CN110784185B - 功率放大器、输出匹配电路和射频模块 - Google Patents

功率放大器、输出匹配电路和射频模块 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种输出匹配电路、功率放大器以及射频模块。输出匹配电路包括：信号接入端，接收功率放大电路提供的功率放大信号；第一调谐单元，连接在信号接入端和参考地电位之间，适于配置二次谐波分量的阻抗；第一电感，其第一端与信号接入端连接；偏置网络，经第一电感向信号接入端供电，适于配置基波分量的阻抗和三次谐波分量的阻抗；以及阻抗匹配网络，经第一电感与信号输入端连接，适于向信号输出端提供输出信号，并至少用于配置二次谐波分量的阻抗。本发明实施例提供的输出匹配电路可以对基波阻抗和各次谐波阻抗进行配置，从而利用二次谐波分量、三次谐波分量等多次谐波分量实现效率、线性度、输出功率和工作带宽的优化。

Description

功率放大器、输出匹配电路和射频模块
技术领域
本发明涉及无线通信领域，更具体地，涉及一种功率放大器、输出匹配电路和射频模块。
背景技术
在无线传输过程中，信号的衰减将影响信号的传输距离。为了能够实现更远距离的信号传输，信号通常需要经过功率放大器放大后再经天线向外辐射，这里的功率放大器主要用于实现功率放大，以使被功率放大器放大后的信号具有足够大的功率。
在通信系统中，对功率放大器的要求包括：第一、为了避免信号经过功率放大器放大后产生明显失真，同时避免放大后的信号对邻近信道产生明显干扰，功率放大器的线性度需满足一定的要求；第二、功率放大器通常是通信系统中的主要耗能元件，因此功率放大器的效率直接影响了整个通信系统的效率，需要减小功率放大器本身的功耗以提高功率放大器和整个通信系统的效率，从而节省能源、降低通信系统对散热设计的要求。
另一方面，随着无线通信技术的迅速发展，尤其是随着第五代(the fifthgeneration,简称5G)无线通信技术的不断进步，市场对通信系统的工作带宽提出了更高的要求。作为通信系统的核心部件，功率放大器的工作带宽限制了整个通信系统的频率带宽。
目前，主流的功率放大器的设计依然存在很多技术瓶颈，基本只能呈现宽频带、线性化、高效率和高功率中的一种或两种特性。因此，为了满足市场需求，期待能够实现一种兼顾各种指标的功率放大器，从而在保证输出功率的情况下，尽可能在更宽的频带内实现高效率，且线性度亦能够满足线性要求。
发明内容
为了解决上述现有技术存在的问题，本发明提供一种输出匹配电路、功率放大器和射频模块。
根据本发明实施例的第一方面，提供了一种输出匹配电路，包括：信号接入端，接收功率放大电路提供的功率放大信号，所述功率放大信号至少包括基波分量、二次谐波分量和三次谐波分量；第一调谐单元，连接在所述信号接入端和参考地电位之间，适于配置所述二次谐波分量的阻抗；第一电感，其第一端与所述信号接入端连接；偏置网络，经所述第一电感向所述信号接入端供电，适于配置所述基波分量的阻抗和所述三次谐波分量的阻抗；以及阻抗匹配网络，经所述第一电感与所述信号输入端连接，适于向信号输出端提供输出信号，并至少用于配置所述二次谐波分量的阻抗。
可选的，所述偏置网络包括：第二电感、第三电感和第四电感，依次串联在所述第一电感的第二端和供电端之间，所述供电端接收供电电压；第一电容，连接在所述第二电感和所述第三电感的连接节点与参考地电位之间；第二电容，连接在所述第三电感和所述第四电感的连接节点与参考地电位之间；以及第三电容，连接在所述供电端和参考地电位之间，被配置为所述供电端的退耦电容。
可选的，所述第二电感、所述第三电感的电感值和所述第二电容的电容值被配置以调制所述基波分量的阻抗，所述第二电感的电感值和所述第一电容的电容值被配置以调制所述三次谐波分量的阻抗，所述第二电感、所述第三电感、所述第四电感的电感值和所述第三电容的电容值被配置以调制视频阻抗和视频带宽。
可选的，所述阻抗匹配网络包括：第二调谐单元，包括并联在第一并联端和第二并联端之间的第五电感和第四电容，所述第二调谐单元连接在所述第一电感的第二端和所述信号输出端之间以配置所述二次谐波分量的阻抗。
可选的，所述阻抗匹配网络还包括：第一微带线，其第一端与所述第二调谐单元的第二并联端连接，所述第一微带线的第二端与所述信号输出端耦接；以及第二微带线，其第一端与所述第一微带线的第二端连接，所述第二微带线的第二端开路。
可选的，所述第一微带线的长度和所述第二微带线的长度等于所述三次谐波分量的波长的1/4。
可选的，所述输出匹配电路还包括隔直电容，所述阻抗匹配电路经所述隔直电容向所述信号输出端提供所述输出信号。
可选的，所述第一调谐单元包括：第六电感和第五电容，串联连接在所述信号输入端和参考地电位之间，被配置以调制所述二次谐波分量的阻抗。
可选的，所述第一电感被配置以调制所述基波分量的阻抗实部。
可选的，所述二次谐波分量的阻抗虚部与所述基波分量的阻抗虚部具有相反的相位。
根据本发明实施例的第二方面，还提供了一种功率放大器，包括本申请公开的输出匹配电路和功率放大电路。其中，功率放大电路经所述输出匹配电路与后级电路结构连接，适于对输入信号进行功率放大以获得所述功率放大信号。
根据本发明实施例的第三方面，还提供了一种射频模块，包括本申请公开的功率放大器。
本发明实施例提出了一种面向功率放大电路的输出匹配电路，以及包含该输出匹配电路和该功率放大电路的功率放大器和射频模块。其中，本发明实施例提供的输出匹配电路可以对面向功率放大电路的基波阻抗和各次谐波阻抗进行配置，使得功率放大器在基波分量下实现高输出功率、高效率、高线性和较宽的工作带宽，且能够利用二次谐波分量、三次谐波分量等多次谐波分量实现效率、线性度和工作带宽的优化，从而在基波分量和多次谐波分量下，功率放大电路能够经输出匹配电路与负载良好匹配。
在可选的实施例中，本发明实施例提供的输出匹配电路还可以对面向功率放大电路的视频阻抗进行配置，进一步使功率放大电路经输出匹配电路与负载良好匹配，从而提升功率放大器的线性度、效率和工作带宽。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚。
图1示出了本申请实施例提供的功率放大器200的结构示意图。
图2示出了本申请实施例提供的输出匹配电路230的结构示意图。
图3示出本申请实施例提供的输出匹配电路230的一种具体结构示意图。
图4a和4b示出根据本发明一实施例的功率放大器的信号接入端RF_in处的阻抗随信号频率变化的示意图。
图5示出在图4a和4b示出的实施例中功率放大器在输出端250处的输出功率Pout与增益的关系示意图。
图6示出在图4a和4b示出的实施例中功率放大器在输出端250处的输出功率Pout与效率的关系示意图。
图7a和7b示出根据本发明一实施例的功率放大器的信号接入端RF_in处的阻抗随信号频率变化的示意图。
图8示出在图7a和7b示出的实施例中功率放大器在输出端250处的输出功率Pout与增益的关系示意图。
图9示出在图7a和7b示出的实施例中功率放大器在输出端250处的输出功率Pout与效率的关系示意图。
图10示出本发明实施例的射频模块的示意性框图。
具体实施方式
以下将参照附图更详细地描述本发明。在各个附图中，相同的元件采用类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。此外，在图中可能未示出某些公知的部分。
在下文中描述了本发明的许多特定的细节，例如器件的结构、材料、尺寸、处理工艺和技术，以便更清楚地理解本发明。但正如本领域的技术人员能够理解的那样，可以不按照这些特定的细节来实现本发明。
应理解，本申请实施例中的A与B连接/耦接，表示A与B可以串联连接或并联连接，或者A与B通过其他的器件，本申请实施例对此不作限定。
本申请提供的功率放大器及其输出匹配电路可以应用于各种通信系统中的发送端的射频模块，例如应用于雷达设备、通信设备、导航设备、卫星地面站、电子对抗设备等。其中，通信系统例如但不限于为：全球移动通讯(global system of mobilecommunication,GSM)系统、码分多址(code division multiple access,CDMA)系统、宽带码分多址(wideband code division multiple access,WCDMA)系统、通用分组无线业务(general packet radio service,GPRS)、长期演进(long term evolution,LTE)系统、LTE频分双工(frequency division duplex,FDD)系统、LTE时分双工(time division duplex,TDD)、通用移动通信系统(universal mobile telecommunication system,UMTS)、全球互联微波接入(worldwide interoperability for microwave access,WiMAX)通信系统、无线局域网(wireless local area network,WLAN)、第五代无线通信系统等。
功率放大器的主要功能是对前级电路产生的小功率信号进行放大，以获得具有足够功率的输出信号，该输出信号经天线向外辐射并能够传输足够远的距离。作为示例，功率放大器可利用双极型晶体管(Bipolar Junction Transistor,简称BJT，也可称为三极管)的电流控制作用或场效应管(Field Effect Transistor,简称FET)的电压控制作用将电源的功率转换为按照输入信号变化的电流，从而起到电流电压放大作用。
当功率放大器接收到的信号为单频窄带信号(例如1840MHz处的调制信号或者2140MHz处的调制信号)时，功率放大器的效率较高。
然而，随着5G等无线通信系统的发展，越来越多的电子设备支持更高的频率和更宽的频率范围，因此市场对功率放大器的工作带宽提出了更高的要求。当功率放大器应用于宽带场景时，功率放大器可能对宽频带范围内的多个信号进行放大，这种情况下，功率放大器中的功率管输出的信号将包含丰富的频谱分量：基波分量、二次谐波分量、三次谐波分量以及更高次的谐波分量等。其中，基波分量的频率等于基波频率，各次谐波分量的频率通常大于基波频率，谐波分量的频率与基波频率的比值称为谐波次数，例如上述二次谐波分量的频率为基波频率的2倍。
本申请提出的功率放大器的效率可以指功率附加效率(PowerAdded Efficiency,简称PAE，后文用ηPAE表示)，其定义为输出功率Pout与输入功率Pin之差与电源的供电功率Pdc之比，即：
ηPAE＝(Pout–Pin)/Pdc
ηPAE既能反映功率放大器将直流功率转换成射频功率的能力，又能反映功率放大器放大射频功率的能力。然而，应当理解，本申请实施例中，功率放大器的效率还可以由输出功率Pout与电源的供电功率Pdc之间的比值来表征。
本申请提出的功率放大器的线性度可以由多个指标来表征，例如：三阶互调(Third Order Intermodulation,简称IMD3)越低(通常为负值)，表征功率放大器的线性度越好；邻道功率比(Adjacent Channel Power Ratio,简称ACPR)，用于描述功率放大器非线性失真引起的信号带外频谱失真特性，其绝对值越高，在一定程度上表征功率放大器的线性度越好；1dB压缩点，用于衡量在输入信号连续变化的过程中功率放大器的增益(输出功率与输入功率的比值)的稳定程度，通常定义为增益下降到比线性增益低1dB时的输出功率，是衡量线性度的重要指标，1dB压缩点越大，说明线性度越好。应当理解，功率放大器的线性度还可以通过其他指标表征。
功率放大器的工作带宽(或称为工作频宽)通常指工作频率的上限fH和下限fL之间的差值，即：B＝fH-fL，功率放大器的相对带宽Bf＝(fH-fL)/f0也可以用于表征工作带宽，其中f0是指工作带宽的中心频率。在功率放大器中，视频带宽(Video Bandwidth,简称VBW)也是很重要的指标，功率放大器的带宽通常受限于VBW，因此，通过提高VBW可以达到扩展功率放大器的带宽、提高功率放大器的线性度的目的。
本发明实施例提供的功率放大器通过对基波分量和各次谐波分量进行控制，提高了效率和工作带宽，并保证了高线性度和高输出功率。
下面将结合附图对本申请提供的功率放大器的实施例进行描述。
图1示出了本申请实施例提供的功率放大器200的结构示意图。应理解，本申请实施例中的功率放大器可以应用在Doherty功放架构、异相(Outphasing)放大器、包络跟踪放大器等功放架构中，或者是应用到其他的功放架构中，本申请实施例对此不作限定。
如图1所示，本发明实施例的功率放大器200包括：输入端210、功率放大电路(Power Amplifier,简称PA)220，输出匹配电路230、输出端240和供电端250。
供电端250接收电源提供的供电电压VCC。该供电电压VCC可以是功率放大器内供电电路提供的电压或功率放大器所在的射频模块中的供电电路提供的电压。在另一些未示出的实施例中，供电电压VCC还可以是功率放大器接收到的接入电压VDD，本申请对此不做限制。
输入端210用于接收输入信号in0，该输入信号in0例如为射频信号。在一些可选的实施例中，功率放大器200还包括输入匹配网络260，耦接在输入端210与功率放大电路220之间以实现功率放大电路220与输入端210之间的阻抗匹配。
功率放大电路220用于对输入端210接收到的输入信号in0(或输入匹配电路260传输至功率放大电路220的输入信号in0)进行功率放大以获得功率放大信号out_p，并将功率放大信号out_p经放大输出节点p0提供至输出匹配电路230。功率放大电路220至少包括功率管M0，该功率管M0例如为双极型晶体管、场效应管或其他类型的晶体管，可以等效为一个受控的电流源或电压源，用于根据输入信号in0将电源提供的不包含信息的能量转化为包含有用信息的输出能量，从而输出满足功率指标的功率放大信号out_p。
作为一种示例，用于实现功率管M0的双极型晶体管的发射极可以耦接至参考地电位，集电极经输出匹配电路230耦接至供电端250以接收电源提供的能量，基极可以耦接至输入端210以接收输入信号in0，从而功率管M0可以等效为受控于输入信号in0、且提供流向参考地电位的电流的电流源，以及与该电流源并联的寄生电容等，且功率管M0的集电极提供上述功率放大信号out_p。
类似地，作为另一示例，如图2所示，用于实现功率管M0的场效应管的源极可以耦接至参考地电位，衬底与源极耦接，漏极可以经输出匹配电路230耦接至供电端250以接收电源提供的能量，栅极可以耦接至输入端210以接收输入信号in0，从而功率管M0可以等效为受控于输入信号in0、且提供流向参考地电位的电流的电流源，以及与该电流源并联的漏源寄生电容Cds等，且功率管M0的漏极提供上述功率放大信号out_p。
输出匹配电路230连接在放大输出节点p0和输出端240之间，根据功率放大信号out_p获得可以被提供至输出端240的输出信号out0，并通过配置由放大输出节点p0指向输出匹配电路230(也即指向输出端240)的基波分量的阻抗、各次谐波分量(主要为二次谐波分量和三次谐波分量，也可以包括更高次的谐波分量)的阻抗，实现对功率放大信号out_p的基波分量和各次谐波分量的控制，以在满足线性度、输出功率和工作带宽的要求的同时提升功率放大器的效率，也使得功率放大器200在满足线性度指标和效率要求的条件下能够应用于更宽的频带。
输出端240用于将输出匹配电路230耦接至功率放大器的负载，从而将输出信号out0输出至负载。功率放大器的负载例如但不限于为：传输线、下一级放大器、天馈和/或双工器等后级结构。
在设计功率放大器的过程中，合理地设计输出匹配电路时提升效率、输出功率、线性度、工作带宽和增益的关键。下面将对本申请提供的输出匹配电路230进行详细说明。
图2示出了本申请实施例提供的输出匹配电路230的结构示意图。图3示出本申请实施例提供的输出匹配电路230的一种具体结构示意图。
如图2所示，输出匹配电路230包括信号接入端RF_in、信号输出端RF_out、第一调谐单元231、电感L11、偏置网络232以及阻抗匹配网络233。
信号接入端RF_in与放大输出节点p0耦接以接收功率放大信号out_p。信号输出端RF_out与功率放大器200的输出端240耦接以提供输出信号out0。
需要说明的是，后文所述的基波阻抗是指基波频率下由信号输入端RF_in指向信号输出端RF_out的阻抗，二次谐波阻抗是指2倍基波频率下由信号输入端RF_in指向信号输出端RF_out的阻抗，三次谐波阻抗是指3倍基波频率下由信号输入端RF_in指向信号输出端RF_out的阻抗，更高次的谐波阻抗的定义以此类推，视频阻抗是指视频带宽VBW内由信号输入端RF_in指向信号输出端RF_out的阻抗。
在传统功率放大器设计中，通常要求各次谐波分量被控制为短路或开路，以提升功率放大器的效率，但实际电路只能在单频点或窄带宽内将各次谐波分量配置为短路或开路，而无法适用于功率放大器的宽频带设计。本申请实施例根据需要对基波阻抗和各次谐波阻抗进行配置，而不是严格地将各次谐波阻抗设置为短路或开路，从而能够优化功率放大器的效率、线性度和输出功率，并拓展了功率放大器的工作带宽。
为此，本发明实施例的第一调谐单元231连接在信号接入端RF_in和参考地电位GND之间，用于配置功率放大信号out_p中的二次谐波分量对应的二次谐波阻抗。
为了避免二次谐波分量造成的功率损失、提升效率，应尽量让电压和电流在时域上存在正交关系，或将二次谐波阻抗配置为纯电容性阻抗、将基波阻抗为电感性阻抗；反之，也可以将二次谐波阻抗配置为纯电感性阻抗，并将基波阻抗配置为电容性阻抗。同时，在功率放大信号out_p的各次谐波分量中，二次谐波分量对功率放大器的性能控制程度较高，能够保证功率放大器的输出功率和效率的二次谐波阻抗可以在一个较大的区间范围内变化，从而具有一定的设计灵活性。
作为一种示例，如图3所示，第一调谐单元231包括串联在信号接入端RF_in和参考地电位GND之间的电感L21和电容C21，以提供LC串联谐振结构。通过配置电感L21的电感值和电容C21的电容值，可以控制二次谐波分量的相位(电压和电流正交或近似成正交)和二次谐波阻抗(纯容性阻抗或接近于纯容性阻抗)，以在较宽的工作带宽内实现功率放大器的输出功率、效率和线性度的优化。
电感L11的第一端与信号接入端RF_in耦接，用于配置基波阻抗的实部，即：通过增大电感L11的电感值，可以使基波阻抗的实部相应地增加；通过减小电感L11的电感值，可以使基波阻抗的实部相应地减小。偏置网络232与供电端250耦接以接收供电电压VCC，且偏置网络232与电感L11的第二端耦接，从而偏置网络232可以根据供电电压VCC经电感L11向信号接入端RF_in提供偏置电压Vb，以使功率放大电路220中功率管M0的漏极(或集电极)接收电源提供的能量。同时，电感L11的第二端还与阻抗匹配网络233连接，从而阻抗匹配网络233可经电感L11与信号接入端RF_in耦接。
在本发明实施例中，偏置网络232不仅用于经信号接入端RF_in向功率放大电路中的功率管M0提供合适的偏置电压Vb，还需要被配置以防止信号接入端RF_in处产生的信号功率经供电端250泄漏至电源。因此，如图3所示，偏置网络232至少包括馈电路径和用于去耦的电容C0，其中：馈电路径提供电感L11的第二端与供电端250之间的导通路径，以根据供电电压VCC经电感L11向功率管M0提供合适的偏置电压Vb；电容C0连接在供电端250与参考地电位之间，以去除馈电路径上的高频信号对连接于供电端250处的电源(例如为配电网络)产生的干扰，也同时避免了供电电压VCC的波动(降噪作用)，还具有一定的蓄能作用。
可选的，电容C0的容值可以根据视频频率选取，用于在视频频率下提供短路接地路径。这里的视频频率约为几十赫兹至几兆赫兹。
作为一种示例，如图3所示，馈电路径例如包括依次串联连接在电感L11的第二端和供电端250之间的电感L12、电感L13和电感L0，还包括电容C3和电容C1。其中，电容C3连接在电感L12和电感L1的连接节点与参考地电位之间，电容C1连接在电感L13和电感L0的连接节点与参考地电位之间。
在这一示例中，电感L11、L12、L13和电容C1形成的谐振结构可用于配置基波阻抗，电感L11、L12和电容C3形成的谐振结构可用于配置三次谐波阻抗，电感L11、L12、L13、L0和电容C0形成的谐振结构可用于配置视频阻抗。
通过配置各谐振结构中电感的电感值和电容的电容值的大小，本发明实施例的偏置网络232可以实现对二次以上各次谐波阻抗的合理配置，以优化目标工作带宽下的效率、线性度和输出功率。配置方法例如但不限于：通过调节电感L12的电感值和电容C3的容值配置三次谐波阻抗，通过调节电感L11、L13的电感值和电容C1的容值配置基波阻抗，在此基础上，还可以通过调节电感L0和电容C0的容值配置视频阻抗以提升视频带宽VBW，从而拓宽功率放大器的工作带宽。
可以看出，本发明实施例提供的偏置网络232不仅可以用于向功率放大电路中的功率管馈电，还可用于配置基波阻抗、二次谐波阻抗、三次谐波阻抗以及视频阻抗，从而能够控制功率放大信号out_p中的二次谐波分量、三次谐波分量等非线性增量信号，降低了多次谐波分量造成的功耗，提升了功率放大器的线性度和效率，并且能够通过配置视频带宽提高功率放大器的线性度。
需要说明的是，上述实施例中仅针对二次谐波分量和三次谐波分量进行了说明，这是因为二次谐波分量和三次谐波分量对功率放大器的线性度和效率的影响相比于更高次的谐波分量更为显著。在一些未示出的实施例中，还可以引入其他谐振结构对四次谐波分量等更高次的谐波分量对应的谐波阻抗和相位进行配置以实现进一步的精确优化，在此不再赘述。
如图2所示，阻抗匹配网络233经电感L11与信号接入端RF_in相连接，从而在电感L11的第二端处进一步进行阻抗配置以获得输出信号out0。
作为一种示例，如图3所示，阻抗匹配网络233包括第一微带线MLIN1和第二微带线MLIN2。其中，第一微带线MLIN1串联接于信号输出端RF_out和电感L11的第二端之间，即第一微带线MLIN1的第一端与电感L11耦接、第二端与信号输出端RF_out耦接；第二微带线MLIN2作为开路枝节，其第一端连接在第一微带线MLIN1和信号输出端RF_out之间，其第二端开路。第一微带线MLIN1和第二微带线MLIN2可以用于控制二次谐波阻抗和三次谐波阻抗，并调整二次、三次谐波分量的相位。被合理配置的二次谐波阻抗和三次谐波阻抗可以有效地扩展功率放大器的工作带宽和效率，并有利于优化功率放大器的线性度。
例如：第一微带线MLIN1和第二微带线MLIN2的长度可设置为三次谐波分量的波长的1/4，即基波频率对应的波长的1/12。基于此，由于第二微带线MLIN2设置为1/12基波波长的开路枝节，因此第二微带线MLIN2能够在第一微带线MLIN1和第二微带线MLIN2的连接处引入一个在三次谐波分量下相当于短路的低阻抗，第二微带线MLIN2和第一微带线MLIN1共同提供的开路特性能够在第一微带线MLIN1的第一端处(看向信号输出端的方向上)引入一个在三次谐波分量下相当于开路的高阻抗，从而使信号输出端RF_out连接的负载不影响输出匹配电路230配置的三次谐波阻抗，且第一微带线MLIN1和第二微带线MLIN2的引入不影响输出匹配电路230对信号接入端RF_in配置的基波阻抗和各次谐波阻抗。
在未示出的实施例中，阻抗匹配网络233还可以在第二微带线的第一端和信号输出端RF_out之间针对其他谐波分量设置更多的微带线或等效网络，以实现三次以上谐波阻抗(例如四次谐波阻抗、五次谐波阻抗等)的配置，从而更精确地在较宽的工作带宽下优化功率放大器的效率、输出功率和线性度。
由于二次谐波阻抗的配置对功率放大器的性能控制程度较高，因此，在一些示例中，还在第一微带线MLIN1的第一端和电感L11的第二端之间设置用于配置二次谐波阻抗的第二调谐单元，从而使二次谐波阻抗的配置更为灵活和精确，使得功率放大器的效率、输出功率、线性度和工作带宽能够被进一步优化。
作为可选的实施例，如图3所示，第二调谐单元例如具有与电感L11的第二端连接的第一并联端以及与第一微带线MLIN1的第一端连接的第二并联端，并包括并联在第一并联端和第二并联端之间的电感L22和电容C22。电感L22和电容C22形成谐振结构，通过配置电感L22的电感值和电容C22的容值可以实现对二次谐波阻抗的控制。
在替代的实施例中，电感L22可以被相应的微带线、螺旋电感或其他等效结构替代，即：本发明实施例不对各个电感和各个电容的实现方式做限制。
在信号输出端RF_out处，输出匹配电路230还包括用于阻隔直流信号、传递交流信号的电容Cb。作为示例，如图3所示，电容Cb的第一端可以与第二微带线MLIN的第一端连接，电容Cb的第二端可以与信号输出端RF_out连接，从而阻抗匹配电路233经电容Cb向信号输出端RF_out提供输出信号out0。
上文描述了本发明实施例的功率放大器的一些示例，然而本发明实施例不限于此，还可能存在其他方式的扩展和变形。
例如，应当理解，前述实施例中的参考地电位可以在替代实施例中替换为其他非零的基准电位(具有正电压幅值或负电压幅值)或受控变化的参考信号。
又例如，本申请实施例提供的电感、电容可以是集总参数的电容元件和电感元件，也可以是其他功能与电容和电感类似的等效元件，这里所述的等效结构例如但不限于为微带线、变容管、具有一定图案的导体结构等可提供感性阻抗和/或容性阻抗的结构。
再例如，前述的功率放大器200可以为分立器件，也可以作为一个电路单元，也可以组合成一个高效高线性的宽带功放模块。在另一些实现方式中，前述的功率放大电路220可以被封装在某器件中，而输出匹配电路230可以作为该器件外围的负载线结构。
同时，本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的结构和方法，可以使用不同的配置方法或调节方法对每个结构或该结构的合理变形来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本申请的范围。并且，应理解，本申请实施例中前述的图的放大器各个部件之间的连接关系为示意性举例，并不对本申请实施例造成任何限制。
基于一种示例性的配置方式，图4a和4b示出根据本发明一实施例的功率放大器的信号接入端RF_in处的阻抗随信号频率变化的示意图。图5示出该实施例的功率放大器在输出端250处的输出功率Pout与增益的关系示意图。图6示出该实施例的功率放大器在输出端250处的输出功率Pout与效率的关系示意图。
该实施例提出的功率放大器的基波频率约为2.5GHz，功率放大器的输出匹配电路基于该基波频率、二次谐波频率和三次谐波频率等进行配置。由图4a和下表1可以看出，当功率放大信号out_p的频率为2.5GHz、2.6GHz以及2.7GHz时，功率放大电路的放大输出节点看向输出匹配电路的阻抗ZL的实部(real)约为40(欧姆)；而当功率放大信号out_p的频率位于二次谐波的频率(即基波频率的2倍)或更高次谐波的频率附近时，例如等于5GHz、7.5GHz、8.1GHz，则功率放大电路的放大输出节点看向输出匹配电路的阻抗ZL的实部约为0。因此，基于本发明实施例的功率放大器能够实现基波阻抗的匹配和其他各次谐波阻抗的优化配置。
表1本示例的功率放大器中信号接入端RF_in处信号频率与阻抗的关系表
在可选的实施例中，如图4b和上表1所示，相比于基波阻抗的虚部(imag)，本实施例的功率放大器的二次谐波阻抗的虚部具有相反的相位，使得该功率放大器能够应用于较宽的工作频率范围和较高的效率，以满足宽带功率放大器的输出匹配电路实现的高效率要求。
进一步的，由图5和图6可以看出，在该配置方式下，该功率放大器在输出功率Pout约为41dBm时仍能实现平稳的增益Gain(约为17dB)和较高的效率Eff(约为65％)，因此在高输出功率Pout下具有良好的线性度和较高的效率。
这一配置方式对基波阻抗、二次谐波阻抗至三次谐波阻抗进行了调制，使得被配置的功率放大器在较宽的工作带宽内具有高效率、高输出功率和高线性度。对各次谐波阻抗和基波阻抗的具体配置方式可以参考前述各实施例，并利用史密斯圆等理论工具辅助完成，在此不再赘述。
基于另一种示例性的配置方式，图7a和7b示出根据本发明一实施例的功率放大器的信号接入端RF_in处的阻抗随信号频率变化的示意图。图8示出该实施例的功率放大器在输出端250处的输出功率Pout与增益的关系示意图。图9示出该实施例的功率放大器在输出端250处的输出功率Pout与效率的关系示意图。
该实施例提出的功率放大器的基波频率约为2.5GHz，功率放大器的输出匹配电路可以基于该基波频率、二次谐波频率至五次谐波频率进行配置。由图7a和下表2可以看出，当功率放大信号out_p的频率为2.5GHz、2.6GHz以及2.7GHz时，功率放大电路的放大输出节点看向输出匹配电路的阻抗ZL的实部(real)约为40(欧姆)；而当功率放大信号out_p的频率位于二次谐波的频率(即基波频率的2倍)或更高次谐波的频率附近时，例如等于5GHz、7.5GHz、8.1GHz、10GHz，则功率放大电路的放大输出节点看向输出匹配电路的阻抗ZL的实部约为0。因此，基于本发明实施例的功率放大器能够实现基波阻抗的匹配和其他各次谐波阻抗的优化配置。
表2本示例中功率放大器的信号接入端RF_in处信号频率与阻抗的关系表
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在可选的实施例中，如图7b和上表2所示，相比于基波阻抗的虚部(imag)，本实施例的功率放大器的二次谐波阻抗的虚部具有相反的相位，使得该功率放大器能够应用于较宽的工作频率范围和较高的效率，以满足宽带功率放大器的输出匹配电路实现高效率的要求。
进一步的，由图8和图9可以看出，在该配置方式下，该功率放大器在输出功率Pout约为40.5dBm时仍能实现平稳的增益Gain(约为18dB)和较高的效率Eff(约为65％)，因此在高输出功率Pout下具有良好的线性度和较高的效率。
这一配置方式对基波阻抗、二次谐波阻抗至五次谐波阻抗进行了调制，使得被配置的功率放大器在较宽的工作带宽内具有高效率、高输出功率和高线性度。对各次谐波阻抗和基波阻抗的具体配置方式可以参考前述各实施例，并利用史密斯圆等理论工具辅助完成，在此不再赘述。
本发明实施例提出了一种功率放大器，该功率放大器中的功率放大电路向输出匹配电路提供功率放大信号，输出匹配电路可以对面向功率放大电路的基波阻抗和各次谐波阻抗进行配置，使得功率放大器在基波分量下实现高输出功率、高效率、高线性和较宽的工作带宽，且能够利用二次谐波分量、三次谐波分量等多次谐波分量实现效率、线性度和工作带宽的优化，从而在基波分量和多次谐波分量下，功率放大电路能够经输出匹配电路与负载良好匹配。
本发明实施例还提供了一种输出匹配电路，该输出匹配电路可以作为负载线将包含功率放大器件(例如上文所述的功率管M0)的功率放大电路与负载进行匹配。本发明实施例提供的输出匹配电路的示例性描述可以参见上述各实施例，在此次不再赘述。
另一方面，本发明实施例还提供了一种包括功率放大器的射频模块，可以应用于各种无线设备。
图10示出本发明实施例的射频模块的示意性框图。如前文所述，这里描述的射频模块1000以应用在各种通信系统中的发送端，在此不再赘述。
如图10所示，射频模块1000至少包括功率放大电路1100和输出匹配电路1200或至少包括包含功率放大1100和输出匹配电路1200的功率放大器。其中，功率放大器、功率放大电路1100和输出匹配电路1200的具体实现方式可以参见上述各实施例的描述，在此不再赘述。
射频模块1000的硬件实现方式可以有多种，例如可以由集成于同一衬底的电路实现，也可以由多芯片实现，本发明实施例对此不作限定。
射频模块1000还可以包括开关/双工器1300，输出匹配电路1200提供的输出信号经开关/双工器1300被馈送至天线1400，从而以满足要求的功率向外辐射。天线1400可以包括至少一个子天线，不同子天线可以面向不同的频段，从而能够将宽频范围内的输出信号向外辐射。
可选的，射频模块1000还可以发射电路1500，用于根据指定数据产生相应的模拟信号作为前述实施例所述的输入信号，从而功率放大电路1100可以对该输入信号进行功率放大，以将包含数据信息的输入信号的功率提升至目标水准。进一步的，射频模块1000还可以包括处理器，用于向发射电路1500提供需要发射的指定数据。
此外，在一些同时应用于发送端和接收端的射频模块1000中，还可以包括接收路径1600，该接收路径可以经由开关/双工器1300接收天线1400接收到的信号，并对该信号进行低噪声放大等一系列的处理，从而获得能够被存储在存储介质中的接收数据或能够被相应电路结构转换为数字信号的模拟信号。
综上所述，本发明实施例提出了一种面向功率放大电路的输出匹配电路，以及包含该输出匹配电路和该功率放大电路的功率放大器和射频模块。其中，本发明实施例提供的输出匹配电路可以对面向功率放大电路的基波阻抗和各次谐波阻抗进行配置，使得功率放大器在基波分量下实现高输出功率、高效率、高线性和较宽的工作带宽，且能够利用二次谐波分量、三次谐波分量等多次谐波分量实现效率、线性度和工作带宽的优化，从而在基波分量和多次谐波分量下，功率放大电路能够经输出匹配电路与负载良好匹配。
在可选的实施例中，本发明实施例提供的输出匹配电路还可以对面向功率放大电路的视频阻抗进行配置，进一步使功率放大电路经输出匹配电路与负载良好匹配，从而提升功率放大器的线性度、效率和工作带宽。
应当说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
依照本发明的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (10)

1.一种输出匹配电路，其特征在于，包括：
信号接入端，接收功率放大电路提供的功率放大信号，所述功率放大信号至少包括基波分量、二次谐波分量和三次谐波分量；
第一调谐单元，连接在所述信号接入端和参考地电位之间，适于配置所述二次谐波分量的阻抗；
第一电感(L11)，其第一端与所述信号接入端连接；
偏置网络，经所述第一电感(L11)向所述信号接入端供电，适于配置所述基波分量的阻抗和所述三次谐波分量的阻抗；以及
阻抗匹配网络，经所述第一电感(L11)与所述信号接入端连接，适于向信号输出端提供输出信号，并至少用于配置所述二次谐波分量的阻抗，
所述偏置网络包括：
第二电感(L12)、第三电感(L13)和第四电感(L0)，依次串联在所述第一电感(L11)的第二端和供电端之间，所述供电端接收供电电压；
第一电容(C3)，连接在所述第二电感(L12)和所述第三电感(L13)的连接节点与参考地电位之间；
第二电容(C1)，连接在所述第三电感(L13)和所述第四电感(L0)的连接节点与参考地电位之间；以及
第三电容(C0)，连接在所述供电端和参考地电位之间，被配置为所述供电端的退耦电容，
其中，所述第二电感(L12)、所述第三电感(L13)的电感值和所述第二电容(C1)的电容值被配置以调制所述基波分量的阻抗，
所述第二电感(L12)的电感值和所述第一电容(C3)的电容值被配置以调制所述三次谐波分量的阻抗，
所述第二电感(L12)、所述第三电感(L13)、所述第四电感(L0)的电感值和所述第三电容(C0)的电容值被配置以调制视频阻抗和视频带宽。
2.根据权利要求1所述的输出匹配电路，其特征在于，所述阻抗匹配网络包括：
第二调谐单元，包括并联在第一并联端和第二并联端之间的第五电感(L22)和第四电容(C22)，所述第二调谐单元连接在所述第一电感(L11)的第二端和所述信号输出端之间以配置所述二次谐波分量的阻抗。
3.根据权利要求2所述的输出匹配电路，其特征在于，所述阻抗匹配网络还包括：
第一微带线，其第一端与所述第二调谐单元的第二并联端连接，所述第一微带线的第二端与所述信号输出端耦接；以及
第二微带线，其第一端与所述第一微带线的第二端连接，所述第二微带线的第二端开路。
4.根据权利要求3所述的输出匹配电路，其特征在于，所述第一微带线的长度和所述第二微带线的长度等于所述三次谐波分量的波长的1/4。
5.根据权利要求1所述的输出匹配电路，其特征在于，还包括隔直电容(Cb)，所述阻抗匹配网络经所述隔直电容(Cb)向所述信号输出端提供所述输出信号。
6.根据权利要求1所述的输出匹配电路，其特征在于，所述第一调谐单元包括：
第六电感(L21)和第五电容(C21)，串联连接在所述信号接入端和参考地电位之间，被配置以调制所述二次谐波分量的阻抗。
7.根据权利要求1所述的输出匹配电路，其特征在于，所述第一电感(L11)被配置以调制所述基波分量的阻抗实部。
8.根据权利要求1所述的输出匹配电路，其特征在于，所述二次谐波分量的阻抗虚部与所述基波分量的阻抗虚部具有相反的相位。
9.一种功率放大器，其特征在于，包括：
如权利要求1至8任一项所述的输出匹配电路；以及
功率放大电路，经所述输出匹配电路与后级电路结构连接，适于对输入信号进行功率放大以获得所述功率放大信号。
10.一种射频模块，其特征在于，包括权利要求9所述的功率放大器。
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