JPWO2018146850A1 - 増幅装置 - Google Patents
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Abstract
基本周波数が所定周波数帯域内である信号を増幅する増幅器と、増幅器の入力側に接続され、前記信号の高調波周波数における入力側のインピーダンス整合を行う入力高調波処理回路と、増幅器の出力側に接続され、前記信号の高調波周波数における出力側のインピーダンス整合を行う出力高調波処理回路と、を備え、入力高調波処理回路は、前記基本周波数が第１周波数であるときの高調波周波数においてインピーダンス整合されるように設定され、出力高調波処理回路は、前記基本周波数が第２周波数であるときの高調波周波数においてインピーダンス整合するように設定され、前記第１周波数、及び前記第２周波数は、互いに異なる周波数である。
Description
本発明は、増幅装置に関する。
本出願は、２０１７年２月９日出願の日本出願第２０１７−０２１８３８号に基づく優先権を主張し、前記日本出願に記載された全ての記載内容を援用するものである。
本出願は、２０１７年２月９日出願の日本出願第２０１７−０２１８３８号に基づく優先権を主張し、前記日本出願に記載された全ての記載内容を援用するものである。
携帯電話等の無線通信システムにおける使用周波数帯域の広帯域化に伴い、通信装置に用いられる電力増幅器においては高効率化に加えて広帯域化への要求も高まっている。
電力増幅器の高効率化に対しては、ドハティ方式や、ＥＴ（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ Ｔｒａｃｋｉｎｇ）方式又はＥＥＲ（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｒｅｓｔｏｒａｔｉｏｎ）方式などの電源変調方式、増幅器の出力側の負荷インピーダンスを変化させる負荷変調方式が挙げられる（例えば、特許文献１等）。
電力増幅器の高効率化に対しては、ドハティ方式や、ＥＴ（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ Ｔｒａｃｋｉｎｇ）方式又はＥＥＲ（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｒｅｓｔｏｒａｔｉｏｎ）方式などの電源変調方式、増幅器の出力側の負荷インピーダンスを変化させる負荷変調方式が挙げられる（例えば、特許文献１等）。
一実施形態である増幅装置は、基本周波数が所定周波数帯域内である信号を増幅する増幅器と、前記増幅器の入力側に接続され、前記信号の高調波周波数における入力側のインピーダンス整合を行う入力高調波処理回路と、前記増幅器の出力側に接続され、前記信号の高調波周波数における出力側のインピーダンス整合を行う出力高調波処理回路と、を備え、前記入力高調波処理回路は、前記基本周波数が第１周波数であるときの前記高調波周波数においてインピーダンス整合されるように設定され、前記出力高調波処理回路は、前記基本周波数が第２周波数であるときの前記高調波周波数においてインピーダンス整合するように設定され、前記第１周波数、及び前記第２周波数は、互いに異なる周波数である。
［本開示が解決しようとする課題］
増幅器の広帯域化については、周波数に応じて基本波及び高調波に対する最適なインピーダンスが異なるため、ある周波数では高効率であっても、他の周波数では効率特性が劣化してしまうという問題を有している。
増幅器の広帯域化については、周波数に応じて基本波及び高調波に対する最適なインピーダンスが異なるため、ある周波数では高効率であっても、他の周波数では効率特性が劣化してしまうという問題を有している。
本開示はこのような事情に鑑みてなされたものであり、増幅器の電力効率を広帯域に亘って安定維持することができる増幅装置を提供することを目的とする。
［本開示の効果］
本開示によれば、増幅器の電力効率を広帯域に亘って安定維持することができる。
［実施形態の説明］
［実施形態の説明］
まず最初に実施形態の内容を列記して説明する。
（１）一実施形態である増幅装置は、基本周波数が所定周波数帯域内である信号を増幅する増幅器と、前記増幅器の入力側に接続され、前記信号の高調波周波数における入力側のインピーダンス整合を行う入力高調波処理回路と、前記増幅器の出力側に接続され、前記信号の高調波周波数における出力側のインピーダンス整合を行う出力高調波処理回路と、を備え、前記入力高調波処理回路は、前記基本周波数が第１周波数であるときの前記高調波周波数においてインピーダンス整合されるように設定され、前記出力高調波処理回路は、前記基本周波数が第２周波数であるときの前記高調波周波数においてインピーダンス整合するように設定され、前記第１周波数、及び前記第２周波数は、互いに異なる周波数である。
（１）一実施形態である増幅装置は、基本周波数が所定周波数帯域内である信号を増幅する増幅器と、前記増幅器の入力側に接続され、前記信号の高調波周波数における入力側のインピーダンス整合を行う入力高調波処理回路と、前記増幅器の出力側に接続され、前記信号の高調波周波数における出力側のインピーダンス整合を行う出力高調波処理回路と、を備え、前記入力高調波処理回路は、前記基本周波数が第１周波数であるときの前記高調波周波数においてインピーダンス整合されるように設定され、前記出力高調波処理回路は、前記基本周波数が第２周波数であるときの前記高調波周波数においてインピーダンス整合するように設定され、前記第１周波数、及び前記第２周波数は、互いに異なる周波数である。
上記のように構成された増幅装置によれば、出力側の高調波周波数おけるインピーダンス整合を行うとともに入力側の高調波周波数についてのインピーダンス整合を行い、インピーダンス整合するように設定された高調波周波数に対応する信号の基本周波数を各処理ごとに異なるように設定することで、各回路による増幅器の電力効率を高める効果を所定周波数帯域内で分散させることができる。この結果、増幅器の電力効率を広帯域に亘って安定維持することができる。
（２）上記増幅装置において、前記増幅器の出力側に接続され、前記基本周波数における出力側のインピーダンス整合を行う出力基本波整合回路をさらに備え、前記出力基本波整合回路は、前記基本周波数が前記第１周波数及び前記第２周波数と異なる第３周波数であるときの前記基本周波数においてインピーダンス整合するように設定されていることが好ましい。
この場合、各回路による増幅器の電力効率を高める効果を所定周波数帯域内でより分散させることができる。
この場合、各回路による増幅器の電力効率を高める効果を所定周波数帯域内でより分散させることができる。
（３）上記増幅装置において、前記第３周波数は、前記第１周波数、及び前記第２周波数の間の周波数であることが好ましく、この場合、各回路による増幅器の電力効率を高めることができる信号の周波数を所定周波数帯域内で確実に分散させることができる。
（４）出力側の高調波処理では、ある周波数の信号に整合するように設定したときに、当該周波数よりも小さい周波数の信号を処理したときのインピーダンスの位相の変化量が、当該周波数よりも大きい周波数の信号を処理したときのインピーダンスの位相の変化量よりも非常に大きくなることがある。
このため、前記第２周波数は、前記第１周波数よりも低い周波数であることが好ましい。
この場合、第２周波数を所定周波数帯域内において比較的低い周波数に設定することができ、所定周波数帯域内において基本周波数が高い信号が与えられたとしても、インピーダンスの位相の変化量を比較的小さく抑えることができ、整合条件から大きくずれてしまうのを抑制することができる。
またこの場合、第２周波数は、所定周波数帯域内の下限に設定することもできる。
このため、前記第２周波数は、前記第１周波数よりも低い周波数であることが好ましい。
この場合、第２周波数を所定周波数帯域内において比較的低い周波数に設定することができ、所定周波数帯域内において基本周波数が高い信号が与えられたとしても、インピーダンスの位相の変化量を比較的小さく抑えることができ、整合条件から大きくずれてしまうのを抑制することができる。
またこの場合、第２周波数は、所定周波数帯域内の下限に設定することもできる。
（５）上記増幅装置において、前記増幅器の出力側に接続され、前記高調波周波数よりも高次の高次高調波周波数におけるインピーダンス整合を行う他の出力高調波処理回路をさらに備え、前記他の出力高調波処理回路は、前記基本周波数が第１周波数であるときの前記高次高調波周波数においてインピーダンス整合するように設定されていることが好ましい。
この場合、出力側において高調波周波数におけるインピーダンス整合がなされない第１周波数近傍の増幅器の電力効率を補完的に高めることができる。この結果、所定周波数帯域の全域に亘って増幅器の電力効率をより均一にすることができる。
この場合、出力側において高調波周波数におけるインピーダンス整合がなされない第１周波数近傍の増幅器の電力効率を補完的に高めることができる。この結果、所定周波数帯域の全域に亘って増幅器の電力効率をより均一にすることができる。
［実施形態の詳細］
以下、好ましい実施形態について図面を参照しつつ説明する。
なお、以下に記載する各実施形態の少なくとも一部を任意に組み合わせてもよい。
〔１． 全体構成について〕
図１は、一実施形態に係る増幅装置１の構成を示すブロック図である。この増幅装置１は、移動体通信システムにおけるモバイル端末又は基地局装置などの無線通信装置に搭載され、無線周波数の通信信号の増幅を行う。増幅装置１は、入力端子７に与えられる無線周波数の信号（ＲＦ信号）を増幅し、出力端子８から出力する。
本実施形態の増幅装置１は、例えば、２．５〜２．７ＧＨｚの間の周波数帯域（所定周波数帯域）の通信信号の増幅が可能に構成されており、広帯域の通信信号に対応している。
以下、好ましい実施形態について図面を参照しつつ説明する。
なお、以下に記載する各実施形態の少なくとも一部を任意に組み合わせてもよい。
〔１． 全体構成について〕
図１は、一実施形態に係る増幅装置１の構成を示すブロック図である。この増幅装置１は、移動体通信システムにおけるモバイル端末又は基地局装置などの無線通信装置に搭載され、無線周波数の通信信号の増幅を行う。増幅装置１は、入力端子７に与えられる無線周波数の信号（ＲＦ信号）を増幅し、出力端子８から出力する。
本実施形態の増幅装置１は、例えば、２．５〜２．７ＧＨｚの間の周波数帯域（所定周波数帯域）の通信信号の増幅が可能に構成されており、広帯域の通信信号に対応している。
図１に示すように、増幅装置１は、増幅器２と、入力基本波整合回路３と、入力高調波処理回路４と、出力高調波処理回路５と、出力基本波整合回路６とを備えている。
増幅器２は、例えば、ＧａＮ−ＨＥＭＴ（窒化ガリウム高電子移動度トランジスタ）である。
増幅器２は、例えば、ＧａＮ−ＨＥＭＴ（窒化ガリウム高電子移動度トランジスタ）である。
入力基本波整合回路３は、増幅器２の入力側に接続されており、増幅装置１に与えられるＲＦ信号の基本周波数における入力側のインピーダンス（信号源インピーダンス）の整合を行う。
入力高調波処理回路４は、増幅器２の入力側に接続されており、増幅装置１に与えられるＲＦ信号の２次高調波周波数における入力側のインピーダンス（信号源インピーダンス）の整合を行う。
出力高調波処理回路５は、増幅器２の出力側に接続されており、２次高調波周波数における出力側のインピーダンス（負荷インピーダンス）の整合を行う。
出力基本波整合回路６は、増幅器２の出力側に接続されており、基本周波数における出力側のインピーダンス（負荷インピーダンス）の整合を行う。
入力高調波処理回路４は、増幅器２の入力側に接続されており、増幅装置１に与えられるＲＦ信号の２次高調波周波数における入力側のインピーダンス（信号源インピーダンス）の整合を行う。
出力高調波処理回路５は、増幅器２の出力側に接続されており、２次高調波周波数における出力側のインピーダンス（負荷インピーダンス）の整合を行う。
出力基本波整合回路６は、増幅器２の出力側に接続されており、基本周波数における出力側のインピーダンス（負荷インピーダンス）の整合を行う。
図２は、増幅装置１の実装状態を示す図である。
図２に示すように、増幅装置１を構成する各要素は、パッケージ１０内部に実装されている。
パッケージ１０の内部には、増幅器２、入力端子７、第１線路１４、第２線路１６、第３線路１７、及び出力端子８が実装されている。
図２に示すように、増幅装置１を構成する各要素は、パッケージ１０内部に実装されている。
パッケージ１０の内部には、増幅器２、入力端子７、第１線路１４、第２線路１６、第３線路１７、及び出力端子８が実装されている。
第１線路１４は、ＲＦ信号が与えられる入力端子７と、増幅器２との間に配置されている。
入力端子７は、並列に配置された複数のワイヤ２２によって第１線路１４に接続されている。
第１線路１４は、並列に配置された複数のワイヤ２３によって増幅器２に接続されている。
入力端子７に与えられるＲＦ信号は、ワイヤ２２、第１線路１４、及びワイヤ２３を伝達して増幅器２に与えられる。
入力端子７は、並列に配置された複数のワイヤ２２によって第１線路１４に接続されている。
第１線路１４は、並列に配置された複数のワイヤ２３によって増幅器２に接続されている。
入力端子７に与えられるＲＦ信号は、ワイヤ２２、第１線路１４、及びワイヤ２３を伝達して増幅器２に与えられる。
第１線路１４は、高誘電体基板で構成されており、容量素子を構成している。
また、各部を接続しているワイヤ２２，２３は、インダクタンス素子を構成している。
ワイヤ２２，２３及び第１線路１４は、ＬＣＬ型のローパスフィルタを構成しており、入力基本波整合回路３及び入力高調波処理回路４を構成している。
ワイヤ２２，２３及び第１線路１４は、ＬＣＬ型のローパスフィルタを構成しており、入力基本波整合回路３及び入力高調波処理回路４を構成している。
第２線路１６、及び第３線路１７は、増幅器２と、出力端子８との間に並べて配置されている。
増幅器２は、並列に配置された複数のワイヤ２４によって第２線路１６に接続されている。
第２線路１６は、並列に配置された複数のワイヤ２６によって第３線路１７に接続されている。
第３線路１７は、並列に配置された複数のワイヤ２７によって出力端子８に接続されている。
増幅器２の出力は、ワイヤ２４、第２線路１６、ワイヤ２６、第３線路１７、及びワイヤ２７を伝達して出力端子８に与えられる。出力端子８は、与えられた増幅器２の出力を出力信号として出力する。
増幅器２は、並列に配置された複数のワイヤ２４によって第２線路１６に接続されている。
第２線路１６は、並列に配置された複数のワイヤ２６によって第３線路１７に接続されている。
第３線路１７は、並列に配置された複数のワイヤ２７によって出力端子８に接続されている。
増幅器２の出力は、ワイヤ２４、第２線路１６、ワイヤ２６、第３線路１７、及びワイヤ２７を伝達して出力端子８に与えられる。出力端子８は、与えられた増幅器２の出力を出力信号として出力する。
第３線路１７は、高誘電体基板で構成されており、容量素子を構成している。
第２線路１６は、アルミナ基板で構成されている。この第２線路１６及び各部を接続しているワイヤ２４，２６，２７は、インダクタンス素子を構成している。
つまり、ワイヤ２４、第２線路１６、ワイヤ２６、第３線路１７、及びワイヤ２７は、ＬＣＬ型のローパスフィルタを構成しており、出力高調波処理回路５及び出力基本波整合回路６を構成している。
第２線路１６は、アルミナ基板で構成されている。この第２線路１６及び各部を接続しているワイヤ２４，２６，２７は、インダクタンス素子を構成している。
つまり、ワイヤ２４、第２線路１６、ワイヤ２６、第３線路１７、及びワイヤ２７は、ＬＣＬ型のローパスフィルタを構成しており、出力高調波処理回路５及び出力基本波整合回路６を構成している。
本実施形態の入力高調波処理回路４は、基本周波数が２．７ＧＨｚであるときの２次高調波周波数（５．４ＧＨｚ）における信号源インピーダンスが、基本周波数が２．７ＧＨｚのＲＦ信号を増幅したときの増幅器２の電力効率を最適としうるインピーダンスに設定されている。
つまり、入力高調波処理回路４は、基本周波数が２．７ＧＨｚであるときの２次高調波周波数においてインピーダンス整合されるように設定されている。
なお、入力基本波整合回路３は、必要な周波数帯域において利得がフラットとなるように調整される。
つまり、入力高調波処理回路４は、基本周波数が２．７ＧＨｚであるときの２次高調波周波数においてインピーダンス整合されるように設定されている。
なお、入力基本波整合回路３は、必要な周波数帯域において利得がフラットとなるように調整される。
また、本実施形態の出力高調波処理回路５は、基本周波数が２．５ＧＨｚであるときの２次高調波周波数（５．０ＧＨｚ）における負荷インピーダンスが、基本周波数が２．５ＧＨｚのＲＦ信号を増幅したときの増幅器２の電力効率を最適としうるインピーダンスに設定されている。
つまり、出力高調波処理回路５は、基本周波数が２．５ＧＨｚであるときの２次高調波周波数においてインピーダンス整合されるように設定されている。
つまり、出力高調波処理回路５は、基本周波数が２．５ＧＨｚであるときの２次高調波周波数においてインピーダンス整合されるように設定されている。
また、本実施形態の出力基本波整合回路６は、基本周波数が２．６ＧＨｚであるときの基本周波数における負荷インピーダンスが、基本周波数が２．６ＧＨｚのＲＦ信号を増幅したときの増幅器２の電力効率を最適としうるインピーダンスに設定されている。
つまり、出力基本波整合回路６は、基本周波数が２．６ＧＨｚであるときの基本波周波数においてインピーダンス整合されるように設定されている。
つまり、出力基本波整合回路６は、基本周波数が２．６ＧＨｚであるときの基本波周波数においてインピーダンス整合されるように設定されている。
このように、本実施形態では、入力高調波処理回路４において増幅器２の電力効率を最適としうる信号源インピーダンスに対応するＲＦ信号の基本周波数（第１周波数＝２．７ＧＨｚ）と、出力高調波処理回路５において増幅器２の電力効率を最適としうる負荷インピーダンスに対応するＲＦ信号の基本周波数（第２周波数＝２．５ＧＨｚ）と、出力基本波整合回路６において増幅器２の電力効率を最適としうる負荷インピーダンスに対応するＲＦ信号の基本周波数（第３周波数＝２．６ＧＨｚ）とが、互いに異なっている。
つまり、入力高調波処理回路４、出力高調波処理回路５、及び出力基本波整合回路６は、それぞれ、インピーダンス整合するように設定された周波数に対応する基本周波数が互いに異なっている。
つまり、入力高調波処理回路４、出力高調波処理回路５、及び出力基本波整合回路６は、それぞれ、インピーダンス整合するように設定された周波数に対応する基本周波数が互いに異なっている。
本実施形態の増幅装置１によれば、出力側の高調波周波数おけるインピーダンス整合を行うとともに入力側の高調波周波数についてのインピーダンス整合を行い、インピーダンス整合するように設定された高調波周波数に対応するＲＦ信号の基本周波数を各処理ごとに異なるように設定することで、各回路４，５による増幅器２の電力効率を高める効果を所定周波数帯域内で分散させることができる。この結果、増幅器２の電力効率を広帯域に亘って安定維持することができる。
また、本実施形態の増幅装置１は、基本周波数が第１周波数及び第２周波数とは異なる第３周波数（２．６ＧＨｚ）であるときの基本周波数においてインピーダンス整合するように設定されている出力基本波整合回路６をさらに備えているので、各回路４，５，６による増幅器２の電力効率を高める効果を所定周波数帯域内でより分散させることができる。
〔２． 評価試験について〕
次に、上記構成の増幅装置１に関する評価試験について説明する。
表１は、増幅器２の電力効率が最適となる基本周波数における負荷インピーダンスについてロードプル測定を行った結果である。
表１に示すように、基本周波数が２．５ＧＨ、２．６ＧＨ、及び２．７ＧＨｚのそれぞれの場合について負荷インピーダンスを測定した。
測定条件としては、ドレイン電圧５０Ｖとし、特性インピーダンス５０Ωに整合させたときに増幅器２の電力効率が最適となる基本周波数における負荷インピーダンスを測定した。
また、表１では、負荷インピーダンスを大きさ（ＭＡＧ（Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）：絶対値）及び位相（ＡＮＧ（Ａｎｇｌｅ）：度）で示している。
なお、以下では、インピーダンスの大きさをＭＡＧ、位相をＡＮＧと称することがある。
次に、上記構成の増幅装置１に関する評価試験について説明する。
表１は、増幅器２の電力効率が最適となる基本周波数における負荷インピーダンスについてロードプル測定を行った結果である。
表１に示すように、基本周波数が２．５ＧＨ、２．６ＧＨ、及び２．７ＧＨｚのそれぞれの場合について負荷インピーダンスを測定した。
測定条件としては、ドレイン電圧５０Ｖとし、特性インピーダンス５０Ωに整合させたときに増幅器２の電力効率が最適となる基本周波数における負荷インピーダンスを測定した。
また、表１では、負荷インピーダンスを大きさ（ＭＡＧ（Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）：絶対値）及び位相（ＡＮＧ（Ａｎｇｌｅ）：度）で示している。
なお、以下では、インピーダンスの大きさをＭＡＧ、位相をＡＮＧと称することがある。
表１に示すように、各基本周波数において最適な電力効率となる負荷インピーダンスの内、基本周波数が２．６ＧＨｚの場合の電力効率が高く現れた。
表２は、増幅器２の電力効率が最適となる２次高調波周波数における信号源インピーダンスについてソースプル測定を行った結果である。
表２の場合も、基本周波数が２．５ＧＨ、２．６ＧＨ、及び２．７ＧＨｚのそれぞれの場合について、最適な信号源インピーダンスを測定した。また、測定条件としては、ドレイン電圧５０Ｖとし、特性インピーダンス５０Ωに整合させたときに増幅器２の電力効率が最適となる信号源インピーダンスを測定した。
表２の場合も、基本周波数が２．５ＧＨ、２．６ＧＨ、及び２．７ＧＨｚのそれぞれの場合について、最適な信号源インピーダンスを測定した。また、測定条件としては、ドレイン電圧５０Ｖとし、特性インピーダンス５０Ωに整合させたときに増幅器２の電力効率が最適となる信号源インピーダンスを測定した。
表２の測定では、ＭＡＧ（信号源インピーダンスの大きさ）を０．９に固定し最適な位相を求めた。
表１における各基本周波数での電力効率と、表２における各基本周波数での電力効率とを比較すると、２次高調波周波数における信号源インピーダンスについての整合処理を行えば、電力効率を概ね１％程度向上させることができることが判る。
表１における各基本周波数での電力効率と、表２における各基本周波数での電力効率とを比較すると、２次高調波周波数における信号源インピーダンスについての整合処理を行えば、電力効率を概ね１％程度向上させることができることが判る。
表３は、増幅器２の電力効率が最適となる２次高調波周波数における負荷インピーダンスについてロードプル測定を行った結果である。
表３の場合も、基本周波数が２．５ＧＨ、２．６ＧＨ、及び２．７ＧＨｚのそれぞれの場合について、最適な負荷インピーダンスを測定した。また、測定条件としては、ドレイン電圧５０Ｖとし、特性インピーダンス５０Ω（Ｚ０＝５０Ω）に整合させたときに増幅器２の電力効率が最適となる負荷インピーダンスを測定した。
表３の場合も、基本周波数が２．５ＧＨ、２．６ＧＨ、及び２．７ＧＨｚのそれぞれの場合について、最適な負荷インピーダンスを測定した。また、測定条件としては、ドレイン電圧５０Ｖとし、特性インピーダンス５０Ω（Ｚ０＝５０Ω）に整合させたときに増幅器２の電力効率が最適となる負荷インピーダンスを測定した。
表３の測定においても、ＭＡＧ（負荷インピーダンスの大きさ：絶対値）を０．９に固定し最適な位相を求めた。
表１における各基本周波数での電力効率と、表３における各基本周波数での電力効率とを比較すると、２次高調波周波数における負荷インピーダンスについての整合処理を行えば、電力効率を概ね５％程度向上させることができることが判る。
表１における各基本周波数での電力効率と、表３における各基本周波数での電力効率とを比較すると、２次高調波周波数における負荷インピーダンスについての整合処理を行えば、電力効率を概ね５％程度向上させることができることが判る。
上記表１から表３の結果に基づいて、実施例１、実施例２、及び比較例１として、本実施形態に係る増幅装置の入力高調波処理回路４、出力高調波処理回路５、及び出力基本波整合回路６それぞれに対するインピーダンスの設定目標を下記表４のように設定した。
表４中、実施例１は上記実施形態にて説明した増幅装置１であり、実施例１の入力高調波処理回路４については、基本周波数が２．７ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における信号源インピーダンスが、基本周波数が２．７ＧＨｚのＲＦ信号を増幅したときの増幅器２の電力効率を最適としうるインピーダンスとなるように目標を設定した。
実施例１の出力高調波処理回路５については、基本周波数が２．５ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における負荷インピーダンスが、基本周波数が２．５ＧＨｚのＲＦ信号を増幅したときの増幅器２の電力効率を最適としうるインピーダンスとなるように目標を設定した。
実施例１の出力基本波整合回路６については、基本周波数が２．６ＧＨｚであるときの基本周波数における負荷インピーダンスが、基本周波数が２．６ＧＨｚのＲＦ信号を増幅したときの増幅器２の電力効率を最適としうるインピーダンスとなるように目標を設定した。
実施例１の出力高調波処理回路５については、基本周波数が２．５ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における負荷インピーダンスが、基本周波数が２．５ＧＨｚのＲＦ信号を増幅したときの増幅器２の電力効率を最適としうるインピーダンスとなるように目標を設定した。
実施例１の出力基本波整合回路６については、基本周波数が２．６ＧＨｚであるときの基本周波数における負荷インピーダンスが、基本周波数が２．６ＧＨｚのＲＦ信号を増幅したときの増幅器２の電力効率を最適としうるインピーダンスとなるように目標を設定した。
また、表４中、実施例２の入力高調波処理回路４については、基本周波数が２．５ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における信号源インピーダンスが、基本周波数が２．５ＧＨｚのＲＦ信号を増幅したときの増幅器２の電力効率を最適としうるインピーダンスとなるように目標を設定した。
実施例２の出力高調波処理回路５については、基本周波数が２．７ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における負荷インピーダンスが、基本周波数が２．７ＧＨｚのＲＦ信号を増幅したときの増幅器２の電力効率を最適としうるインピーダンスとなるように目標を設定した。
出力基本波整合回路６については、実施例１と同様とした。
実施例２の出力高調波処理回路５については、基本周波数が２．７ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における負荷インピーダンスが、基本周波数が２．７ＧＨｚのＲＦ信号を増幅したときの増幅器２の電力効率を最適としうるインピーダンスとなるように目標を設定した。
出力基本波整合回路６については、実施例１と同様とした。
表４中、比較例１は、各回路全てについて、インピーダンスの設定目標を、基本周波数が２．６ＧＨｚのＲＦ信号を増幅したときの増幅器２の電力効率を最適としうるインピーダンスとした。
〔２．１ インピーダンスの変化について〕
表４に示すインピーダンスの設定目標を満たすように、実施例１、実施例２、及び比較例１の増幅装置を設計し、ＲＦ信号の周波数変化に対する各増幅装置のインピーダンスの変化をコンピュータシュミレーションによって求めた。
表４に示すインピーダンスの設定目標を満たすように、実施例１、実施例２、及び比較例１の増幅装置を設計し、ＲＦ信号の周波数変化に対する各増幅装置のインピーダンスの変化をコンピュータシュミレーションによって求めた。
図３中の（ａ）は、実施例１の増幅装置における、ＲＦ信号の周波数変化に対する信号源インピーダンスの変化を求めた結果を示すスミスチャートである。
図３中の（ａ）において、黒塗りの逆三角印で示したマーカｍ１は、基本周波数２．５ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
マーカｍ２は、基本周波数２．６ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
マーカｍ３は、基本周波数２．７ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
マーカｍ４は、基本周波数が２．５ＧＨｚの２次高調波周波数である５．０ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
マーカｍ５は、基本周波数が２．６ＧＨｚの２次高調波周波数である５．２ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
マーカｍ６は、基本周波数が２．７ＧＨｚの２次高調波周波数である５．４ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
図３中の（ａ）において、黒塗りの逆三角印で示したマーカｍ１は、基本周波数２．５ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
マーカｍ２は、基本周波数２．６ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
マーカｍ３は、基本周波数２．７ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
マーカｍ４は、基本周波数が２．５ＧＨｚの２次高調波周波数である５．０ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
マーカｍ５は、基本周波数が２．６ＧＨｚの２次高調波周波数である５．２ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
マーカｍ６は、基本周波数が２．７ＧＨｚの２次高調波周波数である５．４ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
マーカｍ１〜ｍ３が示す基本周波数における信号源インピーダンスについては、いずれの周波数においても、ＭＡＧ（信号源インピーダンスの大きさ）が約０．７９、ＡＮＧ（信号源インピーダンスの位相）が１７２〜１７５で大きな変化は現れていない。
実施例１に係る増幅装置の入力高調波処理回路４は、基本周波数が２．７ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における信号源インピーダンスが、基本周波数が２．７ＧＨｚのＲＦ信号を増幅したときの増幅器２の電力効率を最適としうるインピーダンスとなるように目標設定されている。つまり、マーカｍ６における信号源インピーダンスの目標値は、表２に示す通り、ＭＡＧ（信号源インピーダンスの大きさ）が０．９、ＡＮＧ（信号源インピーダンスの位相）が９０である。
これに対して、実施例１の増幅装置のマーカｍ６におけるＭＡＧ（信号源インピーダンスの大きさ）は０．８２、ＡＮＧ（信号源インピーダンスの位相）は９０．６６である。
このように、実施例１の増幅装置（の入力高調波処理回路４）は、基本周波数が２．７ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における信号源インピーダンスが、ほぼ目標のインピーダンスとなるように設定されている。
これに対して、実施例１の増幅装置のマーカｍ６におけるＭＡＧ（信号源インピーダンスの大きさ）は０．８２、ＡＮＧ（信号源インピーダンスの位相）は９０．６６である。
このように、実施例１の増幅装置（の入力高調波処理回路４）は、基本周波数が２．７ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における信号源インピーダンスが、ほぼ目標のインピーダンスとなるように設定されている。
上記のように設定された入力高調波処理回路４の信号源インピーダンスは、以下の通りである。すなわち、基本周波数２．５ＧＨｚであるマーカｍ４におけるＭＡＧ（信号源インピーダンスの大きさ）は０．８６、ＡＮＧ（信号源インピーダンスの位相）は１１６．２０である。また、基本周波数２．６ＧＨｚであるマーカｍ５におけるＭＡＧ（信号源インピーダンスの大きさ）は０．８４、ＡＮＧ（信号源インピーダンスの位相）は１０４．５０である。
このように、実施例１の入力高調波処理回路４の信号源インピーダンスは、基本周波数の変化に対して位相が約２６ほどの幅で変化している。
このように、実施例１の入力高調波処理回路４の信号源インピーダンスは、基本周波数の変化に対して位相が約２６ほどの幅で変化している。
図３中の（ｂ）は、実施例１の増幅装置における、ＲＦ信号の周波数変化に対する負荷インピーダンスの変化を求めた結果を示すスミスチャートである。
図３中の（ｂ）において、マーカｍ１１は、基本周波数２．５ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
マーカｍ１２は、基本周波数２．６ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
マーカｍ１３は、基本周波数２．７ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
マーカｍ１４は、基本周波数が２．５ＧＨｚの２次高調波周波数である５．０ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
マーカｍ１５は、基本周波数が２．６ＧＨｚの２次高調波周波数である５．２ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
マーカｍ１６は、基本周波数が２．７ＧＨｚの２次高調波周波数である５．４ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
図３中の（ｂ）において、マーカｍ１１は、基本周波数２．５ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
マーカｍ１２は、基本周波数２．６ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
マーカｍ１３は、基本周波数２．７ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
マーカｍ１４は、基本周波数が２．５ＧＨｚの２次高調波周波数である５．０ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
マーカｍ１５は、基本周波数が２．６ＧＨｚの２次高調波周波数である５．２ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
マーカｍ１６は、基本周波数が２．７ＧＨｚの２次高調波周波数である５．４ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
マーカｍ１１〜ｍ１３が示す基本周波数における負荷インピーダンスについては、いずれの周波数においても、ＭＡＧ（負荷インピーダンスの大きさ）が約０．５、ＡＮＧ（負荷インピーダンスの位相）が７１〜７４で大きな変化は現れていない。
実施例１に係る増幅装置の出力高調波処理回路５は、基本周波数が２．５ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における負荷インピーダンスが、基本周波数が２．５ＧＨｚのＲＦ信号を増幅したときの増幅器２の電力効率を最適としうるインピーダンスとなるように目標設定されている。つまり、マーカｍ１４における信号源インピーダンスの目標値は、表３に示す通り、ＭＡＧ（負荷インピーダンスの大きさ）が０．９、ＡＮＧ（負荷インピーダンスの位相）が６０である。
これに対して、実施例１の増幅装置のマーカｍ１４におけるＭＡＧ（負荷インピーダンスの大きさ）は０．８７、ＡＮＧ（負荷インピーダンスの位相）は６０．３８である。
このように、実施例１の増幅装置（の出力高調波処理回路５）は、基本周波数が２．５ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における負荷インピーダンスが、ほぼ目標のインピーダンスとなるように設定されている。
これに対して、実施例１の増幅装置のマーカｍ１４におけるＭＡＧ（負荷インピーダンスの大きさ）は０．８７、ＡＮＧ（負荷インピーダンスの位相）は６０．３８である。
このように、実施例１の増幅装置（の出力高調波処理回路５）は、基本周波数が２．５ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における負荷インピーダンスが、ほぼ目標のインピーダンスとなるように設定されている。
上記のように設定された出力高調波処理回路５の負荷インピーダンスは、以下の通りである。すなわち、基本周波数２．６ＧＨｚであるマーカｍ１５におけるＭＡＧ（負荷インピーダンスの大きさ）は０．９９、ＡＮＧ（負荷インピーダンスの位相）は３６．９４である。また、基本周波数２．７ＧＨｚであるマーカｍ１６におけるＭＡＧ（負荷インピーダンスの大きさ）は０．９９、ＡＮＧ（負荷インピーダンスの位相）は３１．３０である。
このように、実施例１の出力高調波処理回路５の負荷インピーダンスは、基本周波数の変化に対して位相が約２９ほどの幅で変化している。
このように、実施例１の出力高調波処理回路５の負荷インピーダンスは、基本周波数の変化に対して位相が約２９ほどの幅で変化している。
図４中の（ａ）は、実施例２の増幅装置における、ＲＦ信号の周波数変化に対する信号源インピーダンスの変化を求めた結果を示すスミスチャートである。
図４中の（ａ）において、マーカｍ２０は、基本周波数２．６ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
マーカｍ２１は、基本周波数が２．５ＧＨｚの２次高調波周波数である５．０ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
マーカｍ２２は、基本周波数が２．６ＧＨｚの２次高調波周波数である５．２ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
マーカｍ２３は、基本周波数が２．７ＧＨｚの２次高調波周波数である５．４ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
図４中の（ａ）において、マーカｍ２０は、基本周波数２．６ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
マーカｍ２１は、基本周波数が２．５ＧＨｚの２次高調波周波数である５．０ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
マーカｍ２２は、基本周波数が２．６ＧＨｚの２次高調波周波数である５．２ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
マーカｍ２３は、基本周波数が２．７ＧＨｚの２次高調波周波数である５．４ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
実施例２に係る増幅装置の入力高調波処理回路４は、基本周波数が２．５ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における信号源インピーダンスが、基本周波数が２．５ＧＨｚのＲＦ信号を増幅したときの増幅器２の電力効率を最適としうるインピーダンスとなるように目標設定されている。つまり、マーカｍ２１における信号源インピーダンスの目標値は、表２に示す通り、ＭＡＧ（信号源インピーダンスの大きさ）が０．９、ＡＮＧ（信号源インピーダンスの位相）が３０である。
これに対して、実施例２の増幅装置のマーカｍ２１におけるＭＡＧ（信号源インピーダンスの大きさ）は０．７２、ＡＮＧ（信号源インピーダンスの位相）は３０．４６である。
このように、実施例２の増幅装置（の入力高調波処理回路４）は、基本周波数が２．５ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における信号源インピーダンスが、ほぼ目標のインピーダンス（の位相）となるように設定されている。
これに対して、実施例２の増幅装置のマーカｍ２１におけるＭＡＧ（信号源インピーダンスの大きさ）は０．７２、ＡＮＧ（信号源インピーダンスの位相）は３０．４６である。
このように、実施例２の増幅装置（の入力高調波処理回路４）は、基本周波数が２．５ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における信号源インピーダンスが、ほぼ目標のインピーダンス（の位相）となるように設定されている。
上記のように設定された入力高調波処理回路４の信号源インピーダンスは、以下の通りである。すなわち、基本周波数２．６ＧＨｚであるマーカｍ２２におけるＭＡＧ（信号源インピーダンスの大きさ）は０．７５、ＡＮＧ（信号源インピーダンスの位相）は−２０．１０である。また、基本周波数２．７ＧＨｚであるマーカｍ２３におけるＭＡＧ（信号源インピーダンスの大きさ）は０．８４、ＡＮＧ（信号源インピーダンスの位相）は−６７．５７である。
このように、実施例２の入力高調波処理回路４の信号源インピーダンスは、基本周波数の変化に対して位相が約１０７ほど変化している。
このように、実施例２の入力高調波処理回路４の信号源インピーダンスは、基本周波数の変化に対して位相が約１０７ほど変化している。
図４中の（ｂ）は、実施例２の増幅装置における、ＲＦ信号の周波数変化に対する負荷インピーダンスの変化を求めた結果を示すスミスチャートである。
図４中の（ｂ）において、マーカｍ２８は、基本周波数２．６ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
マーカｍ２４は、基本周波数が２．５ＧＨｚの２次高調波周波数である５．０ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
マーカｍ２５は、基本周波数が２．６ＧＨｚの２次高調波周波数である５．２ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
マーカｍ２６は、基本周波数が２．７ＧＨｚの２次高調波周波数である５．４ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
図４中の（ｂ）において、マーカｍ２８は、基本周波数２．６ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
マーカｍ２４は、基本周波数が２．５ＧＨｚの２次高調波周波数である５．０ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
マーカｍ２５は、基本周波数が２．６ＧＨｚの２次高調波周波数である５．２ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
マーカｍ２６は、基本周波数が２．７ＧＨｚの２次高調波周波数である５．４ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
実施例２に係る増幅装置の出力高調波処理回路５は、基本周波数が２．７ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における負荷インピーダンスが、基本周波数が２．７ＧＨｚのＲＦ信号を増幅したときの増幅器２の電力効率を最適としうるインピーダンスとなるように目標設定されている。つまり、マーカｍ２６における信号源インピーダンスの目標値は、表３に示す通り、ＭＡＧ（負荷インピーダンスの大きさ）が０．９、ＡＮＧ（負荷インピーダンスの位相）が８０である。
これに対して、実施例２の増幅装置のマーカｍ２６におけるＭＡＧ（負荷インピーダンスの大きさ）は０．６９、ＡＮＧ（負荷インピーダンスの位相）は８０．１３である。
このように、実施例２の増幅装置（の出力高調波処理回路５）は、基本周波数が２．７ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における負荷インピーダンスが、ほぼ目標のインピーダンス（の位相）となるように設定されている。
これに対して、実施例２の増幅装置のマーカｍ２６におけるＭＡＧ（負荷インピーダンスの大きさ）は０．６９、ＡＮＧ（負荷インピーダンスの位相）は８０．１３である。
このように、実施例２の増幅装置（の出力高調波処理回路５）は、基本周波数が２．７ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における負荷インピーダンスが、ほぼ目標のインピーダンス（の位相）となるように設定されている。
上記のように設定された出力高調波処理回路５の負荷インピーダンスは、以下の通りである。すなわち、基本周波数２．５ＧＨｚであるマーカｍ２４におけるＭＡＧ（負荷インピーダンスの大きさ）は０．９８、ＡＮＧ（負荷インピーダンスの位相）は２１．０６である。また、基本周波数２．６ＧＨｚであるマーカｍ２５におけるＭＡＧ（負荷インピーダンスの大きさ）は０．９５、ＡＮＧ（負荷インピーダンスの位相）は７．９８である。
周波数変化に対する負荷インピーダンスの軌跡を見ると、図４中の（ｂ）に示すように、基本周波数２．５ＧＨｚであるマーカｍ２４と、基本周波数２．６ＧＨｚであるマーカｍ２５との間の軌跡は比較的短い。その一方、マーカｍ２５と、基本周波数２．７ＧＨｚであるマーカｍ２６との間の軌跡はチャートの中心を回っており、比較的長くなっている。
このことから、基本周波数が２．５ＧＨｚから２．６ＧＨｚの間における負荷インピーダンスの位相変化は約１０であるが、２．６ＧＨｚから２．７ＧＨｚにおける負荷インピーダンスの位相変化は約１１０となっている。
このように、実施例２の出力高調波処理回路５の負荷インピーダンスは、基本周波数の変化に対して位相が１２０以上の幅で変化している。
このことから、基本周波数が２．５ＧＨｚから２．６ＧＨｚの間における負荷インピーダンスの位相変化は約１０であるが、２．６ＧＨｚから２．７ＧＨｚにおける負荷インピーダンスの位相変化は約１１０となっている。
このように、実施例２の出力高調波処理回路５の負荷インピーダンスは、基本周波数の変化に対して位相が１２０以上の幅で変化している。
ここで、実施例２の出力高調波処理回路５では、基本周波数が２．７ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における負荷インピーダンスが、基本周波数が２．７ＧＨｚのＲＦ信号を増幅したときの増幅器２の電力効率を最適としうるインピーダンスとなるように設定し、基本周波数が小さくなるように変化したときの負荷インピーダンスの位相の変化の幅が１２０以上となっている。
これに対して、実施例１の出力高調波処理回路５では、基本周波数が２．５ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における負荷インピーダンスが、基本周波数が２．５ＧＨｚのＲＦ信号を増幅したときの増幅器２の電力効率を最適としうるインピーダンスとなるように設定し、基本周波数が大きくなるように変化したときの負荷インピーダンスの位相の変化の幅が約２９となっている。
これに対して、実施例１の出力高調波処理回路５では、基本周波数が２．５ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における負荷インピーダンスが、基本周波数が２．５ＧＨｚのＲＦ信号を増幅したときの増幅器２の電力効率を最適としうるインピーダンスとなるように設定し、基本周波数が大きくなるように変化したときの負荷インピーダンスの位相の変化の幅が約２９となっている。
このように、出力側の高調波処理では、ある周波数の信号に整合するように設定したときに、当該周波数よりも小さい周波数の信号を処理したときの負荷インピーダンスの位相の変化量が、当該周波数よりも大きい周波数の信号を処理したときの負荷インピーダンスの位相の変化量よりも非常に大きくなることがある。
このため、実施例１のように、出力高調波処理回路５の負荷インピーダンスを設定する際の基本周波数（第２周波数）は、所定周波数帯域内の下限である２．５ＧＨｚに設定されており、入力高調波処理回路４の信号源インピーダンスを設定する際の基本周波数（第１周波数）よりも低い周波数に設定されている。
このため、実施例１のように、出力高調波処理回路５の負荷インピーダンスを設定する際の基本周波数（第２周波数）は、所定周波数帯域内の下限である２．５ＧＨｚに設定されており、入力高調波処理回路４の信号源インピーダンスを設定する際の基本周波数（第１周波数）よりも低い周波数に設定されている。
この場合、第２周波数を所定周波数帯域内において比較的低い周波数に設定することができ、所定周波数帯域内において基本周波数が高い信号が与えられたとしても、負荷インピーダンスの位相の変化量を比較的小さく抑えることができ、整合条件から大きくずれてしまうのを抑制することができる。
なお、入力高調波処理回路４における信号源インピーダンスの位相変化についても、上述の出力高調波処理回路５における負荷インピーダンスの移相変化と同様の傾向が見られるが、入力高調波処理回路４による高調波処理よりも、出力高調波処理回路５による高調波処理の方が増幅器の電力効率に対する寄与が大きい。このため、実施例１では、出力高調波処理回路５を対象として第１周波数及び第２周波数を設定している。
図５中の（ａ）は、比較例１の増幅装置における、ＲＦ信号の周波数変化に対する信号源インピーダンスの変化を求めた結果を示すスミスチャートである。
図５中の（ａ）において、マーカｍ３０は、基本周波数２．６ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
マーカｍ３１は、基本周波数が２．５ＧＨｚの２次高調波周波数である５．０ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
マーカｍ３２は、基本周波数が２．６ＧＨｚの２次高調波周波数である５．２ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
マーカｍ３３は、基本周波数が２．７ＧＨｚの２次高調波周波数である５．４ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
図５中の（ａ）において、マーカｍ３０は、基本周波数２．６ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
マーカｍ３１は、基本周波数が２．５ＧＨｚの２次高調波周波数である５．０ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
マーカｍ３２は、基本周波数が２．６ＧＨｚの２次高調波周波数である５．２ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
マーカｍ３３は、基本周波数が２．７ＧＨｚの２次高調波周波数である５．４ＧＨｚにおける信号源インピーダンスを示している。
比較例１に係る増幅装置の入力高調波処理回路４は、基本周波数が２．６ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における信号源インピーダンスが、基本周波数が２．６ＧＨｚのＲＦ信号を増幅したときの増幅器２の電力効率を最適としうるインピーダンスとなるように目標設定されている。つまり、マーカｍ３２における信号源インピーダンスの目標値は、表２に示す通り、ＭＡＧ（信号源インピーダンスの大きさ）が０．９、ＡＮＧ（信号源インピーダンスの位相）が６０である。
これに対して、比較例１の増幅装置のマーカｍ３２におけるＭＡＧ（信号源インピーダンスの大きさ）は０．７６、ＡＮＧ（信号源インピーダンスの位相）は６０．２９である。
このように、比較例１の増幅装置（の入力高調波処理回路４）は、基本周波数が２．６ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における信号源インピーダンスが、ほぼ目標のインピーダンス（の位相）となるように設定されている。
これに対して、比較例１の増幅装置のマーカｍ３２におけるＭＡＧ（信号源インピーダンスの大きさ）は０．７６、ＡＮＧ（信号源インピーダンスの位相）は６０．２９である。
このように、比較例１の増幅装置（の入力高調波処理回路４）は、基本周波数が２．６ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における信号源インピーダンスが、ほぼ目標のインピーダンス（の位相）となるように設定されている。
上記のように設定された入力高調波処理回路４の信号源インピーダンスは、以下の通りである。すなわち、基本周波数２．５ＧＨｚであるマーカｍ３１におけるＭＡＧ（信号源インピーダンスの大きさ）が０．７９、ＡＮＧ（信号源インピーダンスの位相）が８６．７１である。また、基本周波数２．７ＧＨｚであるマーカｍ３３におけるＭＡＧ（信号源インピーダンスの大きさ）が０．７４、ＡＮＧ（信号源インピーダンスの位相）が２４．７３である。
このように、比較例１の入力高調波処理回路４の信号源インピーダンスは、基本周波数の変化に対して位相が約６２ほどの幅で変化している。
このように、比較例１の入力高調波処理回路４の信号源インピーダンスは、基本周波数の変化に対して位相が約６２ほどの幅で変化している。
図５中の（ｂ）は、比較例１の増幅装置における、ＲＦ信号の周波数変化に対する負荷インピーダンスの変化を求めた結果を示すスミスチャートである。
図５中の（ｂ）において、マーカｍ３８は、基本周波数２．６ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
マーカｍ３４は、基本周波数が２．５ＧＨｚの２次高調波周波数である５．０ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
マーカｍ３５は、基本周波数が２．６ＧＨｚの２次高調波周波数である５．２ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
マーカｍ３６は、基本周波数が２．７ＧＨｚの２次高調波周波数である５．４ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
図５中の（ｂ）において、マーカｍ３８は、基本周波数２．６ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
マーカｍ３４は、基本周波数が２．５ＧＨｚの２次高調波周波数である５．０ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
マーカｍ３５は、基本周波数が２．６ＧＨｚの２次高調波周波数である５．２ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
マーカｍ３６は、基本周波数が２．７ＧＨｚの２次高調波周波数である５．４ＧＨｚにおける負荷インピーダンスを示している。
比較例１に係る増幅装置の出力高調波処理回路５は、基本周波数が２．６ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における負荷インピーダンスが、基本周波数が２．６ＧＨｚのＲＦ信号を増幅したときの増幅器２の電力効率を最適としうるインピーダンスとなるように目標設定されている。つまり、マーカｍ３５における信号源インピーダンスの目標値は、表３に示す通り、ＭＡＧ（負荷インピーダンスの大きさ）が０．９、ＡＮＧ（負荷インピーダンスの位相）が７０である。
これに対して、比較例１の増幅装置のマーカｍ３５におけるＭＡＧ（負荷インピーダンスの大きさ）は０．７８、ＡＮＧ（負荷インピーダンスの位相）は７０．０２である。
このように、比較例１の増幅装置（の出力高調波処理回路５）は、基本周波数が２．６ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における負荷インピーダンスが、ほぼ目標のインピーダンス（の位相）となるように設定されている。
これに対して、比較例１の増幅装置のマーカｍ３５におけるＭＡＧ（負荷インピーダンスの大きさ）は０．７８、ＡＮＧ（負荷インピーダンスの位相）は７０．０２である。
このように、比較例１の増幅装置（の出力高調波処理回路５）は、基本周波数が２．６ＧＨｚであるときの２次高調波周波数における負荷インピーダンスが、ほぼ目標のインピーダンス（の位相）となるように設定されている。
上記のように設定された出力高調波処理回路５の負荷インピーダンスは、以下の通りである。すなわち、基本周波数２．５ＧＨｚであるマーカｍ３４におけるＭＡＧ（負荷インピーダンスの大きさ）は０．９４、ＡＮＧ（負荷インピーダンスの位相）は１０．３５である。また、基本周波数２．７ＧＨｚであるマーカｍ３６におけるＭＡＧ（負荷インピーダンスの大きさ）は０．９８、ＡＮＧ（負荷インピーダンスの位相）は３６．９０である。
周波数に対する負荷インピーダンスの軌跡を見ると、図５中の（ｂ）に示すように、基本周波数２．５ＧＨｚであるマーカｍ３４と、基本周波数２．６ＧＨｚであるマーカｍ３５との間の軌跡はチャートの中心を回っており、比較的長くなっている。一方、マーカｍ３５と、基本周波数２．７ＧＨｚであるマーカｍ３６との間の軌跡は比較的短い。
このことから、基本周波数が２．５ＧＨｚから２．６ＧＨｚの間における負荷インピーダンスの位相変化は約１２０であり、２．６ＧＨｚから２．７ＧＨｚにおける負荷インピーダンスの位相変化は約３３となっている。
このように、比較例１の出力高調波処理回路５の負荷インピーダンスは、基本周波数の変化に対して位相が１５０以上の幅で変化している。
このことから、基本周波数が２．５ＧＨｚから２．６ＧＨｚの間における負荷インピーダンスの位相変化は約１２０であり、２．６ＧＨｚから２．７ＧＨｚにおける負荷インピーダンスの位相変化は約３３となっている。
このように、比較例１の出力高調波処理回路５の負荷インピーダンスは、基本周波数の変化に対して位相が１５０以上の幅で変化している。
以上のように、比較例１では、負荷インピーダンスの変化量が実施例１及び実施例２と比較して大きく、電力効率を大きく変動させるおそれがあることが判る。
〔２．２ 電力効率について〕
実施例１及び比較例１の増幅装置について、ＲＦ信号の基本周波数に対する増幅器の電力効率の変化をコンピュータシュミレーションによって求めた。
実施例１及び比較例１の増幅装置について、ＲＦ信号の基本周波数に対する増幅器の電力効率の変化をコンピュータシュミレーションによって求めた。
図６は、実施例１及び比較例１による増幅装置における、ＲＦ信号の基本周波数に対する増幅器の電力効率を示したグラフである。図６中、横軸はＲＦ信号の基本周波数、縦軸は電力効率を示している。また、図６中、実線は実施例１による電力効率の変化を示しており、破線は比較例１による電力効率の変化を示している。
比較例１では、入力高調波処理回路、出力高調波処理回路、及び出力基本波整合回路それぞれが基本周波数２．６ＧＨｚのときに増幅器の電力効率が最適となるように設定されているため、基本周波数２．５ＧＨｚ〜２．７ＧＨｚの帯域の中で、２．６ＧＨｚにおける電力効率が最大（約７０％）となって現れている。
また、基本周波数２．６ＧＨｚ以外の帯域における電力効率は、２．６ＧＨｚにおける電力効率と比較して最大で約１０％低下する傾向が見られる。
また、基本周波数２．６ＧＨｚ以外の帯域における電力効率は、２．６ＧＨｚにおける電力効率と比較して最大で約１０％低下する傾向が見られる。
一方実施例１では、基本周波数２．６ＧＨｚにおける電力効率は、比較例１と比較してやや小さいが、基本周波数２．５ＧＨｚ〜２．７ＧＨｚの帯域内で大きく劣化することなく安定していることが判る。
この結果から、本実施形態の増幅装置が増幅器の電力効率を広帯域に亘って安定維持することができることを確認することができる。
〔３． その他〕
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。
例えば、上記実施形態では、出力高調波処理回路５が２次高調波周波数における負荷インピーダンスの整合を行うように構成した場合を例示したが、３次、４次といったようにより高次の高調波周波数における負荷インピーダンスの整合を行うように構成してもよい。
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。
例えば、上記実施形態では、出力高調波処理回路５が２次高調波周波数における負荷インピーダンスの整合を行うように構成した場合を例示したが、３次、４次といったようにより高次の高調波周波数における負荷インピーダンスの整合を行うように構成してもよい。
また、上記実施形態において、増幅器２の出力側に３次高調波周波数における負荷インピーダンスの整合を行う他の出力高調波処理回路をさらに設けてもよい。
この場合、他の出力高調波処理回路は、基本周波数が２．７ＧＨｚであるときの３次高調波周波数（８．１ＧＨｚ）における負荷インピーダンスが、基本周波数が２．７ＧＨｚのＲＦ信号を増幅したときの増幅器２の電力効率を最適としうるインピーダンスに設定されている。つまり、他の出力高調波処理回路は、基本周波数が２．７ＧＨｚであるときの３次高調波周波数においてインピーダンス整合するように設定されている。
この場合、他の出力高調波処理回路は、基本周波数が２．７ＧＨｚであるときの３次高調波周波数（８．１ＧＨｚ）における負荷インピーダンスが、基本周波数が２．７ＧＨｚのＲＦ信号を増幅したときの増幅器２の電力効率を最適としうるインピーダンスに設定されている。つまり、他の出力高調波処理回路は、基本周波数が２．７ＧＨｚであるときの３次高調波周波数においてインピーダンス整合するように設定されている。
これにより、出力側において２次高調波周波数に関する高調波処理がなされない基本周波数２．７ＧＨｚ近傍の増幅器２の電力効率を補完的に高めることができる。
この結果、所定周波数帯域の全域に亘って増幅器２の電力効率をより均一にすることができる。
この結果、所定周波数帯域の全域に亘って増幅器２の電力効率をより均一にすることができる。
本発明の範囲は、上記した意味ではなく、請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
１ 増幅装置
２ 増幅器
３ 入力基本波整合回路
４ 入力高調波処理回路
５ 出力高調波処理回路
６ 出力基本波整合回路
７ 入力端子
８ 出力端子
１０ パッケージ
１４ 第１線路
１６ 第２線路
１７ 第３線路
２２，２３ ワイヤ
２４，２６，２７ ワイヤ
２ 増幅器
３ 入力基本波整合回路
４ 入力高調波処理回路
５ 出力高調波処理回路
６ 出力基本波整合回路
７ 入力端子
８ 出力端子
１０ パッケージ
１４ 第１線路
１６ 第２線路
１７ 第３線路
２２，２３ ワイヤ
２４，２６，２７ ワイヤ
Claims (5)
- 基本周波数が所定周波数帯域内である信号を増幅する増幅器と、
前記増幅器の入力側に接続され、前記信号の高調波周波数における入力側のインピーダンス整合を行う入力高調波処理回路と、
前記増幅器の出力側に接続され、前記信号の高調波周波数における出力側のインピーダンス整合を行う出力高調波処理回路と、
を備え、
前記入力高調波処理回路は、前記基本周波数が第１周波数であるときの前記高調波周波数においてインピーダンス整合されるように設定され、
前記出力高調波処理回路は、前記基本周波数が第２周波数であるときの前記高調波周波数においてインピーダンス整合するように設定され、
前記第１周波数、及び前記第２周波数は、互いに異なる周波数である
増幅装置。 - 前記増幅器の出力側に接続され、前記基本周波数における出力側のインピーダンス整合を行う出力基本波整合回路をさらに備え、
前記出力基本波整合回路は、前記基本周波数が前記第１周波数及び前記第２周波数と異なる第３周波数であるときの前記基本周波数においてインピーダンス整合するように設定されている
請求項１に記載の増幅装置。 - 前記第３周波数は、前記第１周波数、及び前記第２周波数の間の周波数である
請求項２に記載の増幅装置。 - 前記第２周波数は、前記第１周波数よりも低い周波数である
請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の増幅装置。 - 前記増幅器の出力側に接続され、前記高調波周波数よりも高次の高次高調波周波数におけるインピーダンス整合を行う他の出力高調波処理回路をさらに備え、
前記他の出力高調波処理回路は、前記基本周波数が第１周波数であるときの前記高次高調波周波数においてインピーダンス整合するように設定されている
請求項４に記載の増幅装置。
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