CN116545395A - 一种谐波调谐输出匹配网络及其设计方法和功放芯片 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种谐波调谐输出匹配网络及其设计方法和功放芯片，包括：偏置支路以及匹配支路；所述偏置支路用于连接晶体管，并在基波频率提供匹配阻抗，以及在谐波频率提供开路以及短路谐波阻抗；其中，所述偏置支路为多阶LC梯形网络；所述匹配支路与所述偏置支路连接，用于提供开路的谐波阻抗。本发明首先在偏置支路实现开路与短路谐波阻抗，通过所述偏置支路与匹配支路共同实现基波阻抗匹配，并且所述匹配支路在谐波频率提供无穷大的阻抗，隔离外部负载对谐波阻抗的影响，避免功放效率的下降。

Description

一种谐波调谐输出匹配网络及其设计方法和功放芯片
技术领域
本发明涉及微波功率放大器技术领域，尤其涉及的是一种谐波调谐输出匹配网络及其设计方法和功放芯片。
背景技术
功率放大器是无线能量传输、合成孔径雷达（Synthetic Aperture Radar，SAR）、现代无线通信等系统中不可或缺的重要部件。特别是对于工作于C波段的5G基站系统和远距离无线能量传输系统，其通常使用大规模天线阵列技术与波束成形技术。天线阵列技术与波束成形技术需要使用大量的功率放大器，因而系统对功率放大器的功率与效率性能提出更高的要求。
（1）传统的分立器件功率放大器能够提供较好的效率与功率，然而，由于传统方法体积较大、总机重量高和装配复杂，不利于应用在大规模阵列系统场合。单片微波集成电路（Monolithic Microwave Integrated Circuit，MMIC）技术则是将电容、电感、传输线与晶体管集成在同一块基片，具备更高的集成度与更小的芯片体积，因而受到更多人的关注。
（2）现有的E类功率放大器能够在3GHz以下提供较好的DC（直流）-RF（射频）能效比性能，然而随着频率的上升与晶体管寄生电容的影响，难以满足零电压开关与零电压导数开关条件，不适用于在C波段（频率范围：4.0-8.0 GHz）的应用场合。谐波调谐类放大器(F类和逆F类)，合理控制谐波阻抗使得其满足一定的关系，更容易在C波段提供高效率的工作模式，不受限于寄生电容的影响。
（3）在谐波调谐放大器中，常用的谐波调谐技术在板级电路上应用了多个开路线与短路线，然而这种实现方式往往占用巨大的芯片面积，不适用于单片微波集成电路MMIC的设计环境。在常规的单片微波集成电路MMIC设计中，现有的技术通过级联多个LC谐振网络，能够有效地控制谐波阻抗。但是，过多的谐振网络带来了额外的电路损耗，降低了功放的效率。
（4）为了降低电路损耗并减少芯片面积，现有的复用偏置支路技术能够利用偏置支路实现谐波控制，有效减少了LC谐振网络的数量，避免了电路损耗的增加。然而，传统的电路仅将偏置支路在基波频率提供开路阻抗，需要在匹配支路使用更多的电路元件进行基波阻抗匹配，此外，由于匹配支路谐波阻抗对偏置支路的影响，使得功放的谐波阻抗偏移理想特性，降低功放的效率。
因此，现有技术还有待于改进和发展。
发明内容
鉴于上述现有技术的不足，本发明的目的在于提供一种谐波调谐输出匹配网络及其设计方法和功放芯片，以解决现有技术中芯片面积大，匹配支路谐波阻抗对偏置支路影响，导致功放效率低的问题。
本发明的技术方案如下：
一种谐波调谐输出匹配网络，包括：偏置支路以及匹配支路；
所述偏置支路用于连接晶体管，并在基波频率提供匹配阻抗，以及在谐波频率提供开路以及短路谐波阻抗；其中，所述偏置支路为多阶LC梯形网络；
所述匹配支路与所述偏置支路连接，用于提供开路的谐波阻抗。
本发明的进一步设置，所述谐波调谐输出匹配网络还包括寄生电容；
所述寄生电容的一端分别与所述晶体管、所述匹配支路以及所述偏置支路连接，所述寄生电容的另一端接地。
本发明的进一步设置，所述偏置支路包括：第一电感、第一电容、第二电感、第二电容、第三电感。
所述第一电感的一端与电源电压连接，所述第一电感的另一端分别与所述第一电容的一端以及所述第二电感的一端连接，所述第一电容的另一端接地，所述第二电感的另一端分别与所述第二电容的一端以及所述第三电感的一端连接，所述第二电容的另一端接地，所述第三电感的另一端分别与所述晶体管的栅极以及所述匹配支路连接。
本发明的进一步设置，所述匹配支路包括：第三电容以及第四电感；
所述第三电容的一端分别与所述偏置支路以及所述第四电感的一端连接，所述第三电容的另一端分别与所述第四电感的另一端连接。
本发明的进一步设置，所述谐波调谐输出匹配网络还包括第一旁路电容；
所述第一旁路电容的一端接入电源电压，并与所述第一电感的一端连接，所述第一旁路电容的另一端接地。
本发明的进一步设置，所述谐波调谐输出匹配网络还包括第二旁路电容；
所述第二旁路电容的一端与所述匹配支路连接，所述第二旁路电容的另一端输出射频信号。
本发明的进一步设置，在F类功放情况下，所述匹配支路的谐振频率为奇次谐波。
本发明的进一步设置，在逆F类功放条件下，所述匹配支路的谐振频率为偶次谐波。
一种功放芯片，包括：射频输入端、射频输出端、输入匹配网络、晶体管以及如上所述的谐波调谐输出匹配网络；
所述输入匹配网络的一端与射频输入端连接，所述输入匹配网络的另一端与所述晶体管的栅极连接；所述晶体管的漏极与所述谐波调谐输出匹配网络的一端连接，所述晶体管的源极接地；所述谐波调谐输出匹配网络的另一端与所述射频输出端连接。
本发明的进一步设置，所述谐波调谐输出匹配网络包括偏置支路以及匹配支路，所述偏置支路包括第一电容、第一电感、第二电容、第二电感以及第三电感，所述匹配支路包括第三电容以及第四电感，所述方法包括：
采用多阶LC梯形网络构建偏置支路,以在基波频率提供匹配阻抗，并在谐波频率提供开路谐波阻抗以及短路谐波阻抗；
将匹配支路配置为与所述偏置支路连接，以提供开路的谐波阻抗。
本发明的有益效果是：
1、本发明采用的偏置支路提供基波匹配、开路和短路谐波阻抗，能够减少匹配支路所需要的电路元件，降低电路复杂度与损耗，提高功放的效率。
2、本发明提出采用匹配支路与偏置支路连接，在基波频率提供匹配，并在开路的谐波频率下提供无穷大的阻抗，隔离外部负载对开路阻抗的影响，避免功放的效率降低。
3、本发明提出的谐波调谐输出匹配网络可以完成对基波至四次谐波频率阻抗的控制，特别是适用于谐波调谐类功放的设计场景，从而构建高效率的电压与电流波形。
4、本发明提供的一种谐波调谐输出匹配网络设计方法，适用于MMIC的设计环境，能够为无线能量传输与5G基站建设提供设计思路，提高能量转换效率，降低散热成本，提高系统的可靠性与寿命。
附图说明
为了更清楚的说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图示出的结构获得其他的附图。
图1是本发明中功放芯片的结构示意图。
图2是本发明中n阶LC梯形网络结构与功能图。
图3是本发明中谐波调谐输出匹配网络设计方法的流程图。
图4是本发明中偏置支路实现的F类基波频率阻抗与等效电抗图。
图5是本发明中谐波调谐输出匹配网络阻抗幅度图。
图6是本发明中功放芯片测试结果图。
具体实施方式
本发明提供一种谐波调谐输出匹配网络及其设计方法和功放芯片，为使本发明的目的、技术方案及效果更加清楚、明确，以下参照附图并举实例对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
在实施方式和申请专利范围中，除非文中对于冠词有特别限定，否则“一”、“一个”、“所述”和“该”也可包括复数形式。若本发明实施例中有涉及“第一”、“第二”等的描述，则该“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。
应该进一步理解的是，本发明的说明书中使用的措辞“包括”是指存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或它们的组。应该理解，当我们称元件被“连接”或“耦接”到另一元件时，它可以直接连接或耦接到其他元件，或者也可以存在中间元件。此外，这里使用的“连接”或“耦接”可以包括无线连接或无线耦接。这里使用的措辞“和/或”包括一个或更多个相关联的列出项的全部或任一单元和全部组合。
本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)，具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语，应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样被特定定义，否则不会用理想化或过于正式的含义来解释。
另外，各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。
经发明人研究发现，谐波调谐放大器较容易在C波段提供高效率的工作模式，不受限于晶体管寄生电容的影响。而若要提高功放效率，一般是通过控制谐波阻抗开提高效率。现有技术中一方面会通过采用多个LC谐振网络来控制谐波阻抗，但是随着谐振网络增加，新增的谐振网络也会带来损耗，使效率又进行降低。另一方面会采用复用偏置支路技术进行谐波控制，但是传统的复用偏置支路技术是不提供基波频率的阻抗匹配，仅提供谐波频率阻抗，因此复用偏置支路技术需要进行阻抗匹配，匹配支路又会对主干谐振阻抗进行影响，降低功放效率。
针对上述技术问题，本发明提供了一种谐波调谐输出匹配网络及其设计方法和功放芯片。
请同时参阅图1至图2，本发明提供了一种谐波调谐输出匹配网络的较佳实施例。
如图1所示，本发明提供的一种功放芯片，其包括：射频输入端P1、射频输出端P2、输入匹配网络10、晶体管Q1以及谐波调谐输出匹配网络20。所述输入匹配网络10的一端与射频输入端P1连接，所述输入匹配网络10的另一端与所述晶体管Q1的栅极连接；所述晶体管Q1的漏极与所述谐波调谐输出匹配网络20的一端连接，所述晶体管Q1的源极接地；所述谐波调谐输出匹配网络20的另一端与所述射频输出端P2连接。
其中，在一些实施例中，如图1所示，所述谐波调谐输出匹配网络20包括偏置支路100以及匹配支路200；所述偏置支路100用于连接晶体管Q1，并在基波频率提供匹配阻抗，以及在谐波频率提供开路以及短路谐波阻抗；其中，所述偏置支路100为多阶LC梯形网络；所述匹配支路200与所述偏置支路100连接，用于提供开路的谐波阻抗。
具体地，通过所述多阶LC梯形网络提供基波阻抗匹配以及为谐波频率提供理想的开路以及短路条件，以避免后续加入更多的电路元件进行基波阻抗匹配而增加电路的损耗，并通过所述匹配支路200在谐振频率提供无穷大的阻抗，即提供开路的谐波阻抗，以实现所述偏置支路100与所述匹配支路200的开路谐波阻抗隔离，隔离外部负载与谐波阻抗的影响。这样，相对于传统的谐波调谐实现方式，不仅能够提供谐波阻抗，节省所述匹配支路200电路元件，降低电路损耗，并且所述匹配支路200提供开路谐波阻抗隔离，进一步提升功放的效率性能。
在一种实施例中，所述输出匹配网络20还包括：寄生电容Cd；所述寄生电容Cd的一端分别与所述晶体管Q1、所述匹配支路200以及所述偏置支路100连接，所述寄生电容Cd的另一端接地。可以理解的，所述寄生电容Cd为所述晶体管Q1的寄生电容。
在一种实施例中，所述第一电感L1的一端与电源电压Vd连接，所述第一电感L1的另一端分别与所述第一电容C1的一端以及所述第二电感L2的一端连接，所述第一电容C1的另一端接地，所述第二电感L2的另一端分别与所述第二电容C2的一端以及所述第三电感L3的一端连接，所述第二电容C2的另一端接地，所述第三电感L3的另一端分别与所述晶体管Q1的栅极以及所述匹配支路200连接。所述匹配支路200包括：第三电容C3以及第四电感L4；所述第三电容C3的一端分别与所述偏置支路100以及所述第四电感L4的一端连接，所述第三电容C3的另一端分别与所述第四电感L4的另一端连接。
具体地，图2为n阶LC梯形网络结构，所述偏置支路100为六阶LC梯形网络，能够提供理想的开路与短路谐波阻抗。所述电源电压Vd为所述晶体管Q1提供漏极偏置。其中，对于F类功放的阻抗条件，偏置支路100在基波频率提供的阻抗为ZBB,F，偶次谐波阻抗为0，奇次谐波阻抗为无穷大；对于逆F类功放条件，偏置支路100在基波频率提供的阻抗为，偶次谐波阻抗为无穷大，奇次谐波阻抗为0。当n=6时，F类功放的基波阻抗（ZBB）的表达式如下：
。
则基波频率处的基波阻抗ZBB，F则为：
。
逆F类功放的阻抗为ZBB表达式如下：
。
则逆F类功放条件下的基波阻抗为/>。
其中，K为比例系数，α为基波频率偏移量，s=jω0为复频域变量，j为虚数单位，ω0=2πf0，ω0为所述谐波调谐输出匹配网络20的基波工作角频率,f0为所述谐波调谐输出匹配网络20工作的基波频率，对于F类放大器，依据上述公式可以看出，调整K与α的值即可改变基波频率的阻抗，不仅可以进行基波阻抗匹配，同时不会影响谐波阻抗的开路与短路条件。对于逆F类放大器，则会增加一个额外的设计自由度β，用于描述第二零点相对于基波频率的偏移。同样可以通过调整K、α以及β的值即可改变基波频率的阻抗，不仅可以进行基波阻抗匹配，同时不会影响谐波阻抗的开路与短路条件。
在所述匹配支路200中，通过设置所述第四电感L4以及所述第三电容C3的参数以提供基波匹配阻抗，并通过采用LC并联谐振电路，将谐振频率设置在三次谐振频率处，以在三次谐振频率出提供无穷大的阻抗，从而隔离外部负载阻抗对开路谐波阻抗的影响。根据并联谐振公式：
。
为了使在三次谐波频率出进行谐振，因此对应的角频率为基波角频率的三倍：，最终得到的谐振电抗如下关系： />。其中，ω为谐振角频率，ω0为所述谐波调谐输出匹配网络20的基波工作角频率，LO1为第四电感L4的电感值，CO1为第三电容C3的电容值。
需要说明的是，本实施例中将谐振频率设置在三次谐振频率处，是由于所述偏置支路100工作在F类模式下，并且采用的是六阶LC梯形网络。因此，如果所述偏置支路100工作在逆F类模式下，根据逆F类模式下偶次谐波阻抗为无穷大的原理，则是将谐振频率设置在偶次谐振频率下。可以不仅限于在三次谐波频率进行谐振。
在一种实施例中，所述谐波调谐输出匹配网络20还包括第一旁路电容Cx1；所述第一旁路电容Cx1的一端接入电源电压Vd，并与所述第一电感L1的一端连接，所述第一旁路电容Cx1的另一端接地。
具体地，所述第一旁路电容Cx1用于提供交流短路，以为所述晶体管Q1提供直流漏极偏置。
在一种实施例中，所述谐波调谐输出匹配网络20还包括第二旁路电容Cx2；所述第二旁路电容Cx2的一端与所述匹配支路200连接，所述第二旁路电容Cx2的另一端输出射频信号。
具体地，所述第二旁路电容Cx2用于提供交流短路，以为所述晶体管Q1提供直流漏极偏置。
本发明还提供了一种谐波调谐输出匹配网络设计方法，如图2以及图3所示，所述谐波调谐输出匹配网络20包括偏置支路100以及匹配支路200，所述偏置支路100包括第一电容C1、第一电感L1、第二电容C2、第二电感L2以及第三电感L3。所述匹配支路200包括第三电容C3以及第四电感L4；方法包括步骤：
S100、采用多阶LC梯形网络构建偏置支路100,以在基波频率提供匹配阻抗，并在谐波频率提供开路谐波阻抗以及短路谐波阻抗。
S200、将匹配支路200配置为与所述偏置支路100连接，以提供开路的谐波阻抗。
在一种实施例中，所述步骤S100包括：
S110、使所述偏置支路100工作在F类功放模式，得到F类功放模式下的基波频率阻抗。
所述步骤S200包括：
S210、在F类功放情况下，将所述匹配支路200的谐振频率配置于奇次谐振频率处，以提供开路的谐波阻抗。
具体地，F类功放的谐波阻抗条件为奇次谐波开路，偶次谐波短路，因此，通过将所述匹配支路200的谐振频率设定在奇次谐振频率处，以提供开路的谐波阻抗，从而隔离外部阻抗的影响。
在一种实施例中，所述步骤S100包括：
S120、使所述偏置支路100工作在逆F类功放模式，得到逆F类功放模式下的基波频率阻抗。
所述步骤S200包括：
S220、在逆F类功放条件下，将所述匹配支路200的谐振频率配置于偶次谐振频率处，以提供开路的谐波阻抗。
具体地，逆F类功放的谐波阻抗条件为偶次谐波开路，奇次谐波短路，因此，通过将所述匹配支路200的谐振频率设定在偶次谐振频率处，以提供开路的谐波阻抗，从而隔离外部阻抗的影响。
为了验证本实施例的谐波调谐输出匹配网络设计方法的优越性，本实施例在F类功放的谐波条件下进行仿真验证。首先进行了所述偏置支路100的仿真，依据图1的所述偏置支路100的电路结构，选择六阶LC梯形电路在频率为5.8GHz进行仿真验证，仿真得到的基波阻抗ZBB，F。如图4所示，依据图4可以看到，当0.8<α<1，偏置支路100对应的等效电容为0~1.2pF；当1<α<1.2，对应的等效电感为0.4~6nH。因此，偏置支路100可以为基波频率的匹配提供部分的匹配作用，减少电路元件的使用，避免过多的电路损耗。对于本实施例中所述匹配支路200的设计，将其谐振频率设定在三次谐波频率处，从而在三次谐波频率处提供无穷大的阻抗，这可以隔离外部负载阻抗对开路谐波阻抗的影响。
图5为本实施例中，所述谐波调谐输出匹配网络20在基波频率为5.8GHz时，所述晶体管Q1漏极节点的阻抗，依据图4可以看到，所述谐波调谐输出匹配网络20提供在晶体管Q1电流源平面的最优阻抗为60Ω，二次谐波与四次谐波为短路阻抗，三次谐波为开路阻抗，所述谐波调谐输出匹配网络20实现了从基波阻抗至四次谐波阻抗的调控功能。
本实施中使用0.25um的碳化硅基氮化镓（GaN-on-SiC）工艺进行流片加工测试，图6为所述功放芯片测试结果。依据图6，新型高能效谐波调谐类功放芯片的测试频率为5.3~5.9GHz，测试带宽为0.6GHz，全频带（A）的饱和输出功率为38.5~39.1dBm，饱和漏极效率(C)为65~75%，饱和功率附加效率(B)为61~70%，低功率增益为11.6~13.1dB。测试结果表明功放能够实现较高的DC-RF转换效率，为C波段的无线能量传输和5G基站应用场合提供高能效比。
综上所述，本发明所提供的一种谐波调谐输出匹配网络及其设计方法和功放芯片，包括：偏置支路以及匹配支路；所述偏置支路用于连接晶体管，并在基波频率提供匹配阻抗，以及在谐波频率提供开路以及短路谐波阻抗；其中，所述偏置支路为多阶LC梯形网络；所述匹配支路与所述偏置支路连接，用于提供开路的谐波阻抗。本发明通过所述偏置支路提供基波阻抗匹配以及开路和短路谐波阻抗，并通过所述匹配支路提供基波阻抗匹配与谐波阻抗开路，在谐波频率提供无穷大的阻抗，隔离外部负载与谐波阻抗的影响，避免功放效率的下降。
应当理解的是，本发明的应用不限于上述的举例，对本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，所有这些改进和变换都应属于本发明所附权利要求的保护范围。

Claims (10)

1.一种谐波调谐输出匹配网络，其特征在于，包括：偏置支路以及匹配支路；
所述偏置支路用于连接晶体管，并在基波频率提供匹配阻抗，以及在谐波频率提供开路以及短路谐波阻抗；其中，所述偏置支路为多阶LC梯形网络；
所述匹配支路与所述偏置支路连接，用于提供开路的谐波阻抗。
2.根据权利要求1所述的谐波调谐输出匹配网络，其特征在于，还包括寄生电容；
所述寄生电容的一端分别与所述晶体管、所述匹配支路以及所述偏置支路连接，所述寄生电容的另一端接地。
3.根据权利要求1所述的谐波调谐输出匹配网络，其特征在于，所述偏置支路包括：第一电感、第一电容、第二电感、第二电容、第三电感；
所述第一电感的一端与电源电压连接，所述第一电感的另一端分别与所述第一电容的一端以及所述第二电感的一端连接，所述第一电容的另一端接地，所述第二电感的另一端分别与所述第二电容的一端以及所述第三电感的一端连接，所述第二电容的另一端接地，所述第三电感的另一端分别与所述晶体管的栅极以及所述匹配支路连接。
4.根据权利要求1所述的谐波调谐输出匹配网络，其特征在于，所述匹配支路包括：第三电容以及第四电感；
所述第三电容的一端分别与所述偏置支路以及所述第四电感的一端连接，所述第三电容的另一端分别与所述第四电感的另一端连接。
5.根据权利要求3所述的谐波调谐输出匹配网络，其特征在于，还包括第一旁路电容；
所述第一旁路电容的一端接入电源电压，并与所述第一电感的一端连接，所述第一旁路电容的另一端接地。
6.根据权利要求4所述的谐波调谐输出匹配网络，其特征在于，还包括第二旁路电容；
所述第二旁路电容的一端与所述匹配支路连接，所述第二旁路电容的另一端用于输出射频信号。
7.根据权利要求1所述的谐波调谐输出匹配网络，其特征在于， 在F类功放情况下，所述匹配支路的谐振频率为奇次谐波。
8.根据权利要求1所述的谐波调谐输出匹配网络，其特征在于， 在逆F类功放条件下，所述匹配支路的谐振频率为偶次谐波。
9.一种功放芯片，其特征在于，包括：射频输入端、射频输出端、输入匹配网络、晶体管以及如权利要求1-8任一项所述的谐波调谐输出匹配网络；
所述输入匹配网络的一端与射频输入端连接，所述输入匹配网络的另一端与所述晶体管的栅极连接；所述晶体管的漏极与所述谐波调谐输出匹配网络的一端连接，所述晶体管的源极接地；所述谐波调谐输出匹配网络的另一端与所述射频输出端连接。
10.一种谐波调谐输出匹配网络设计方法，所述谐波调谐输出匹配网络包括偏置支路以及匹配支路，所述偏置支路包括第一电容、第一电感、第二电容、第二电感以及第三电感，所述匹配支路包括第三电容以及第四电感，其特征在于，方法包括：
采用多阶LC梯形网络构建偏置支路,以在基波频率提供匹配阻抗，并在谐波频率提供开路谐波阻抗以及短路谐波阻抗；
将匹配支路配置为与所述偏置支路连接，以提供开路的谐波阻抗。
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Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005341447A (ja) * 2004-05-31 2005-12-08 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波電力増幅器
US20090039962A1 (en) * 2007-08-09 2009-02-12 Takashi Uno High frequency power amplifier and high frequency heating device
CN108988792A (zh) * 2017-06-02 2018-12-11 中兴通讯股份有限公司 一种放大器电路
CN110784185A (zh) * 2019-11-11 2020-02-11 北京普能微电子科技有限公司 功率放大器、输出匹配电路和射频模块
CN113162554A (zh) * 2021-04-20 2021-07-23 杭州电子科技大学富阳电子信息研究院有限公司 一种基于谐波控制的混合高效功率放大器及其设计方法
CN115865013A (zh) * 2022-12-21 2023-03-28 中国电子科技集团公司第五十五研究所 一种基于Baseband阻抗匹配的高线性功率放大器

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005341447A (ja) * 2004-05-31 2005-12-08 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波電力増幅器
US20090039962A1 (en) * 2007-08-09 2009-02-12 Takashi Uno High frequency power amplifier and high frequency heating device
CN108988792A (zh) * 2017-06-02 2018-12-11 中兴通讯股份有限公司 一种放大器电路
CN110784185A (zh) * 2019-11-11 2020-02-11 北京普能微电子科技有限公司 功率放大器、输出匹配电路和射频模块
CN113162554A (zh) * 2021-04-20 2021-07-23 杭州电子科技大学富阳电子信息研究院有限公司 一种基于谐波控制的混合高效功率放大器及其设计方法
CN115865013A (zh) * 2022-12-21 2023-03-28 中国电子科技集团公司第五十五研究所 一种基于Baseband阻抗匹配的高线性功率放大器

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
张少倩: "基于谐波调谐的双频高效功率放大器设计", 《电波科学学报》, vol. 37, no. 1, pages 93 - 96 *

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