JP2015149627A

JP2015149627A - 高周波半導体増幅器

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Publication number: JP2015149627A
Application number: JP2014021736A
Authority: JP
Inventors: 一考高木; Kazutaka Takagi
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2014-02-06
Filing date: 2014-02-06
Publication date: 2015-08-20

Abstract

【課題】入力側の高調波が抑制され、電力付加効率が改善された高周波半導体増幅器を提供する。
【解決手段】高周波半導体増幅器は、入力端子電極と出力端子電極とを有する半導体増幅素子と、前記入力端子電極に接続された入力側インピーダンス整合回路と、オープンスタブと、前記オープンスタブの一方の端部と前記半導体増幅素子の前記入力端子電極とを接続するボンディングワイヤと、を有する２倍波短絡回路と、前記半導体増幅素子の前記出力端子電極と接続された出力側インピーダンス整合回路と、を有する。
【選択図】図２

Description

本発明の実施形態は、高周波半導体増幅器に関する。

動作周波数帯が１ＧＨ以上の高周波半導体増幅器において、基本波における負荷インピーダンスを整合し、偶数次高調波における負荷インピーダンスをゼロとし、奇数次高調波における負荷インピーダンスを無限大とする出力回路を設けるとＦ級動作に近づけることができる。このため、電力付加効率を高めることができる。

この場合、高周波半導体増幅素子のゲート端子電極への入力電圧が正弦波であることが前提である。

しかしながら、実際の高周波ＦＥＴでは、出力に含まれる高調波成分の一部が入力側に帰還され、ゲート端子電極への入力電圧は歪む。このため、電力付加効率が低下することがある。

特開２０１３−１１８３２９号公報

入力側の高調波が抑制され、電力付加効率が改善された高周波半導体増幅器を提供する。

実施形態の高周波半導体増幅器は、入力端子電極と出力端子電極とを有する半導体増幅素子と、前記入力端子電極に接続された基本波に対する入力側インピーダンス整合回路と、オープンスタブと、前記オープンスタブの一方の端部と前記半導体増幅素子の前記入力端子電極とを接続するボンディングワイヤと、を有する２倍波短絡回路と、前記半導体増幅素子の前記出力端子電極と接続された出力側インピーダンス整合回路と、を有する。

第１の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の構成図である。第１の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の高周波回路パターンの模式平面図である。第１の実施形態の変形例の高周波回路の模式平面図である。第１の実施形態に用いる２倍波短絡回路の効果を検討する回路構成図である。図５（ａ）は第１の実施形態に用いる２倍波短絡回路を付加したときの入力端子電極から基本波整合回路側を見たとき周波数に対するインピーダンス軌跡を表すインピーダンス図、図５（ｂ）は第１の実施形態に用いる２倍波短絡回路を付加した時の入力端子電極における２倍波短絡回路による挿入損の周波数依存性を表すグラフ図、である。比較例にかかる高周波増幅器の高周波回路の模式平面図である。第１比較例における２倍波短絡回路を付加した時の入力端子電極から基本波整合回路側をみたときの周波数に対するインピーダンス軌跡を表すインピーダンス図である。図８（ａ）は第２比較例における２倍波短絡回路を付加した時の入力端子電極から基本波整合回路側をみたときの周波数に対するインピーダンス軌跡を表すインピーダンス図、図８（ｂ）は入力端子電極における２倍波短絡回路による挿入損の周波数依存性のグラフ図、である。図９（ａ）は第３比較例における２倍波短絡回路を付加した時の入力端子電極から基本波整合回路側をみたときの周波数に対するインピーダンス軌跡を表すインピーダンス図、図９（ｂ）は入力端子電極における２倍波短絡回路による挿入損の周波数依存性のグラフ図、である。図１０（ａ）〜（ｄ）は、２倍波短絡回路の入力端子電極から基本波整合回路側をみたときの周波数に対するインピーダンス軌跡のオープンスタブインピーダンスに対する依存性を表すインピーダンス図である。ＨＥＭＴを構成する１セルの模式平面図である。

以下、図面を参照しつつ、本発明の実施の形態について説明する。
図１は、第１の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の構成図である。
高周波半導体増幅器５は、半導体増幅素子１０と、入力回路２０と、出力回路３０と、を有する。

入力回路２０は、基本波に対する入力側インピーダンス整合回路２２と、２倍波短絡回路２４と、を有し、信号源４０に接続される増幅器入力端子Ａと、半導体増幅素子１０との間に設けられる。

半導体増幅素子１０は、入力端子電極Ｇと、出力端子電極Ｄと、接地電極Ｓと、を有する。

また、出力回路３０は、半導体増幅素子１０の出力端子電極と、増幅器出力端子Ｂと、の間に設けられる。出力回路３０は、第１の伝送線路３２およびこれに縦続接続される第２の伝送線路３４を含む。もし、第１の伝送線路３２の電気長Ｅ_３２および第２の伝送線路３４の電気長Ｅ_３４を基本波に対してそれぞれ９０度以下とし、かつ第１の伝送線路３２の特性インピーダンスＺＣ_３２および第２の伝送線路３４の特性インピーダンスＺＣ_３４を適正に選択すると、基本波に対して出力インピーダンス整合を取ることができる。

なお、増幅器出力端子Ｂは、外部負荷５０と接続される。また、出力回路３０は、２倍波短絡回路などの高調波処理回路をさらに含むことができる。

入力回路２０および出力回路３０は、セラミックなどの絶縁基板の上にパターニングされた導電部を有し、パッケージの接地面の上に設けることができる。

半導体増幅素子１０は、ＭＥＳＦＥＴ（Metal Semiconductor Field Effect Transistor)やＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor)を含む高周波電界効果トランジスタなどとすることができる。ＭＥＳＦＥＴは、ＧａＡｓなどからなるものとすることができる。また、ＨＥＭＴは、ＡｌＧａＡｓ／ＧａＡｓやＡｌＧａＮ／ＧａＮなどからなるものとすることができる。また、高周波半導体増幅器の帯域は、たとえば、１ＧＨｚ以上とすることができる。

図２は、第１の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の高周波回路の模式平面図である。
本図において、半導体増幅素子１０は、ＧａＮＨＥＭＴであるものとする。ＨＥＭＴは、ゲート端子電極１１と、ドレイン端子電極１２と、ソース接地電極（図示せず）と、を有する。

ＨＥＭＴのゲート端子電極１１は、基本波に対する入力側インピーダンス整合回路２２の一方の端部と、２倍波短絡回路２４の一方の端部と、にそれぞれ接続されている。基本波整合回路２２の他方の端部は、増幅器入力端子Ａに接続される。

第１の実施形態において、２倍波短絡回路２４は、オープンスタブ２４ｂと、オープンスタブ２４ｂの一方の端部と半導体増幅素子１０のゲート端子電極１１とを接続するボンディングワイヤ２４ａと、を含む。また、オープンスタブ２４ｂの電気長Ｅ_２４は、たとえば、１５．６度とする（基本波周波数は３ＧＨｚとする）。またオープンスタブ２４ｂの線路の特性インピーダンスＺＣ_２４は、たとえば、７Ωとする。ボンディングワイヤ２４ａのインダクタンスＬ_２４は、たとえば、０．３ｎＨなどとする。

図３は、第１の実施形態の変形例の高周波回路の模式平面図である。
ＨＥＭＴをマルチセル構成とすると、高出力を得ることが容易となる。この場合、複数のセルを並列接続すると、それぞれのセルのゲート端子電極１１と、オープンスタブ２４ｂの先端部と、の間で位相差を小さくするには、本図のように、オープンスタブ２４ｂを複数に分割するとよい。

図４は、第１の実施形態に用いる２倍波短絡回路２４の効果を検討する回路構成図である。
Ｐｏｒｔ１はゲート端子電極１１から入力側基本波整合回路２２をみたインピーダンスＺ sourceで終端され、Ｐｏｒｔ２はゲート端子電極１１から半導体増幅素子１０をみたインピーダンスＺ inで終端されている。Ｐｏｒｔ１とＰｏｒｔ２の間に２倍波短絡回路２４が接続されている。

図５（ａ）は第１の実施形態に用いる２倍波短絡回路の効果を検討ずる回路構成図、図５（ｂ）は第１の実施形態の２倍波短絡回路の挿入損の周波数特性を表すグラフ図である。
なお、インピーダンスは、特性インピーダンスＺＣＣ＝７Ωで正規化され、ｚ＝（ｒ＋ｊｘ）であらわすものとする。本インピーダンス図において、周波数は、１〜１０ＧＨｚをスイープし、ゲート端子電極１１から、２倍波短絡回路２４を含む入力回路側をみたインピーダンス軌跡を表す、

２．８ＧＨｚにおける正規化インピーダンス（ｍ１）は、（０．９０６、−ｊ０．２９２）、３．２ＧＨｚにおける正規化インピーダンス（ｍ２）は、（０．８６１、ーｊ０．３４６）であり、ともにｚ＝１の近傍であり、２倍波短絡回路２４を負荷したことにより基本波でのインピーダンスに大きな影響が出ていないことがわかる。５．６ＧＨｚにおける正規化インピーダンス（ｍ３）は（０．０７６、−ｊ０．２６５）であり、周波数が高くなるとともに短絡インピーダンス（ｚ＝０）に近づく。

６ＧＨｚ（２倍波）における正規化インピーダンス（ｍ５）は、（０．００１、−ｊ０．０３５）であり、略ｚ＝０である。さらに周波数６．４ＧＨｚにおける正規化インピーダンス（ｍ４）は、（０．０３８、ｊ０．１９２）であり、周波数が高くなるとともに短絡インピーダンスｚ＝０から遠ざかる。

もし、ボンディングワイヤを設けず、オープンスタブのみで２倍波短絡回路２４を実現するには、その電気長を４５度（基本波で）とすればよい。しかし、接続のためにワイヤは必須であり、そのためにそのワイヤのインダクタンスが発生する。

第１の実施形態では、ボンディングワイヤ２４ａにより生じるインダクタンスを補償するために、オープンスタブ２４ｂの電気長Ｅ_２４は、４５度（基本波で）よりも短くなり、１５度（基本波で）近傍となる。

図５（ｂ）において、第１の実施形態の２倍波短絡回路の挿入損の周波数特性を表すしている。縦軸は挿入損（ｄＢ）、横軸は周波数（ＧＨｚ）、である。

オープンスタブ２４ｂは、２倍波周波数で、ボンディングワイヤ２４ａのインダクタンスＬ_２４と共振する電気長Ｅ_２４とする。このようにすると、２倍波（６ＧＨｚ）近傍で十分な抑制量を持つ帯域を広くできる。例えば約−１０ｄＢの抑制量が５．６ＧＨｚから６．４ＧＨｚの８００ＭＨｚ幅で得られている。他方、基本波（３ＧＨｚ）近傍での挿入損は略０ｄＢであり、基本波に与える影響を小さくできる。

第１の実施形態において、半導体増幅素子１０のゲート端子電極１１に接続したボンディングワイヤ２４ａを設け、かつオープンスタブ２４ｂの電気長Ｅ２４を１５．６度などと小さくすることにより、半導体増幅素子１０のゲート端子電極１１から入力側基本波整合回路２２と２倍波短絡回路２４を含む入力回路側をみたインピーダンスは、２倍波周波数において短絡近傍にできる。ゲート端子電極１１において、入力電圧のうち、主な高調波である２倍波成分が低減される。このため、ゲート端子電極１１には、歪みが抑制された正弦波に近い入力電圧が加えられる。他方、図５（ａ）に表すように、基本波への影響を小さくできる。

高調波処理回路は、通常、出力回路側に設けられる。しかしながら、実際の高周波ＦＥＴでは、出力側で生じた高調波の一部が入力側に帰還される。この結果、半導体増幅素子１０の入力端子電極１１に印加される入力電圧は、高調波を含むので、出力側波形に影響する。その結果、電力付加効率が低下することがある。

図６は、比較例にかかる高周波増幅器の高周波回路の模式平面図である。
比較例の２倍波短絡回路１２４は、特性インピーダンスＺＣ_１２４が３Ωであるショートスタブ１２４ｂと、その一方の端部と半導体増幅素子１１０のゲート端子電極１１１との間を接続するボンディングワイヤ１２４ａ（インダクタンス＝０．３ｎＨ）とを有する。ショートスタブ１２４ｂは、直流阻止キャパシタを介して接地に接続されている。

ショートスタブ１２４ｂの電気長Ｅ_１２４は、第１比較例において９０度、第２比較例において５２．５度、第３比較例において１４３．５度とする。なお、基本波の周波数は、３ＧＨｚである。

図７は、第１比較例における２倍波短絡回路のインピーダンス軌跡を表すインピーダンス図である。
インピーダンスｚ（＝ｒ＋ｊｘ）は、特性インピーダンスＺＣＣ＝７Ωで正規化されている。もし、ボンディングワイヤを設けず、ショートのみで２倍波短絡回路を実現するには、その電気長を９０度（基本波で）とすればよい。しかし、接続のためにワイヤは必須であり、そのためにそのワイヤのインダクタンスが発生する。ワイヤのインダクタンスが存在するために、ゲート端子電極１１１には、短絡の効果が十分には現れない。

図８（ａ）は第２比較例における２倍波短絡回路を付加した時の入力端子電極から基本波整合回路側をみたときの周波数に対するインピーダンス軌跡を表すインピーダンス図、図８（ｂ）は入力端子電極における２倍波短絡回路による挿入損の周波数依存性のグラフ図、である。
第２比較例では、ボンディングワイヤ１２４ａにより生じるインダクタンスを補償するために、ショートスタブ１２４ｂの電気長Ｅ１２４は９０度（基本波で）より短くなり、５２．５度（基本波で）近傍となしている。
ショートスタブ１２４ｂの電気長Ｅ_１２４を５２．５度と短くし容量性とすることにより、６ＧＨｚ近傍でボンディングワイヤのインダクタンスと共振を生じるが第１の実施形態に比べて十分な抑制量をもつ帯域が狭い。例えば約−１０ｄＢの抑制量は５．９ＧＨｚから６．１ＧＨｚの２００ＭＨｚ幅でしか得られない。

図９（ａ）は第３比較例における２倍波短絡回路のインピーダンス軌跡を表すインピーダンス図、図９（ｂ）は逆方向伝達係数のグラフ図、である。
第３比較例では、ボンディングワイヤ１２４ａにより生じるインダクタンスを補償するために、ショートスタブ１２４ｂの電気長Ｅ１２４は９０度（基本波で）より長くし、１４３．５度（基本波で）近傍としている。ショートスタブ１２４ｂの電気長Ｅ_１２４を１４３．５度と長くし容量性にすることにより、６ＧＨｚ近傍でボンディングワイヤのインダクタンスと共振を生じるが第１の実施形態に比べて十分な抑制量をもつ帯域が狭い。例えば約−１０ｄＢの抑制量は５．９７ＧＨｚから６．０２ＧＨｚの５０ＭＨｚ幅でしか得られない。また、基本波近傍の２．８ＧＨｚにおいて、短絡に近づくので、基本波での隠避−ダンスに影響を当て、基本波でのインピーダンス整合からずれる可能性がある。つまり、ショートスタブではスタブ長を調整して、ボンディングワイヤのインダクタンスを共振により補償しても、十分な効果が得られない。

図１０（ａ）〜（ｄ）は、２倍波短絡回路におけるオープンスタブの特性インピーダンス依存性を表すインピーダンス図である。
すなわち、図１０（ａ）はオーピンスタブの特性インピーダンスＺＣ_２４が２８Ωの場合のインピーダンス図、図１０（ｂ）は特性インピーダンスＺＣ_２４が１４Ωの場合のインピーダンス図、図１０（ｃ）は特性インピーダンスＺＣ_２４が７Ωの場合のインピーダンス図、図１０（ｄ）は特性インピーダンスＺＣ_２４が３Ωの場合のインピーダンス図、である。

オープンスタブ２４ｂの特性インピーダンスＺＣ_２４が２８Ωと高い（図１０（ａ））と、５．６ＧＨｚ（ｍ３）および６．４ＧＨｚ（ｍ４）におけるインピーダンスが短絡インピーダンスから遠ざかる。このため、２倍波を十分抑制できる帯域は狭くなる。

図１０（ｂ）に表すように、特性インピーダンスＺＣ_２４が１４Ωであると、十分抑制できる帯域が広くなり第１の実施形態の帯域に近づく。また、第１〜第３の比較例のインピーダンス図と比較して、２倍波短絡効果をより高くできる。

図１０（ｃ）に表すように、特性インピーダンスＺＣ_２４が７Ωであると、５．６ＧＨｚ（ｍ３）〜６．４ＧＨｚ（ｍ４）の広い帯域で２倍波を短絡できる。

また、図１０（ｄ）に表すように、ＺＣ_２４＝３Ωとすると、５．６ＧＨｚ（ｍ３）〜６．４ＧＨｚ（ｍ４）の広い帯域で２倍波を短絡できる。但し、２．８ＧＨｚ（ｍ１）〜３．２ＧＨｚ（ｍ２）でインピーダンスが変化し、基本波整合に影響を与えることがある。

図１１は、第１の実施形態の半導体増幅素子を構成する１セルの模式平面図である。
半導体増幅素子１０が、ＨＥＭＴであるものとする。ＨＥＭＴは、動作層上に設けられたマルチフィンガー電極構造により電流が制御されるセル領域１７が並列に複数配置されているものとする。たとえば、マルチフィンガー電極は、複数のフィンガーゲート電極１４と、それぞれのフィンガーゲート電極１４を挟むように設けられたフィンガードレイン電極１５およびフィンガーソース電極１６と、を有する。図１１において、セル領域１７を破線で表す。なお、ソース端子電極１３は、バイアホール１８を介して共通してＨＥＭＴチップ裏面に接続することができる。

第１の実施形態のＧａＮＨＥＭＴの入力インピーダンスＺｉｎの抵抗分は、約７Ωである。すなわち、オープンスタブ２４ｂを構成する伝送線路の特性インピーダンスＺＣ_２４を、半導体増幅素子１０の入力インピーダンスＺｉｎの抵抗分以上とすると、入力側インピーダンス整合回路２２への影響を低減しつつ、ゲート端子電極１１に印加される電圧を歪みの少ない正弦波に近づけることができる。

第１の実施形態およびその変形例にかかる高周波半導体増幅器では、入力側の高調波が抑制され、半導体増幅素子の入力端子電極へ歪みが抑制された正弦波を入力することができる。このため、電力付加効率が改善された高周波半導体増幅器が提供される。このような高周波半導体増幅器は、レーダー装置や移動通信基地局などに用いることができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１０半導体増幅素子、１１入力（ゲート）端子電極、１２出力（ドレイン）端子電極、２２入力側インピーダンス整合回路、２４２倍波短絡回路、２４ａ（２倍波短絡回路の）ボンディングワイヤ、２４ｂオープンスタブ、３０出力回路、Ｚｉｎ半導体増幅素子の入力インピーダンス、ＺＣ_２４オープンスタブの特性インピーダンス

Claims

入力端子電極と、出力端子電極と、を有する半導体増幅素子と、
前記入力端子電極に接続された基本波に対する入力側インピーダンス整合回路と、
オープンスタブと、前記オープンスタブの一方の端部と前記半導体増幅素子の前記入力端子電極とを接続するボンディングワイヤと、を有する２倍波短絡回路と、
前記半導体増幅素子の前記出力端子電極と接続された出力側インピーダンス整合回路と、
を備えた高周波半導体増幅器。
前記オープンスタブは、２倍波の周波数において、前記ボンディングワイヤのインダクタンスと共振する電気長を有する請求項１記載の高周波半導体増幅器。
前記オープンスタブの特性インピーダンスは、前記半導体増幅素子の入力インピーダンスの抵抗成分以上である請求項１または２に記載の高周波半導体増幅器。