JP2014207576A - 電界効果トランジスタおよび高周波増幅回路 - Google Patents

Abstract

【課題】高調波が抑制され、増幅回路サイズの小型化が容易な電界効果トランジスタを提供する。【解決手段】電界効果トランジスタは、マルチフィンガー電極とゲートバス電極とゲート端子電極とソース端子電極とドレイン端子電極とを有する。マルチフィンガー電極は、２つのゲートフィンガー電極とゲートフィンガー電極を挟むように設けられたドレインフィンガー電極およびソースフィンガー電極を有する。ゲートフィンガー電極とドレインフィンガー電極とソースフィンガー電極とは平行である。ゲートバス電極はマルチゲートフィンガー電極を共通に束ねる。ドレイン端子電極は第１〜第４のセル内のドレインフィンガー電極を共通に束ねる。第１〜第４のセルの中心軸は共通の交点を有する。第２セルは第１セルを６０度回転し、第３セルは第２セルを６０度回転し、第４セルは、第３セルを６０度回転した位置に設けられる。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、電界効果トランジスタおよび高周波増幅回路に関する。

マイクロ波以上の周波数において、無線通信機器、移動通信基地局、レーダー装置などに用いる高出力増幅器には、高い出力と高い電力付加効率が要求される。

複数のセルを並列接続することで、より高い出力を得ることができる。

他方、高い電力付加効率を実現する手段として、増幅素子の出力端子において、基本波における負荷インピーダンスは整合、偶数次高調波における負荷インピーダンスはゼロ、奇数次高調波のおける負荷インピーダンスは無限大となる高調波処理回路を設ければよい。

すなわち、電圧には偶数次高調波成分が存在しなくなり、電流には奇数次高調波成分が存在しなくなる。このため、電圧成分と電流成分がともに存在するのは基本波のみとなるので高い電力付加効率が実現する。このとき高調波処理回路からトランジスタの端子までの距離が所望のものであること必要なため、セルごとにそれぞれ高調波処理回路を設けることが好ましい。

しかしながら、複数のセルごとにそれぞれ高調波処理回路を設けると、高調波処理回路の容量により基本波インピーダンスが低下する分、整合を取る際のインピーダンス変換比が大きくなり、その結果、帯域が狭くなるか、もしくは、変換段数を増やすことにより増幅回路のサイズが大きくなる。

特開平０６−２０４７６４号公報

広い帯域を保ちつつ高調波が抑制され、増幅回路サイズの小型化が容易な電界効果トランジスタおよび高周波増幅回路を提供する。

実施形態の電界効果トランジスタは、半導体基板上の動作層に設けられたフィンガー電極により動作電流を制御する複数のセルを有する。電界効果トランジスタは、複数のマルチフィンガー電極と、ゲートバス電極と、ゲート端子電極と、ソース端子電極と、ドレイン端子電極と、を有する。前記複数のマルチフィンガー電極は、少なくとも２つのゲートフィンガー電極と、それぞれのゲートフィンガー電極を挟むように設けられたドレインフィンガー電極およびソースフィンガー電極と、を有する。それぞれのセル内では前記少なくとも２つのゲートフィンガー電極と前記ドレインフィンガー電極と前記ソースフィンガー電極とがそれぞれのセルの中心軸に平行である。前記ゲートバス電極は、それぞれのセル内の前記少なくとも２つのマルチゲートフィンガー電極を共通に束ねて接続する。前記ゲート端子電極は、前記ゲートバス電極とそれぞれ接続される。前記ソース端子電極は、前記それぞれのセル内のソースフィンガー電極と接続される。前記ドレイン端子電極は、隣接する第１〜第４のセル内のそれぞれのドレインフィンガー電極を共通に束ねて接続する。前記第１〜第４のセルのそれぞれの中心軸は、共通の交点を有する。前記第２セルは、前記交点を中心にして前記第１セルをプラス６０度回転した位置に設けられる。前記第３セルは、前記交点を中心にして前記第２セルをプラス６０度回転した位置に設けられる。前記第４セルは、前記交点を中心にして前記第３セルをプラス６０度回転した位置に設けられる。前記交点は、前記ドレイン端子電極の内部に設けられる。

第１の実施形態にかかる電界効果トランジスタの模式平面図である。 第１の実施形態にかかる電界効果トランジスタの隣接する２つのセルの模式平面図である。 第１の実施形態にかかる電界効果トランジスタの模式断面図である。 第２の実施形態にかかる高周波増幅回路の模式平面図である。 図５（ａ）は２次高調波および３次高調波に対する高調波処理回路の構成図、図５（ｂ）はその分布定数等価回路、である。 比較例にかかる高周波増幅回路の構成図である。 第３の実施形態にかかる高周波増幅回路の模式平面図である。

以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態について説明する。
図１は、第１の実施形態にかかる電界効果トランジスタの模式平面図である。
電界効果トランジスタ５は、複数のセル１０を有する。それぞれのセルは、基板に積層された半導体動作層の表面に設けられたマルチフィンガー電極により動作電流（ドレイン電流）を制御する。図１では、セルの数は、８つとする。

図２は、第１の実施形態にかかる電界効果トランジスタの４つのセルの配置を説明する模式平面図である。
電界効果トランジスタ５は、マルチフィンガー電極２０と、ゲートバス電極３０と、ゲート端子電極３２と、ソース端子電極４２と、ドレイン端子電極５０と、を有する。

マルチフィンガー電極２０は、少なくとも２つのゲートフィンガー電極２１と、それぞれのゲートフィンガー電極２１を挟むように設けられたドレインフィンガー電極２２およびソースフィンガー電極２３と、を有する。それぞれのセル内で、少なくとも２つのゲートフィンガー電極２１と、ドレインフィンガー電極２２と、ソースフィンガー電極２３と、は、セル１０の中心軸に平行である。セル１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄのフィンガー長は、たとえば、１００μｍなどとすることができる。

なお、図２において、それぞれのマルチフィンガー電極２０は、６つのゲートフィンガー電極２１と、３つのドレインフィンガー電極２２と、４つのソースフィンガー電極２３と、を有する。しかし、マルチフィンガー電極２０の構成は、図２に限定されない。たとえば、それぞれのマルチフィンガー電極２０は、２つのゲートフィンガー電極２１と、１つのドレインフィンガー電極２２と、２つのソースフィンガー電極２３と、を有することができる。

または、それぞれのマルチフィンガー電極２０は、２つのゲートフィンガー電極２１と、２つのドレインフィンガー電極２２と、１つのソースフィンガー電極２３と、を有することができる。フィンガー電極の数を減らすと、セル中央部近傍での動作温度を低減できる。

ゲートバス電極３０は、１つのセルの少なくとも２つのゲートフィンガー電極２１を共通に束ねて接続する。複数のゲート端子電極３２は、ゲートバス電極３０とそれぞれ接続される。ゲートバス電極３０により、少なくとも２つのゲートフィンガー電極２１をより均一に動作させることができる。

複数のドレイン端子電極５０は、第１〜第４のセル１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ内のそれぞれのドレインフィンガー電極２２を共通に束ねて接続する。第１〜第４のセル１０ａの中心軸ＣＬａと、第２のセル１０ｂの中心軸ＣＬｂと、第３のセル１０ｃの中心軸ＣＬｃと、第４のセル１０ｄの中心軸１０ｄと、は、共通の交点Ｏを有する。

第２のセル１０ｂは、交点Ｏを中心にして第１のセル１０ａをプラス６０度（図２で時計回りに）回転した位置に配置される。第３のセル１０ｃは、交点Ｏを中心にして第２のセル１０ｂをプラス６０度回転した位置に配置される。第４のセル１０ｄは、交点Ｏを中心にして第３のセル１０ｃをプラス６０度回転した位置に配置される。交点Ｏは、ドレイン端子電極５０の内部に設けられる。ドレイン端子電極５０の内部に交点Ｏを設けると、交点Ｏと、それぞれのセル１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄまでの距離を等しくすることができる。

ソース端子電極４２にヴィアホール内を設け、その内部に設けられた導電層４２ａなどを介してチップ裏面（接地）側に接続することができる。

図３は、電界効果トランジスタの模式断面図である。
電界効果トランジスタは、たとえば、ＳｉＣなどからなる基板１１と、基板１１の上に設けられた半導体動作層１７と、を少なくとも有する積層体１８を含む。半導体動作層１７は、たとえば、ＧａＮ層１２とＡｌＧａＮ層１４などからなる。

ゲートフィンガー電極３０のゲート長Ｌｇ（Ａ−Ａに沿った長さ）を短くすると、ソース・ドレイン間のキャリア走行時間を短くし、最大発振周波数ｆmaxを高めることができる。

半導体動作層１７上に形成されるセルは、少なくとも２つのゲートフィンガー電極２１を有する。ゲートフィンガー電極２１を挟んで、ソースフィンガー電極２３およびドレインフィンガー電極２２が設けられる。このような電界効果トランジスタをＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor)とよぶことができる。ＧａＮは、高い飽和電子速度と絶縁破壊耐圧を有しており、マイクロ波帯以上の周波数において高出力増幅素子として用いることができる。

なお、半導体動作層１７は、たとえば、Ａｌなどのゲートフィンガー電極１とショットキー障壁を構成するｎ型ＧａＡｓ層などとしてもよい。

なお、ＳｉＣやＡｌ_ｘＧａ_１−ｘＮ（０≦ｘ＜１）などの材料からなる電界効果トランジスタ５は、ワイドバンドギャップを有し、かつ熱伝導度が高く、高い電力密度が得られ、高温動作が容易であるので高出力を得ることが容易である。

図４は、第２の実施形態にかかる高周波増幅回路の模式平面図である。
高周波増幅回路は、第１の実施形態の電界効果トランジスタ５と、複数の高調波処理回路６０と、基本波整合回路７０と、を有する。

それぞれの高調波処理回路６０は、電界効果トランジスタ５のドレイン端子電極５０にそれぞれ接続され、偶数次高調波を短絡とし、かつ奇数次高調波を開放とする。高調波処理回路６０を、伝送線路（分布定数線路）で構成すると、サイズを小さく保ちつつ、回路損失を低減できるのでより好ましい。図４に表す電界効果トランジスタ５は、８つのセルに対して出力端子となる２つのドレイン端子電極５０を持つので、高調波処理回路６０を２つとすることができる。

基本波整合回路７０は、２つの高調波処理回路６０と負荷８０との間に設けられ、基本波において、電界効果トランジスタ５高調波処理回路６０を加えたインピーダンスを負荷８０のインピーダン整合させる。負荷８０は、たとえば、５０Ωなどとすることができる。高調波処理回路６０のそれぞれの出力端子６０ｂ１、６０ｂ２と、基本波整合回路７０の入力端子と、の距離をそれぞれ等しくすると、位相が同一となるので好ましい。

図５（ａ）は２次高調波および３次高調波を抑制可能な高調波処理回路の構成図、図５（ｂ）は分布定数等価回路、である。
図５（ａ）に表すように、高調波処理回路６０は、たとえば、比誘電率が略１４０の基板に設けられたマイクロストリップ線路のような伝送線路で構成することができる。２つのドレイン端子電極５０と、高調波処理回路６０の入力端子６０ａと、は、たとえば、ボンディングワイヤＢＷなどで接続することができる。

図５（ｂ）に表すように、第１の伝送線路６１は、基本波の波長の１２分の１の波長の長さＬ１を有する。第２の伝送線路６３は、第１の伝送線路６１の出力端子６２に接続され、基本波の波長の１２分の１の長さＬ２を有しかつ先端開放とされる。第３の伝送線路６４は、第１の伝送線路６１の出力端子６２（第２の伝送線路６３との接続点でもある）に接続され、基本波の波長の１２分の２の長さＬ３を有する。第４の伝送線路６６は、第３の伝送線路６４の出力端子６５に接続され、基本波の波長の８分の１の長さＬ４を有し先端開放とされる。第３の伝送線路６４の出力端子６５（第４の伝送線路６６との接続点でもある）と、基本波整合回路７０と、が接続される。

このような構成とすると、それぞれのドレイン端子電極５０からそれぞれの負荷側をみた基本波インピーダンスは、整合が取れている。他方、それぞれのドレイン端子電極５０から負荷側をみた２次高調波負荷インピーダンスは、ゼロ近傍となる。さらに、それぞれのドレイン端子電極５０から負荷側をみた３次高調波負荷インピーダンスは、無限大となる。

このように、電圧には２高調波成分が存在せず、電流には３次高調波成分が存在しない。基本波にのみ、電圧成分および電流成分がともに存在するので、高い電力付加効率を実現できる。３次高調波よりも高い周波数では、電界効果トランジスタの利得も小さいので高調波の振幅は小さく、効率への寄与はほとんどなくなる。このため、２次および３次高調波が抑制された増幅回路は実用的である。

図６は、比較例にかかる高周波増幅回路の構成図、である。
比較例では、８つのセル１１０のドレイン端子電極１５０に、８つの高調波処理回路１６０がそれぞれ接続されている。この場合、比誘電率が１４０の基板に高調波処理回路１６０を設け、線路長を短くしかつ伝送線路を折りたたんで小型として高調波処理回路１６０を８つ設けている。

高調波処理回路１６０は、基本波にとって容量性である。このため、高調波処理回路１６０を８つ有する比較例では大きな寄生容量を含むことになる。このため、高調波処理回路１６０の出力端子からドレイン端子１５０の側をみた基本波インピーダンスが低下する。

すなわち、基本波整合回路は、インピーダンス変換比を大きくする必要がある。このため、帯域が狭くなる。もしくは、インピーダンス変換回数を増やして帯域を広げようとすると、基本波整合回路の回路規模が大きくなる。

これに対して、第２の実施形態では、隣接する４つのセル１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄでドレイン端子電極５０を共有しているので、高調波処理回路６０から各セルのドレイン端子電極５０までの距離を所望のものとしたまま高調波処理回路６０を共有させる。このため、トランジスタチップ全体に対して、高調波処理回路６０の数が４分の１となり、インピーダンスの低下が抑制できる。このため、比較例よりも広帯域とすることができる。

図７は、第３の実施形態にかかる高周波増幅回路の模式平面図である。
アルミナ基板は比誘電率が１４０のような高誘電率基板よりも誘電損失（誘電正接）小さいので好ましい。高調波処理回路６０を比誘電率が略９．８のアルミナ基板に設けると、伝送線路の長さが略３．７倍となる。しかし、高調波処理回路６０の数が４分の１になったので、高調波処理回路を形成する基板に、より誘電率の低い基板を用いることができる。

高調波処理回路６０の基板の比誘電率が１４０のように高い場合、伝送線路の長さを短くし回路サイズを小さくできるが、線路幅も比誘電率の平方根に比例して細くしなければならない。パターン精度や電流容量により線路幅には下限が存在する。この下限のため、寄生容量が大きくなり、基本波整合回路のインピーダンス変換比を大きくすることが必要となる場合もある。

これに対して、第３の実施形態の高周波増幅回路では、比誘電率が９．８程度の基板を用いて高調波処理回路６０のサイズの増大を抑制しつつ、高調波処理回路６０の誘電体基板の比誘電率が１４０のときに比べて寄生容量を小さく抑え、インピーダンス変換比の増大を抑制することが容易となる。

比誘電率９．８のアルミナ基板でも高調波処理回路が形成できるようになったことと同じように、比誘電率９.６の結晶SiC基板上でも高調波処理回路が形成できる。
第４の実施例として、ＳｉＣなどからなる基板１１と、その上に設けられた半導体動作層１７と、を含む積層体１８上に、高調波処理回路６０および基本波整合回路７０を設けたＭＭＩＣ（Microwave Monolithic Integrated Circuit)が可能となる。

第１の実施形態にかかる電界効果トランジスタによれば、帯域を保ちつつ高調波を抑制し、電力付加効率の高い高周波増幅器が可能となる。たとえば、６ＧＨｚのＦ級増幅器において、７０％以上の電力付加効率を得ることができる。また、本実施形態の電界効果トランジスタを用いた高周波増幅器は、小型化が容易である。このような高周波増幅器は、移動通信基地局、レーダー装置などに広く用いることができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

５ 電界効果トランジスタ、１０ セル、１１ 基板、１７ 半導体動作層、１８ 積層体、２０ マルチフィンガー電極、２１ ゲートフィンガー電極、２２ ドレインフィンガー電極、２３ ソースフィンガー電極、３０ ゲートバス電極、３２ ゲート端子電極、４２ ソース端子電極、４２ａ ヴィアホール内導電層、５０ ドレイン端子電極、６０ 高調波処理回路、６１ 第１の伝送線路、６３ 第２の伝送線路、６４ 第３の伝送線路、６６ 第４の伝送線路、７０ 基本波整合回路、８０ 負荷、Ｏ （中心軸の）交点、ＣＬａ、ＣＬｂ、ＣＬｃ、ＣＬｄ （セルの）中心軸

Claims (7)

1. 半導体動作層の表面に設けられたフィンガー電極により動作電流を制御する複数のセルを有する電界効果トランジスタであって、
   基板と、前記基板上に設けられた前記半導体動作層と、を含む積層体と、
   前記複数のセル内の、少なくとも２つのゲートフィンガー電極と、それぞれのゲートフィンガー電極を挟むように設けられたドレインフィンガー電極およびソースフィンガー電極と、を有するマルチフィンガー電極であって、それぞれのセル内では前記少なくとも２つのゲートフィンガー電極と前記ドレインフィンガー電極と前記ソースフィンガー電極とがそれぞれのセルの中心軸に平行である、複数のマルチフィンガー電極と、
   それぞれのセル内の前記少なくとも２つのマルチゲートフィンガー電極を共通に束ねて接続するゲートバス電極と、
   前記ゲートバス電極とそれぞれ接続されたゲート端子電極と、
   前記それぞれのセル内のソースフィンガー電極と接続されたソース端子電極と、
   隣接する第１、第２、第３、第４のセル内のそれぞれのドレインフィンガー電極を共通に束ねて接続するドレイン端子電極と、
   を備え、
   前記第１〜第４のセルのそれぞれの中心軸は、共通の交点を有し、
   前記第２セルは、前記交点を中心にして前記第１セルをプラス６０度回転した位置に設けられ、
   前記第３セルは、前記交点を中心にして前記第２セルをプラス６０度回転した位置に設けられ、
   前記第４セルは、前記交点を中心にして前記第３セルをプラス６０度回転した位置に設けられ、
   前記交点は、前記ドレイン端子電極の内部に設けられた電界効果トランジスタ。
2. 前記ソース端子電極は、前記積層体に設けられたヴィアホールを介して、裏面電極に接続される請求項１記載の電界効果トランジスタ。
3. 請求項１または２に記載の電界効果トランジスタと、
   前記電界効果トランジスタの前記ドレイン端子電極にそれぞれ接続され、偶数次高調波を短絡としかつ奇数次高調波を開放とする、伝送線路からなる複数の高調波処理回路と、
   前記複数の高調波処理回路に接続された基本波整合回路と、
   を備えた高周波増幅回路。
4. 前記複数の高調波処理回路は、前記ドレイン端子電極の側から縦続接続された第１〜第４の伝送線路をそれぞれ有し、
   前記第１の伝送線路は、基本波の波長の１２分の１の波長の長さを有しかつ前記ドレイン端子電極に接続され、
   前記第２の伝送線路は、前記第１の伝送線路の出力端子に接続され、基本波の波長の１２分の１の長さを有しかつ先端開放とされ、
   前記第３の伝送線路は、前記第１の伝送線路の前記出力端子と前記第２の伝送線路との接続点に接続され、基本波の波長の１２分の２の長さを有し、
   前記第４の伝送線路は、前記第３の伝送線路の出力端子に接続され、基本波の波長の８分の１の長さを有し先端開放とされ、
   前記第３の伝送線路の出力端子と前記第４の伝送線路との接続点と、前記基本波整合回路の入力端子と、が接続される請求項３記載の高周波増幅回路。
5. 前記複数の高調波処理回路および前記基本波整合回路は、アルミナ基板に設けられた請求項３または４に記載の高周波増幅回路。
6. 前記複数の高調波処理回路および前記基本波整合回路は、アルミナ基板の比誘電率よりも高い誘電率を有する誘電体基板に設けられた請求項３または４に記載の高周波増幅回路。
7. 前記複数の高調波処理回路および前記基本波整合回路は、前記積層体上に設けられた請求項３または４記載の高周波増幅回路。

Images