荷（位相、振幅）は、後段トランジスタ１５の効率が最大となるように調整する。好適には、反射係数Γin１（１７）について３次高調波の位相角が１１０〜２７０度、反射量が０．６〜１．０であることが望ましい。
【００３１】
さらに、偶数時または奇数時の高周波について後段トランジスタ１５と前段トランジスタ１４と接続する段間整合回路１６によりインピーダンス整合を行う。前段トランジスタ１４で発生した高周波が後段トランジスタ１５に入力され、段間整合回路１６の調整により、後段トランジスタ１５の高周波負荷が上述のように調整されることが好適である。
【００３２】
図５は、本発明の実施の形態３におけるスミスチャート上の負荷表示を示す。図５において、符号２０は図４の後段トランジスタ１５から見た入力側の２次高調波負荷（Ｚｉｎ１（２ｆ０））、２１は図４の段間整合回路１６から見た前段トランジスタ１４の出力側の２次高調波負荷（Ｚｏｕｔ２（２ｆ０））、２２は図４の段間整合回路１６から見た前段トランジスタ１４の２次高調波負荷（Ｚ２（２ｆ０））である。
【００３３】
図４の段間整合回路１６により、段間整合回路１６から見た前段トランジスタ１４の出力側の２次高調波負荷２１、段間整合回路１６から見た前段トランジスタ１４の２次高調波負荷２２の負荷は共役整合し、前段トランジスタ１４から発生した２次高調波は後段トランジスタ１５に入力される。さらに段間整合回路１６の線路長を調整して図４の１７の位置に負荷をあわせることにより、高効率動作を得ることができる。
【００３４】
以上より、実施の形態３によれば、トランジスタを多段接続し、多段アンプの前段トランジスタ１４から発生した高調波を後段トランジスタ１５に入力することにより、共振回路による高調波反射回路を用いずに後段トランジスタ１５の高調波負荷を高効率となるように制御することができる。
【００３５】
実施の形態４．
図６は、本発明の実施の形態４における高周波増幅器の回路構成を示す。図６で図１または図３と同じ符号を付した箇所は同じ要素を示すため説明は省略する。図６において、符号２３は電力分配回路、２４は電力合成回路、２５は出力側第３次高調波処理回路、２６は出力側第２次高調波処理回路、２７は出力側基本波整合回路、２８はセル単位に分割したトランジスタ、２９はセル単位に分割したトランジスタから見た入力側整合回路の負荷（Ｚｉｎｃ）である。
【００３６】
トランジスタの入出力負荷が低下すると、これと整合する入出力整合回路の負荷も小さくなり基本波反射量が増大する。このため基本波に対する高調波反射量が相対的に低下する。そこで本発明の実施の形態４では、高調波反射量を大きくするため、基本波負荷並列に動作するトランジスタをセルに分割し（２８）、セル単位で入出力整合回路１１の高調波負荷を高効率となるように負荷を調整する。トランジスタセル２８とその入出力整合回路１１とを含む単位を電力分配回路２３および電力合成回路２４により並列に合成して、各トランジスタセル２８からみた高調波反射量を大きくし、トランジスタ２８の高効率化に必要な高調波反射量を得ることができる。トランジスタを分割せずに高調波処理回路を形成した場合に比べて、各セル２８からみた高調波負荷のばらつきが抑えられるため、各トランジスタの不均一動作による効率低下を抑制することができる。
【００３７】
以上より、実施の形態４によれば、基本波負荷並列に動作するトランジスタをセルに分割し、セル単位で入出力整合回路１１の高調波負荷を高効率となるように負荷を調整する。このため、トランジスタを分割せずに高調波処理回路を形成した場合に比べて、各セル２８からみた高調波負荷のばらつきが抑えられるため、各トランジスタの不均一動作による効率低下を抑制することができる。
【００３８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の高周波電力増幅器によれば、インピーダンス整合回路の入力側高調波負荷を最適化することにより、インピーダンス整合回路の入力側の高調波負荷を短絡負荷に限定することなく、トランジスタの動作を高効率化することができる。
【００３９】
さらに、高次の高調波処理回路１２ほどトランジスタ１の近くに設置することにより、高調波処理回路１２とトランジスタ１との間の線路長を短くし、高調波反射量を大きくすることができる高周波電力増幅器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１における高周波増幅器の回路構成を示す図である。
【図２】 本発明の実施の形態１におけるＧａＡｓＦＥＴにて行った反射係数Γinについて、第２次、第３次高調波の位相角θに対する電力負荷効率（％）の変化を実側した結果を示す図である。
【図３】 本発明の実施の形態２における高周波増幅器の回路構成を示す図である。
【図４】 本発明の実施の形態３における高周波増幅器の回路構成を示す図である。
【図５】 本発明の実施の形態３におけるスミスチャート上の負荷表示を示す図である。
【図６】 本発明の実施の形態４における高周波増幅器の回路構成を示す図である。
【符号の説明】
１ トランジスタ、 ２，３，４，５，６ 信号線路、 ７ 出力側整合回路、 ８ 信号入力端子、 ９ 信号出力端子、 １０，１７，１８，１９ 反射係数、 １１ 入力側基本波整合回路、 １２ 入力側第２次高調波処理回路、 １３ 入力側第３次高調波反射回路、 １４ 前段トランジスタ、 １５ 後段トランジスタ、 １６ 段間整合回路、 ２０，２１，２２ ２次高調波負荷、 ２３ 電力分配回路、 ２４ 電力合成回路、 ２５ 出力側第３次高調波処理回路、 ２６ 出力側第２次高調波処理回路、 ２７ 出力側基本波整合回路、 ２８ セル単位に分割したトランジスタ、 ２９ 入力側整合回路の負荷。

Claims (3)

1. 信号増幅を行うトランジスタと、
   前記トランジスタの入力側に接続された入力側インピーダンス整合回路と
   を備えた高周波電力増幅器であって、
   前記入力側インピーダンス整合回路が高周波信号における基本波の偶数次高調波に対してインピーダンスが実質的に開放負荷をなし、
   前記トランジスタの入力端から前記入力側インピーダンス整合回路を見た場合の反射係数について、２次高調波の反射位相角が０ないし９０度、反射量が０．６ないし１．０であることを特徴とする高周波電力増幅器。
2. 信号増幅を行うトランジスタと、
   前記トランジスタの入力側に接続された入力側インピーダンス整合回路と
   を備えた高周波電力増幅器であって、
   前記入力側インピーダンス整合回路が高周波信号における基本波の奇数次高調波に対してインピーダンスが実質的に短絡負荷をなし、
   前記トランジスタの入力端から前記入力側インピーダンス整合回路を見た場合の反射係数について、３次高調波の反射位相角が１１０ないし２７０度、反射量が０．６ないし１．０であることを特徴とする高周波電力増幅器。
3. 前記入力側インピーダンス整合回路は、信号入力端子から順に、第３次高調波反射回路、第２次高調波処理回路、基本波整合回路と配置したことを特徴とする請求項１または２に記載の高周波電力増幅器。

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