CN111586896A - 一种集成双频Doherty功率放大器、基站和移动终端 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种集成双频Doherty功率放大器、基站和移动终端，其中Doherty功率放大器的主功放支路包括主功放双频输入匹配网络和主功放晶体管，辅功放支路包括辅功放双频输入匹配网络和辅功放晶体管，辅功放晶体管漏极连接有双频后匹配网络。主功放晶体管的漏极和辅功放晶体管的漏极之间的集总参数双频
Figure 816923DEST_PATH_IMAGE002
线由T型双频电感网络组成。本发明比传统的集成Doherty功率放大器可覆盖的频段更多，有利于减小通信系统的尺寸和成本，与其他双频集成Doherty功率放大器相比，在每个工作频段可以实现更宽的带宽和更高的效率，本发明主辅支路在两个频段相位差均为90度，便于双频相位补偿的实现。

Description

一种集成双频Doherty功率放大器、基站和移动终端
技术领域
本发明涉及通信技术领域，具体涉及一种基于双频电感的集成双频Doherty功率放大器、基站和移动终端。
背景技术
功率放大器是基站中的主要耗能单元，提高功放的效率对降低整个基站的功耗至关重要。由于采用了正交频分复用（OFDM）等复杂的调制方式，现代通信信号的峰均比（PAPR）很高，基站发射机普遍采用Doherty功率放大器（Doherty Power Amplifier，DPA）提升回退效率，进而提高平均效率。
DPA由class-AB偏置的主功放和class-C偏置的辅功放构成，它的工作原理如图1所示，其中Ropt表示主功放的最佳负载阻抗。假设主功放的最大输出功率为P，辅功放和主功放的最大输出功率相同。在低功率（LP）区，只有主功放工作，辅功放输出端呈现开路，四分之一波长（λ/4）阻抗变换线将Ropt/2转换为2Ropt，主功放会提前达到饱和，且此时的输出功率为P/2。在高功率（HP）区，辅功放开始工作，由于有源负载调制效应，主功放的负载阻抗会逐渐降低，但主功放仍然保持饱和状态，当辅功放达到饱和时，主辅功放的负载阻抗均为Ropt，DPA的总输出功率为2P。因此，DPA的效率曲线有两个峰值点，分别出现在最大输出功率处及6-dB回退处，这意味DPA与传统功放相比有很大的回退效率提升。
5G Massive MIMO基站中有大量的功放单元，为了保持合理的系统尺寸，DPA需要基于集成电路工艺进行设计。此外，在手机等终端应用场景，也有集成DPA的需求。在低频段，DPA中的λ/4线尺寸较大，为了减小芯片面积，通常采用集总参数网络等效λ/4线，图2给出了三种典型的集总参数λ/4线。图2(a)是高通π型网络，其中并联电感可用于漏极供电，串联电容可用于隔直。图2(b)是低通π型网络，其中并联电容可以有效吸收晶体管的输出电容，因此可以实现更宽的带宽。不过低通π型网络需要引入额外的漏极偏置电路，而且晶体管输出电容可能会超过其所需的并联电容。图2(c)是T型电感网络，解决了上述两个问题，图中的Cout表示晶体管输出电容，并联电感LT2可用于漏极供电。T型电感网络的元件参数可以用下式计算：
Figure 510161DEST_PATH_IMAGE002
(1)
其中ω为工作角频率，Z0为λ/4线的特性阻抗。
当前通信频段众多，为了降低通信系统的尺寸和成本，通常要求单个功放支持多个频段。然而，由于采用了λ/4阻抗变换线，DPA存在固有的带宽限制，集成DPA中的λ/4阻抗变换线用集总参数网络实现，这会导致带宽进一步变窄。双频技术是是实现多频段覆盖的方法之一，其核心是双频λ/4阻抗变换线的设计。在现有技术中已有双频DPA的报道，按照双频λ/4阻抗变换线的实现方法主要分为两种：第一种基于T型或π型网络，可见申请号为CN201220472136.9，名称为“一种基于T型网络和耦合线的双频同步式功率放大器”的专利申请；第二种基于传输线的周期性，可参考申请号为CN201811426440.8、名称为“一种基于相位延迟双频输出匹配网络的宽带双频段Doherty功率放大器”的专利申请。但是这两种方法设计的DPA尺寸都很大，只适用于板级功放，难以应用在集成DPA设计中。
综上所述，Massive MMO基站及手机终端等应用场景有迫切的双频集成DPA的需求，但是目前缺乏有效的双频集成DPA设计方法。
发明内容
针对上述传统集成Doherty功放的问题，本发明提供一种基于双频电感的集成双频Doherty功率放大器、基站和移动终端，能在一定程度上克服传统集成Doherty功放的带宽限制问题，使单个Doherty功放能够覆盖多个频段，进而降低通信系统的尺寸和成本。
本发明第一方面，提供一种集成双频Doherty功率放大器，包括双频功率分配及相位补偿网络以及与之相连的主功放支路、辅功放支路，所述主功放支路包括主功放双频输入匹配网络和主功放晶体管，所述辅功放支路包括辅功放双频输入匹配网络和辅功放晶体管，所述辅功放晶体管漏极连接有双频后匹配网络，所述主功放晶体管的漏极和所述辅功放晶体管的漏极之间的集总参数双频λ/4线由T型双频电感网络组成。
所述T型双频电感网络包括三个双频电感单元，作为“T”的三个支路；每个所述双频电感单元包括第一电感、第二电感、第三电感和电容，其中第一电感与电容串联再与第二电感并联组成谐振网络，所述谐振网络与第三电感串联；三个所述双频电感单元的一端相连，另一端分别连接主功放晶体管的漏极、辅功放晶体管的漏极和漏极偏置电压源。
所述谐振网络的串联谐振频率为fs，并联谐振频率为fp，分别满足fs=f2和f1<fp<f2，其中f1、f2为该双频Doherty功率放大器的两个工作频率。
所述双频电感单元的等效电感由公式
Figure 62365DEST_PATH_IMAGE002
得到，其中LT1为分别连接主功放晶体管的漏极和辅功放晶体管的漏极的两个双频电感单元的等效电感，LT2为连接主功放晶体管的漏极偏置电压的双频电感单元的等效电感，ω为工作角频率，Z0为λ/4线的特性阻抗，Cout为晶体管输出电容。
所述双频后匹配网络用于阻抗匹配和隔直，当合路点阻抗为50Ω时，所述双频后匹配网络可简化为隔直电容。
本发明第二方面，提供一种基站，包括上述任一技术方案所述的集成双频Doherty功率放大器。
本发明第三方面，提供一种移动终端，包括上述任一技术方案所述的集成双频Doherty功率放大器。
本发明所提出的集成双频DPA具有以下优势：第一、与传统的集成DPA相比，本发明可以覆盖更多的频段，有利于减小通信系统的尺寸和成本；第二、与其他双频集成DPA相比，本发明可以在每个工作频段实现更宽的带宽和更高的效率；第三、本发明双频DPA的主辅支路在两个频段相位差均为90度，便于双频相位补偿的实现。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例Doherty功放工作原理图；
图2为为图1典型的集总参数λ/4线电路图，（a）为高通
Figure 45233DEST_PATH_IMAGE004
型网络；（b）为低通
Figure 532846DEST_PATH_IMAGE006
型网络；（c）为T型电感网络；
图3为本发明实施例提供的基于双频电感的集总参数双频λ/4线电路原理图；
图4为图3实施例中用到的双频电感网络图；
图5为本发明实施例基于双频电感的集成双频Doherty功率放大器结构图；
图6为本发明对比例基于串并联网络的双频λ/4线电路原理图及其在两个工作频率处的等效电路图；
图7为本发明实施例与图6对比例的频率响应对比图；
图8为本发明一实施方式的电磁仿真结果图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
本实施例针对集成Doherty功率放大器（DPA）中基于T型电感网络的集总参数λ/4线进行了改进，如背景技术中所说的那样，DPA存在固有的带宽限制，集成DPA中的λ/4阻抗变换线用集总参数网络实现，会导致带宽进一步变窄。双频DPA可以实现多频段覆盖，但是目前缺乏有效的双频集成DPA设计方法本实施例采用图4所示的双频电感（Dual-BandInductor, DBI）网络替换图2（c）所示T型电感网络中的每个电感，得到了图3所示集总参数双频λ/4线。
因此本实施例提出的基于双频电感的集成双频DPA，包括双频功率分配及相位补偿网络以及与之相连的主功放支路、辅功放支路，主功放支路包括主功放双频输入匹配网络和主功放晶体管，辅功放支路包括辅功放双频输入匹配网络和辅功放晶体管，辅功放晶体管漏极连接有双频后匹配网络。主功放晶体管的漏极和辅功放晶体管的漏极之间的集总参数双频λ/4线由T型双频电感网络组成。
所述T型双频电感网络包括三个双频电感单元，作为“T”的三个支路；如图4所示，每个双频电感单元包括第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和电容C1，其中第一电感L1与电容C1串联再与第二电感L2并联，组成谐振网络，该谐振网络与第三电感L3串联；三个双频电感单元的一端相连，另一端分别连接主功放晶体管的漏极、辅功放晶体管的漏极和漏极偏置电压源Vd，其中连接主功放晶体管的漏极和辅功放晶体管的漏极的双频电感单元为图3中的DBI1支路，连接漏极偏置电压源的双频电感单元为DBI2支路。图3中三条支路的谐振网络端连在一起，但连接方式不限于此。理论上也可以是三条支路的第三电感端连在一起，还可以某个或某些支路的谐振网络端和其余支路的第三电感端相连接，但为了制版方便，通常采用图3所示的连接方式。
本领域技术人员应当理解，关于双频电感单元中的器件L1、L2、L3和C1，可以是符合要求的相应数值的单独一个元件，也可以是由多个元件串、并联而成，结果等效为L1、L2、L3和C1。此外，电感L1、L2、L3在版图中也可以用传输线实现。
根据公式（1），工作频率越高，所需的电感越小，因此双频电感需要在低频段呈现高感值，在高频段呈现低感值。假设DPA的两个工作频率分别为f1和f2，且f2> f1。图4中的fs表示L1C1L2网络的串联谐振频率，fp表示L1C1L2网络的并联谐振频率，两者分别满足fs= f2和f1<fp<f2。因此，在f2处L1C1L2网络呈现短路，在f1处L1C1L2网络呈现为一个电感LP。进而，双频电感网络在f1和f2处呈现的电感值分别为L3+LP和L3，通过调整LP和L3可以实现任意的电感值组合，而且低频段的电感值始终大于高频段电感值。具体设计时，可以首先根据图2(c)和公式（1）
Figure 866744DEST_PATH_IMAGE002
算出每个工作频率处的电感值，然后再根据图4得出双频电感单元的元件参数，最后用双频电感单元替换图2(c)中相应位置的电感，即可得到集总参数双频λ/4线。
图5所示是基于双频电感的集成双频DPA。基于双频电感的双频λ/4线可以提供漏极供电通路，图5中的Vd为漏极偏置电压源。本实施例中的集成双频DPA包括双频后匹配网络，用于将50Ω标准负载阻抗变换为DPA的合路点阻抗Zdpa。双频后匹配网络具有阻抗匹配和隔直的功能，如果合路点阻抗已经接近50Ω，双频后匹配网络可以是简单的隔直电容。
假设主功放和辅功放的双频输入匹配网络不引入额外的相位差，那么主功放支路和辅功放支路的相位差在两个工作频率处均为90度，双频功率分配及相位补偿网络可以用宽带的正交耦合器实现。在实际设计中，相位差可能会偏离90度，双频功率分配及相位补偿网络也可以采用其它的电路实现形式。图5中所示双频DPA的主功放晶体管和辅功放晶体管均为场效应（FET）管，需要注意的是，FET管只是本实施例优选的实施方式，实际应用中的主功放晶体管和辅功放晶体管可以是任意类型的晶体管。
基于图2(a)和图2(b)的π型网络集总参数λ/4线，结合部分公知技术，容易想到另一种集总参数双频λ/4线的实现形式，如图6所示，这里称之为基于串并联网络的双频λ/4线。并联谐振网络可以在低频段呈现感性，在高频段呈现容性，而串联谐振网络可以在低频段呈现容性，在高频段呈现感性。因此，基于串并联网络的双频λ/4线在f1处等效为图2(a)所示的高通π型网络，在f2处等效为图2(b)所示的低通π型网络。
图6中的双频λ/4线比图3更简单，网络综合也更容易，但其在实际设计中难以应用，主要原因是：第一，串联或并联谐振网络需要在一个频段呈现感性，在另一个频段呈现容性，这给其谐振带宽施加了约束，基于串并联网络的双频λ/4线在每个工作频段的带宽都非常窄；第二，谐振带宽窄意味网络性能对元件的非理想特性非常敏感，实际版图中的电感Q值较低，这会导致基于串并联网络的双频λ/4线插入损耗很高，严重限制DPA的效率；第三，基于串并联网络的双频λ/4线在低工作频率呈现+90度相移，在高工作频率处呈现-90度相移，两个工作频率处的巨大相移差异会给双频DPA主辅路的相位补偿带来困难。与其形成对比的是，如图3所示基于双频电感的双频λ/4线在两个工作频率处均等效为低通网络，均呈现-90度相移，在很大程度上克服了以上三个问题。
综上所述，本实施例基于双频电感的集成双频DPA具有以下优势：第一，与传统的集成DPA相比，可以覆盖更多的频段，有利于减小通信系统的尺寸和成本；第二，与其他的双频集成DPA实现方法相比，本实施例可以在每个工作频段实现更宽的带宽和更高的效率；第三，本实施例所提出的双频DPA的主辅支路在两个频段相位差均为90度，便于双频相位补偿的实现。
为了证明本实施例的可行性，下面给出一个3.5/4.9GHz全集成双频DPA设计实例。该实例基于WIN的0.25-um GaN HEMT工艺，漏极电压为28V，主辅功放的晶体管栅宽均为4mm，晶体管的最佳负载阻抗Ropt=25Ω，输出电容Cout=1.8pF。根据这些参数可以综合出图3所示基于双频电感的双频λ/4线以及图6所示基于串并联网络的双频λ/4线，图7给出了两者的频率响应对比，网络中两端口的阻抗分别取为50Ω和12.5Ω。可以看出，基于双频电感的双频λ/4线的带宽明显优于基于串并联网络的双频λ/4线。图8所示是基于双频电感的3.5/4.9GHz全集成双频DPA的电磁(EM)仿真结果，EM仿真是基于DPA的整体版图，充分考虑了损耗、耦合等非理想因素。从图8可以看出，3.5GHz处的饱和功率为45dBm，6dB回退功率附加效率（PAE）为48%，4.9GHz处的饱和功率为44.7dBm，6dB回退PAE为45%。双频DPA在每个频段的仿真指标与现有技术中的单频集成DPA相当，充分体现出本实施例所提设计方法的可行性及优越性。
本实施例还提供一种基站和一种移动终端，均包括上述方案提到的基于双频电感的集成双频Doherty功率放大器。尤其是5G Massive MIMO基站及手机终端，本实施例可以满足其系统小型化、集成度高的需求。
本发明方案所公开的技术手段不仅限于上述实施方式所公开的技术手段，还包括由以上技术特征任意组合所组成的技术方案。

Claims (7)

1.一种集成双频Doherty功率放大器，包括双频功率分配及相位补偿网络以及与之相连的主功放支路、辅功放支路，所述主功放支路包括主功放双频输入匹配网络和主功放晶体管，所述辅功放支路包括辅功放双频输入匹配网络和辅功放晶体管，所述辅功放晶体管漏极连接有双频后匹配网络，其特征在于，所述主功放晶体管的漏极和所述辅功放晶体管的漏极之间的集总参数双频
Figure 108796DEST_PATH_IMAGE002
线由T型双频电感网络组成。
2.根据权利要求1所述的集成双频Doherty功率放大器，其特征在于，所述T型双频电感网络包括三个双频电感单元，作为“T”的三个支路；每个所述双频电感单元包括第一电感、第二电感、第三电感和电容，其中第一电感与电容串联再与第二电感并联组成谐振网络，所述谐振网络与第三电感串联；三个所述双频电感单元的一端相连，另一端分别连接主功放晶体管的漏极、辅功放晶体管的漏极和漏极偏置电压源。
3.根据权利要求2所述的集成双频Doherty功率放大器，其特征在于，所述谐振网络的串联谐振频率为fs，并联谐振频率为fp，分别满足fs=f2和f1<fp<f2，其中f1、f2为该双频Doherty功率放大器的两个工作频率。
4.根据权利要求2所述的集成双频Doherty功率放大器，其特征在于，所述双频电感单元的等效电感由公式
Figure 185205DEST_PATH_IMAGE004
得到，其中LT1为分别连接所述主功放晶体管的漏极和所述辅功放晶体管的漏极的两个双频电感单元的等效电感，LT2为连接漏极偏置电压源的双频电感单元的等效电感，
Figure 985671DEST_PATH_IMAGE006
为工作角频率，Z0为
Figure 551650DEST_PATH_IMAGE007
线的特性阻抗，Cout为晶体管输出电容。
5.根据权利要求2所述的集成双频Doherty功率放大器，其特征在于，所述双频后匹配网络用于阻抗匹配和隔直，当合路点阻抗为50Ω时，所述双频后匹配网络可简化为隔直电容。
6.一种基站，其特征在于，包括权利要求1~5任一项所述的集成双频Doherty功率放大器。
7.一种移动终端，其特征在于，包括权利要求1~5任一项所述的集成双频Doherty功率放大器。
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